WO2006035754A1 - 受信装置およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus, and relates to a technique for ensuring sensitivity with a wide dynamic range.
  • Such a remote control device includes a transmitting device that transmits infrared light and a receiving device that receives an infrared signal transmitted from the transmitting device.
  • the receiving apparatus includes an optical receiving apparatus for receiving an infrared signal that is modulated and transmitted from the transmitting apparatus by a predetermined modulation method.
  • This optical receiver detects infrared rays with a light receiving element such as a photodiode and converts it into current, amplifies it to a sufficient signal level with an amplifier that performs current-voltage conversion, and performs signal processing such as demodulation. ! /
  • the transmission device since the transmission device is powered by a battery, the level of the transmitted infrared signal is not so high.
  • the level of disturbance noise such as sunlight may be tens of thousands of times or millions of times greater than the level of infrared signals.
  • the infrared signal transmitted from the transmitter is an AC signal whose amplitude changes due to modulation, whereas disturbance noise is a DC signal whose signal level does not change with time.
  • Patent Document 1 discloses a technique for providing an input matching circuit having a function proportional to the square root of the output current of a photodiode.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 6-188835
  • the present invention has been made in view of these problems, and an object thereof is to provide a receiving apparatus capable of obtaining good detection sensitivity with a wide dynamic range.
  • An embodiment of the present invention relates to a receiving device.
  • the receiving device includes a sensitive element that receives a signal from the outside, converts the signal into an electric signal, and outputs the electric signal, a distribution unit that distributes the electric signal output from the sensitive element as a plurality of electric signals, and a plurality of distribution units distributed by the distribution unit.
  • a plurality of amplifiers for amplifying the electrical signals with different gains, and an adder for adding the plurality of electrical signals respectively amplified by the plurality of amplifiers.
  • the “sensitive element” refers to an element that can detect a physical signal such as light, magnetism, sound, and vibration and convert it into an electrical signal.
  • the amplification gain of the electric signal can be made different for each amplifier, and the dynamic range and detection sensitivity of the receiving apparatus can be freely set.
  • the gain of multiple amplifiers is a signal that can significantly amplify the distributed electrical signal
  • the level range may be set differently for multiple amplifiers.
  • the sensitive element may be a light receiving element that receives an optical signal, converts the optical signal into an electric signal, and outputs the electric signal.
  • the light receiving element outputs a detection current corresponding to the amount of received light as an electrical signal
  • the distribution unit distributes the detection current output from the light receiving element to a plurality of amplifiers as a plurality of detection currents, and the plurality of amplifiers
  • Each of the plurality of detection currents may be converted into a plurality of detection voltages with different current-voltage conversion gains, and the adder may add the plurality of detection voltages.
  • a current corresponding to the amount of received light flows through a light receiving element such as a photodiode or phototransistor, the current is distributed to a plurality of amplifiers by distributing the current to a plurality of amplifiers using a current mirror circuit or the like.
  • the current value can be suitably adjusted.
  • the adder may perform addition after removing direct current components of the plurality of electric signals amplified by the plurality of amplifiers.
  • the DC component may be removed after adding a plurality of electric signals amplified by a plurality of amplifiers.
  • the receiving device includes a plurality of sensitive elements that receive signals from the outside and convert the electric signals to output, a plurality of amplifiers that respectively amplify a plurality of electrical signals output from the plurality of sensitive elements, and a plurality of amplifiers. And an adder for adding a plurality of amplified electric signals.
  • the signal level input to each amplifier can be set freely, and the gain of each amplifier can be set according to the signal level. Can be set, and good detection sensitivity can be obtained in a wide dynamic range.
  • the gain of the amplifier may be set lower as the level of the electric signal output from the sensitive element increases.
  • the sensitive element may be a light receiving element that receives an optical signal, converts it into an electrical signal, and outputs the electric signal.
  • the level of the electric signal output when the maximum signal assumed as an input is input is included in a range in which an amplifier that amplifies the electric signal has a significant gain.
  • the size may be set.
  • the amplifier By adjusting the size of a sensitive element that outputs an electrical signal corresponding to the size, such as a photodiode, the amplifier can be adjusted to a signal level having a high gain, so that the detection sensitivity can be increased.
  • the gains of the plurality of amplifiers may be set so as to significantly amplify an electrical signal output when a maximum signal assumed as an input is input to the sensitive element.
  • the detection sensitivity can be increased by adjusting the gain of the amplifier.
  • Each of the plurality of sensitive elements outputs a plurality of detection currents corresponding to the amount of received light as electrical signals
  • each of the plurality of amplifiers converts each of the plurality of detection currents into a plurality of detection voltages
  • the adder A plurality of detection voltages may be added.
  • the adder may add after removing DC components of the plurality of electric signals amplified by the plurality of amplifiers.
  • the DC component may be removed after adding a plurality of electric signals amplified by a plurality of amplifiers.
  • Still another embodiment of the present invention also relates to a receiving device.
  • This receiving apparatus receives a signal from the outside, converts it into an electrical signal, outputs it, an amplifier that amplifies the electrical signal output from the sensitive element, and distributes the electrical signal amplified by the amplifier to a plurality of paths.
  • the adder may perform addition after removing DC components of a plurality of electrical signals! Also, each of the multiple paths may include a DC blocking capacitor. By adding the electrical signal after removing the DC component contained in the external noise, only the significant signal component can be added with the external noise mixed as a direct current component removed.
  • the gain of the amplifier may be set lower as the level of the electrical signal output from the sensitive element increases. By performing gain compression in the amplifier, the dynamic range can be expanded.
  • Each of the plurality of paths may include a buffer circuit. Stable voltage addition can be performed by performing impedance conversion with a noffer circuit.
  • the adder includes a plurality of differential pairs, a load provided in common to the plurality of differential pairs, and a plurality of current sources that supply a bias current to each of the plurality of differential pairs.
  • An amplifier may be provided. Input multiple electrical signals distributed by the distributor to multiple differential pairs.
  • a plurality of electrical signals can be added by inputting a plurality of electrical signals to a plurality of differential pairs and flowing a current flowing through each differential pair to a common load.
  • the sensitive element may be a light receiving element that receives an optical signal, converts it into an electrical signal, and outputs the electric signal.
  • the light receiving element may output a detection current corresponding to the amount of received light as an electric signal
  • the amplifier may convert the detection current into a voltage and amplify the voltage
  • the adder may add a plurality of electric signals to the voltage.
  • a photocurrent corresponding to the amount of light received flows through a light receiving element such as a photodiode or phototransistor, this photocurrent is amplified by current-voltage conversion by an amplifier, and the obtained voltage is distributed and added.
  • the dynamic range of the receiving device can be expanded.
  • the sensitive element, the amplifier, the distributing unit, and the adder may be integrated on a single semiconductor integrated circuit. “Integrated integration” includes the case where all the circuit components are formed on a semiconductor substrate and the case where the main components of the circuit are integrated, and is partly used for adjusting circuit constants. Such resistors and capacitors may be provided outside the semiconductor substrate.
  • the sensitive element, the amplifier, the distributing unit, and the adder may be formed separately on a plurality of semiconductor substrates and incorporated in one package.
  • Still another aspect of the present invention provides an electronic device that is remotely controlled from the outside by an infrared signal. It is a vessel.
  • This electronic apparatus includes the above-described receiving device that receives an infrared signal that is incident from the outside and is pulse-modulated, a demodulator that demodulates the infrared signal received by the receiving device, and a main unit based on the infrared signal demodulated by the demodulator.
  • a control unit for controlling the operation of the device.
  • an infrared signal can be suitably detected under external noise having different levels, and the electronic device can be stably operated remotely under various circumstances.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing configurations of a current distribution unit, a first current-voltage conversion amplifier, and a second current-voltage conversion amplifier in FIG. 1.
  • FIGS. 3 (a) and 3 (b) are diagrams showing input / output characteristics of the first and second current-voltage conversion amplifiers in FIG. 2, respectively.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating current-voltage conversion gains of the first and second current-voltage conversion amplifiers in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating current-voltage conversion gains of the first and second current-voltage conversion amplifiers in FIG. 2.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between current and voltage in each part of the optical receiver in FIG. 1.
  • FIGS. 6 (a) and 6 (b) are diagrams showing input / output voltage time waveforms in the adder of FIG.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a modification of the current-voltage conversion amplifier of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier shown in FIG.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of an optical receiver according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a first current-voltage conversion amplifier in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a first current-voltage conversion amplifier in FIG. 9.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of the resistance circuit of FIG.
  • FIGS. 12 (a) to 12 (b) are diagrams showing input / output characteristics and gain of the first current-voltage conversion amplifier shown in FIG.
  • FIGS. 13 (a) to 13 (c) show signal amplification in the current-voltage conversion amplifier shown in FIG. It is a figure which shows a mode.
  • FIGS. 14 (a) to (c) are diagrams showing how signals are amplified in the current-voltage conversion amplifier shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram showing input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier shown in FIG. 10 when the voltage is lowered.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of an optical receiver according to a third embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration example of the current-voltage conversion amplifier of FIG.
  • 18 (a) and 18 (b) are diagrams showing input / output characteristics and gain characteristics of the current-voltage conversion amplifier shown in FIG.
  • FIGS. 19 (a) to 19 (c) show the state of signal amplification in the current-voltage conversion amplifier shown in FIG.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining the setting of input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier shown in FIG.
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing a configuration example of an adder and an amplifier in FIG.
  • FIGS. 22 (a) to 22 (c) show how signals are amplified in the current-voltage conversion amplifier shown in FIG. 17 in which the gain is set low.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a part of a modification of the optical receiver shown in FIG. 16.
  • the receiving device is an infrared remote control device.
  • An optical receiver that receives an infrared signal transmitted from a transmitter and performs signal processing such as demodulation.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of optical receiving apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the optical receiving device 100 communicates with the transmitting device 200 using infrared rays. From the transmitting device 200, an infrared signal subjected to modulation such as pulse position modulation PPM (Pulse Position Modulation) is transmitted.
  • PPM Pulse Position Modulation
  • the optical receiver 100 includes a photodiode 10 as a light receiving element, a current distribution unit 12, a first current-voltage conversion amplifier 14a, a second current-voltage conversion amplifier 14b, a first DC prevention capacitor Cl, and a second DC prevention capacitor.
  • C2 adder 18, bandpass filter 20, demodulator 22, and amplifier 24 are included.
  • the photodiode 10 receives an infrared signal transmitted from the transmission device 200.
  • the photodiode 10 outputs a current corresponding to the amount of received infrared signal as a detection current Id.
  • outputting current means that the photocurrent flowing when an infrared signal is incident on the photodiode 10 is taken out as a signal, and the photocurrent flowing into the photodiode 10 is drawn from an external circuit, or the photodiode This includes both cases where the photocurrent that flows through 10 is taken out to an external circuit.
  • the detection current Id output from the photodiode 10 is input to the current distribution unit 12.
  • the current distribution unit 12 converts the detection current Id output from the photodiode 10 into the first detection current Id.
  • the first current-voltage conversion amplifier 14a converts the first detection current Idl into current-voltage and outputs it as the first detection voltage Vdl.
  • the second current-voltage conversion amplifier 14b outputs the second detection current Id2 as the second detection voltage Vd2.
  • the first detection voltage Vdl and the second detection voltage Vd2 output from the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b, respectively, are generated by the first DC prevention capacitor C1 and the second DC prevention capacitor C2.
  • the DC component is removed and only the AC component is output.
  • the current-voltage conversion gains gl and g2 of the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b significantly amplify the detected currents Idl and Id2, which are distributed electrical signals, as described later.
  • the signal level range that can be set is different!
  • the adder 18 receives the first detection voltage Vdl ′ and the second detection voltage Vd 2 ′ from which the DC component has been removed.
  • the adder 18 adds the first and second detection voltages Vdl ′ and Vd2 ′ and outputs the result as a detection voltage Vd.
  • the amplifier 24 amplifies the detection voltage Vd output from the adder 18 as necessary.
  • the band pass filter 20 passes only the band near the carrier frequency among the frequency components of the detection voltage Vd, removes the other band, and outputs the band to the demodulator 22.
  • the demodulator 22 demodulates the pulse position-modulated signal, performs waveform shaping, and outputs it to a signal processing unit (not shown).
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing configurations of the current distribution unit 12, the first current-voltage conversion amplifier 14a, and the second current-voltage conversion amplifier 14b.
  • the current distribution unit 12 includes first to fifth transistors Q1 to Q5 and a constant current source 30.
  • the fourth transistor Q4 and the fifth transistor Q5 are NPN-type bipolar transistors, and together with the constant current source 30, form a noise circuit.
  • the first to third transistors Q1 to Q3 are PNP-type bipolar transistors, their base terminals are connected in common, and the emitter terminal is also connected to the power supply voltage Vcc to form a current mirror circuit.
  • a photodiode 10 is connected to the collector terminal of the first transistor Q1 via a fifth transistor Q5. The photocurrent force that flows when the photodiode 10 receives infrared light is detected by the first transistor Q1. It will flow as.
  • the first to third transistors Q1 to Q3 form a current mirror circuit, and each of the second transistor Q2 and the third transistor Q3 is proportional to the size ratio of the first transistor Q1.
  • the transistor size ratios are all set to be equal to 1: 1: 1
  • the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b include a first resistor R1 and a second resistor R2, respectively.
  • the first current-voltage conversion amplifier 14a In the first current-voltage conversion amplifier 14a, a voltage drop occurs due to the first detection current Idl flowing in the first resistor R1, and the drop voltage (W1 XR1) of the first resistor R1 is used as the first detection voltage Vdl. Output as.
  • FIGS. 3 (a) and 3 (b) show the input / output characteristics of the first and second current-voltage conversion amplifiers 14a and 14b, respectively.
  • the first detection voltage Vdl increases as the first detection current Idl increases.
  • the emitter voltage of the first to third transistors Q1 to Q3 of the current distribution unit 12 is fixed at the power supply voltage Vcc, and the collector-emitter voltage decreases as the detection voltage Vdl, which is the collector voltage, increases.
  • the bipolar transistor enters the saturation region.
  • the current distribution unit 12 does not operate as a current mirror circuit, and the first detection voltage Vdl is saturated before reaching the power supply voltage Vcc.
  • the resistance value of the second resistor R2 is set lower than the resistance value of the first resistor R1, so that the slope is as shown in FIG. 3 (b). Even if the small second detection current W2 increases, the second detection voltage Vd2 does not saturate.
  • the current-voltage conversion gain gl in the first current-voltage conversion amplifier 14a is given by the resistance value of the first resistor R1
  • the current-voltage conversion gain g2 in the second current-voltage conversion amplifier 14b is the resistance of the second resistor R2. Given by value. That is, when the current-voltage conversion amplifier is constituted by a resistor, the current-voltage conversion gain g is equal to the resistance value.
  • FIG. 4 shows the current-voltage conversion gains gl and g2 of the first and second current-voltage conversion amplifiers 14a and 14b.
  • ⁇ > ⁇ ( 8 1 1 ⁇ 1 stand.
  • Vdl becomes large and approaches Vcc
  • g2 R2 is established over the entire detection current region Id2.
  • the current-voltage conversion gains gl and g2 of the first and second current-voltage conversion amplifiers 14a and 14b can significantly amplify the detection currents Idl and Id2, which are distributed electrical signals, respectively.
  • the signal level range is set differently.
  • FIG. 5 shows the relationship between the current and voltage in each part of the optical receiver 100.
  • the upper and lower stages of FIG. 5 show the input / output characteristics of the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b, respectively.
  • the middle part of Fig. 5 shows the time waveform of the detection current Id when infrared signals are incident with the same amplitude under different disturbance noise levels.
  • the actual time waveform of the detection current Id is a force that has a shape corresponding to the pulse position modulation signal. In Fig. 5, it is shown as a simple sine wave for simplicity.
  • the optical signal incident on the photodiode 10 is the sum of the infrared signal radiated from the transmission device 200 and disturbance noise such as sunlight.
  • disturbance noise such as sunlight is considered to be a DC signal that takes a constant value over time. Therefore, as shown in the middle part of FIG. 5, the detection current Id converted into current by the photodiode 10 is a signal in which the DC bias component is deviated from the infrared signal.
  • the DC bias component of the detection current when the disturbance noise is small is Ida
  • the DC bias component of the detection current when the disturbance noise is large is Idb.
  • the detected current Id is voltage-converted only by the first current-voltage conversion amplifier 14a.
  • the first detection voltage Vdla is output with sufficient amplitude as shown in Fig. 5.
  • the first detection voltage Vdlb becomes a constant value.
  • This first detection voltage Vdlb should no longer contain the modulation component of the infrared signal radiated from the transmitter 200, and therefore cannot be demodulated by the demodulator 22 at the subsequent stage. If the current voltage conversion gain is to be secured even when the level of the outer tongue L noise is large, the power supply voltage Vcc is increased to achieve the current-voltage conversion characteristics shown in Fig. 3 (a) up to a higher detection current region. This needs to be extended, contrary to the demand for lower voltage.
  • the second current-voltage conversion amplifier 14b when the detected current Id is voltage-converted only by the second current-voltage conversion amplifier 14b in which the current-voltage conversion gain is set low, the following problem arises.
  • the voltage-current conversion gain does not become zero even if the detected current level is high and the region is large. Therefore, as shown in FIG. 5, signal detection can be performed even when the level of the outer tongue L noise is large and the DC bias current force is db.
  • the current-voltage conversion gain is set to a low value, demodulation is not possible unless the amplitude of the detection current Id is large enough, and therefore the transmitter 200 cannot be used away from the optical receiver 100. This will cause problems.
  • optical receiving apparatus 100 Next, the operation of optical receiving apparatus 100 according to the present embodiment will be described in the case where current distribution unit 12 and two current-voltage conversion amplifiers are used.
  • FIGS. 6A and 6B show input / output voltage time waveforms in the adder 18.
  • the first detection voltage V dla and the second detection voltage Vd2a are added by the adder 18 as shown in FIG. 6 (a) to obtain the detection voltage Vda.
  • the first current-voltage conversion amplifier is used in the region where the external noise level is small. 14a can be demodulated because it is amplified with high gain.
  • a DC bias component Idb is added to the detection current Id in the photodiode 10.
  • the current-voltage conversion gain g2 of the second current-voltage conversion amplifier 14b continues to maintain a constant gain even when the detected current level increases as shown in FIG.
  • the second detection voltage Vd2b can be obtained as a signal obtained by amplifying the detection current Id.
  • the detection voltage Vd obtained by adding the first detection voltage Vdlb and the second detection voltage Vd2b by the adder 18 is the infrared signal incident on the photodiode 10. Therefore, the signal can be demodulated even in the presence of large disturbance noise such as sunlight.
  • the first current-voltage conversion amplifier 14a amplifies the detection current Id with a high gain, thereby providing a remote control device.
  • the reach of can be increased.
  • the transmitter can be used even in the presence of disturbance noise that is much larger than infrared signals such as sunlight.
  • the infrared signal transmitted from the 200 can be amplified.
  • the two characteristics of the dynamic range and the detection sensitivity which have been difficult in the case where signal amplification is conventionally performed by a single current-voltage conversion amplifier, are made to increase the power supply voltage Vcc or receive light. It is possible to achieve both without performing feedback control that changes the gain of the current-voltage conversion amplifier according to the amount.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a modification of the configuration of the current-voltage conversion amplifier.
  • the current-voltage conversion amplifier 14 ′ includes resistors R10 to R12 and diodes 50 and 52. If the detection current Id force S is small, the voltage applied to the diode 50 is small, so that it does not turn on and a current flows only through the resistor R10.
  • the diode 50 When the detection current Id increases and the voltage drop across the resistor R10 increases and the voltage applied to the diode 50 exceeds the forward voltage Vf, the diode 50 is turned on, and the current flows to the diode 50 via the resistor R11. Flows. As a result, since the resistor R10 and the resistor R11 are connected in parallel, the gain of the current-voltage conversion amplifier 14 ′ is reduced. When the detection current Id further increases and the voltage drop at the resistor R11 increases, the diode 52 is turned on, and the resistance value obtained by combining the resistors R10 to R12 connected in parallel further decreases.
  • FIG. 8 shows the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier 14 ′ shown in FIG. 7 configured as described above.
  • the detection current Id increases, each time the diodes 50 and 52 are sequentially turned on, the resistance value decreases, and the current-voltage conversion gain decreases.
  • the current-voltage conversion amplifier is thus subjected to gain compression to widen the dynamic range.
  • the current-voltage conversion gain g of the first and second current-voltage conversion amplifiers 14a and 14b is determined by the first resistor R1 and the second resistor R2, respectively. It is not limited to.
  • the current-voltage conversion gain g can be adjusted by changing the size ratio of the first to third transistors Q1 to Q3 to adjust the current distribution ratio of the current distribution unit 12.
  • the current distribution unit 12, the first current-voltage conversion amplifier 14a, and the second current-voltage conversion amplifier 14b can be regarded as performing current / voltage conversion and amplification as a whole. Therefore, in an actual circuit configuration, it is possible to adopt a configuration in which one circuit block performs both current distribution and current-voltage conversion.
  • the light receiving element that receives an optical signal has been described as an example, but the present invention is not limited to this.
  • the present invention provides a magnetic sensitive element for detecting a magnetic signal, a
  • the present invention can be widely applied to a receiving device using a sensitive element that senses vibration and converts it into an electrical signal, such as a piezo element.
  • the first DC prevention capacitor C1 and the second DC prevention capacitor C2 are provided immediately after the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b. Arranged force The DC protection capacitor may be placed after the adder 18.
  • the receiving device is an optical receiving device that receives an infrared signal transmitted from a transmitting device of an infrared remote control device and performs signal processing such as demodulation.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of optical receiving apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the optical receiving device 100 communicates with the transmitting device 200 using infrared rays. From the transmitting device 200, an infrared signal subjected to modulation such as pulse position modulation PPM (Pulse Position Modulation) is transmitted.
  • PPM Pulse Position Modulation
  • the optical receiving device 100 includes a first photodiode 10a, a second photodiode 10b, a first current-voltage conversion amplifier 14a, a second current-voltage conversion amplifier 14b, a first DC prevention capacitor Cl, a second light receiving element, which are light receiving elements.
  • DC protection capacitor C2 adder 18, bandpass filter 20, demodulator 22, and amplifier 24 are included.
  • the first photodiode 10a and the second photodiode 10b each receive an infrared signal transmitted from the transmission device 200, and a current corresponding to the received light amount of the infrared signal is a first detection current Idl and a second detection current. Output as Id2.
  • outputting current means that the photocurrent that flows when an infrared signal is incident on the photodiode is taken out as a signal, and the photocurrent that flows into the photodiode is drawn from an external circuit or flows into the photodiode. This includes both cases where the photocurrent is taken out to an external circuit.
  • the first detection current Idl output from the first photodiode 10a is input to the first current-voltage conversion amplifier 14a.
  • the second detection current Id2 output from the second photodiode 10b is input to the second current-voltage conversion amplifier 14b.
  • the first current-voltage conversion amplifier 14a converts the first detection current Idl into a current-voltage and outputs it as the first detection voltage Vdl.
  • the second current-voltage conversion amplifier 14b outputs the second detection current Id2 as the second detection voltage Vd2.
  • the current-voltage conversion gains of the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b increase the level of the electrical signal output from the first photodiode 10a and the second photodiode 10b, respectively, as will be described later. According to the low setting.
  • the first detection voltage Vdl and the second detection voltage Vd2 respectively output from the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b are the first DC prevention capacitor C1 and the second DC prevention Capacitor C2 removes the DC component and outputs only the AC component.
  • the adder 18 receives the first detection voltage Vdl ′ and the second detection voltage Vd 2 ′ from which the DC component has been removed.
  • the adder 18 adds the first detection voltage VI ′ and the second detection voltage Vd2 ′ and outputs the result as the detection voltage Vd.
  • the amplifier 24 amplifies the detection voltage Vd output from the adder 18 as necessary.
  • the bandpass filter 20 passes only the band near the carrier frequency among the frequency components of the detection voltage Vd, removes the other band, and outputs the band to the demodulator 22.
  • the demodulator 22 demodulates the pulse position-modulated signal, performs waveform shaping, and outputs it to a signal processing unit (not shown).
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of the first current-voltage conversion amplifier 14a.
  • the first current-voltage conversion amplifier 14a includes first to fourth transistors Q11 to Q14 and a constant current source 30.
  • the third transistor Q13 and the fourth transistor Q14 are NPN-type bipolar transistors that form a bias circuit with the constant current source 30! /
  • the first and second transistors Qll and Q12 are PNP bipolar transistors, their base terminals are connected in common, and the emitter terminal is also connected to the power supply voltage Vcc to form a current mirror circuit.
  • the first photodiode 10a is connected to the collector terminal of the first transistor Q11 via the third transistor Q13, and flows through the first transistor Q11 when the first photodiode 10a receives infrared rays. The photocurrent force flows as the first detection current I dl.
  • the resistor circuit 40 is connected to the collector terminal of the second transistor Q12.
  • the first and second transistors Ql l and Q12 form a current mirror circuit, and the second transistor Q 12 has a current Idl and a force proportional to the size ratio with the first transistor Q 11. Will flow.
  • the connection point between the collector terminal of the second transistor Q12 and the resistor circuit 40 is the output terminal of the first current-voltage conversion amplifier 14a.
  • a voltage drop of Idl XRd corresponding to the product of the detection current Idl and the resistance value Rd of the resistance circuit 40 occurs in the resistance circuit 40.
  • the first detection voltage Vdl increases as the first detection current Id 1 increases.
  • the emitter voltage of the second transistor Q12 is fixed at the power supply voltage Vcc.
  • the collector-emitter voltage decreases and the bipolar transistor enters the saturation region.
  • the first and second transistors Qll and Q12 do not operate as a current mirror circuit, and the first detection voltage Vdl is saturated before reaching the power supply voltage Vcc.
  • the capability of current-voltage conversion in the first current-voltage conversion amplifier 14a is limited by the power supply voltage Vcc.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of resistance circuit 40 in FIG.
  • the resistance circuit 40 includes resistors R10 to R12 and diodes 50 and 52.
  • the voltage applied to the diode 50 is small, so it does not turn on, and the current flows only through the resistor R10.
  • the diode 50 turns on.
  • the resistor R10 and the resistor R11 are connected in parallel, the resistance value Rd of the resistor circuit 40 becomes small.
  • FIG. 12 (a) shows the input / output characteristics of the first current-voltage conversion amplifier 14a shown in FIG.
  • the horizontal axis represents the first detection current Idl corresponding to the input
  • the vertical axis represents the first detection voltage Vdl corresponding to the output.
  • the gain of the first current-voltage conversion amplifier 14a shown in FIG. 12 (a) is given by FIG. 12 (b).
  • the current-voltage conversion gain g of the current-voltage conversion amplifier is given by the resistance value Rd of the resistance circuit 40, when the resistance circuit 40 is configured as shown in FIG. 11, the gain is compressed. In other words, in this current-voltage conversion amplifier, the gain of the current-voltage conversion amplifier gradually decreases as the level of the detection current Id increases as shown in FIG. 12 (b).
  • the current-voltage conversion amplifier performs gain compression, and when the detection current Id level is low, the gain is amplified with high gain, while when the detection current Id level is high, the gain is amplified with low gain.
  • the dynamic range of the detection current that can be amplified can be widened.
  • the input / output characteristics and gain characteristics of the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b both have the characteristics shown in FIGS. 12 (a) and 12 (b). It has life.
  • optical receiver 100 configured as described above will be described.
  • first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b have the same configuration, they are not particularly distinguished here.
  • Figures 13 (a) and 13 (b) show the state of signal amplification in the current-voltage conversion amplifier.
  • (a) shows the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier.
  • the horizontal axis represents the detection current Id corresponding to the input, and the vertical axis represents the detection voltage Vd corresponding to the output.
  • Fig. 13 (b) shows that a pulse position modulated infrared signal is input to the photodiode. Shows the time waveform of the detected current. The optical signal incident on the photodiode is transmitted by the transmitter.
  • disturbance noise such as sunlight is considered to be a DC signal that takes a constant value over time.
  • the detection current indicated by Id in FIG. 13 (b) shows a time waveform when a high level of disturbance noise is incident on a photodiode having a certain light receiving area S as a reference.
  • This detection current Id has a waveform in which a DC bias component Ibias due to disturbance noise and a modulation component ⁇ are added.
  • FIG. 13C shows the detection voltage output from the current-voltage conversion amplifier when the detection current shown in FIG. 13B is input.
  • the current-voltage conversion gain of the current-voltage conversion amplifier is set so as to decrease as the level of the detection current that is the input signal increases, so if an unnecessary DC bias component is added due to disturbance noise, the current-voltage conversion gain
  • the amplitude ⁇ of the detection voltage Vd output from the amplifier becomes smaller.
  • the value of the detected current when the upper level signal assumed as the sum of the infrared signal and the disturbance noise is input is significant for the current-voltage conversion amplifier.
  • the light receiving area of the photodiode is set so as to be included in the range having a large gain. In other words, the light receiving area of the photodiode is set to output a detection current that does not saturate the gain of the current-voltage conversion amplifier even when high disturbance noise is incident. Since the detection current flowing through the photodiode is almost proportional to the light receiving area, for example, by setting the light receiving area to 1Z2, the value of the detection current can be set to 1Z2.
  • the detection current Id 'shown in Fig. 13 (b) shows the time waveform when the light-receiving area is set to SZ2.
  • the level of the detection current can be lowered to a region where the current-voltage conversion amplifier has a high gain, and the detection current can be converted into a voltage with a high gain.
  • the modulation component ⁇ V 'of the detected voltage output when the photodiode light receiving area is SZ2 is compared to the detected voltage modulation component ⁇ when the light receiving area is S.
  • the modulation component of the infrared signal that is, the amplitude ⁇ also becomes 1Z2, but since the current-voltage conversion gain is more than twice, it is output.
  • the modulation component ⁇ ′ of the detection voltage must be larger than the modulation component ⁇ .
  • the signal level of the detected current in a situation where the level of disturbance noise such as sunlight is maximized is high in the current-voltage conversion amplifier.
  • the optical receiving device 100 can detect an infrared signal even under a situation where external noise is large, and can have a wide dynamic range.
  • Fig. 14 (a) shows the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier in the same way as Fig. 13 (a). .
  • FIG. 14 (b) shows a time waveform of the detected current when an infrared signal pulse-modulated with small disturbance noise is input to a photodiode having a different light receiving area.
  • the detection current output from a photodiode with a large light receiving area S is denoted by Id
  • FIG. 14 (c) shows the time waveform of the detection voltage that is the output of the current-voltage conversion amplifier when the detection current output from the photodiodes of different sizes is input. Even if the level of the L noise is small, even if the size of the photodiode is different, the level of the detection current input to the current-voltage conversion amplifier does not change so much. Amplified with a new current-voltage conversion gain.
  • ⁇ ⁇ 1 / 2 holds.
  • the modulation component of the detection voltage is ⁇ > ⁇ ', as shown in Fig. 14 (c), and a small diode The detection sensitivity is lower when using.
  • the detected currents output from the first photodiode 10a and the second photodiode 10b are the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b, respectively. Is added by the adder 18 after the DC component is removed.
  • the modulation component of the detection voltage Vd output from the adder 18 is approximately twice the modulation component of the detection voltage output from one current-voltage conversion amplifier, so it was reduced by reducing the size of the photodiode. Since the modulation component is apparently amplified, the detection sensitivity of the optical receiver 100 as a whole does not deteriorate.
  • the size of the photodiode is such that the disturbance voltage level is high and the current-voltage conversion amplifier can perform current-voltage conversion with high gain even under circumstances. Set.
  • a direct current component such as sunlight is input as noise along with the infrared signal transmitted from the transmitter 200, the signal can be detected with high detection sensitivity, and the dynamic range can be widened. .
  • the two characteristics of the dynamic range and the detection sensitivity are such that the power supply voltage Vcc is increased or the gain of the current-voltage conversion amplifier is changed according to the amount of received light. It is possible to achieve both without performing feedback control.
  • optical receiver 100 force detection sensitivity and dynamic range with improved detection sensitivity and dynamic range without changing the value of power supply voltage Vcc are achieved.
  • the power supply voltage may be lowered while maintaining.
  • FIG. 15 shows the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier when the voltage is lowered.
  • the current-voltage conversion gain shown in Fig. 12 is reduced to about 1Z2.
  • the optical receiver 100 according to the present embodiment includes two photodiodes and two current-voltage conversion amplifiers, even if the current-voltage conversion gain is reduced to 1Z2, it is output from the adder 18. Since the detection voltage Vd amplitude is doubled, almost the same dynamic range and detection sensitivity can be obtained as when a single photodiode is amplified by a current-voltage conversion amplifier driven by the power supply voltage Vcc.
  • the optical receiving device 100 According to the optical receiving device 100 according to the present embodiment, it is possible to reduce the voltage without reducing the dynamic range and the detection sensitivity.
  • the current-voltage conversion amplifier performs amplification with high gain even when the external noise is large.
  • the magnitude of the detection current, which is the input to the current-voltage conversion amplifier, and the dynamic range of the current-voltage conversion amplifier are relative, so the photodiode size is fixed and the input / output of the current-voltage conversion amplifier is fixed. Characteristics may be adjusted. In other words, when the size of a photodiode is fixed in advance, the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier are significantly different when a predetermined maximum signal is input to the photodiode. What is necessary is just to set so that it may have a gain.
  • the first DC prevention capacitor C1 and the second DC prevention capacitor C2 are provided immediately after the first current-voltage conversion amplifier 14a and the second current-voltage conversion amplifier 14b. Arranged force The DC protection capacitor may be placed after the adder 18.
  • the receiving device is an optical receiving device that receives an infrared signal transmitted from a transmitting device of an infrared remote control device and performs signal processing such as demodulation.
  • the optical receiver is mounted on an electronic device such as a television receiver or DSC (Digital Steal Camera) for the purpose of enabling remote operation by an infrared signal transmitted from the transmitter.
  • DSC Digital Steal Camera
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of optical receiving apparatus 100 according to the third embodiment.
  • the optical receiving device 100 communicates with the transmitting device 200 using infrared rays. From the transmission device 200, an infrared signal subjected to modulation such as pulse position modulation PPM (Pulse Position Modulation) is transmitted.
  • PPM Pulse Position Modulation
  • the optical receiver 100 includes a photodiode 10 as a light receiving element, a current-voltage conversion amplifier 62, a distribution unit 64, a first DC prevention capacitor Cl, a second DC prevention capacitor C2, an adder 66, an amplifier 68, a demodulator 70, and a control. Part 72 and a band-pass filter 74.
  • the photodiode 10 receives the infrared signal transmitted from the transmission device 200.
  • the photodiode 10 outputs a current corresponding to the amount of received infrared signal as a detection current Id.
  • outputting current means that the photocurrent flowing when an infrared signal is incident on the photodiode 10 is taken out as a signal, and when the photocurrent flowing into the photodiode 10 is drawn from an external circuit, Or, it includes both cases where the photocurrent flowing through the photodiode 10 is taken out to an external circuit.
  • the detection current Id output from the photodiode 10 is input to the current-voltage conversion amplifier 62.
  • the current-voltage conversion amplifier 62 is an electric current output from the photodiode 10.
  • the detection current Id which is a signal, is converted into current and voltage, amplified, and output as the detection voltage Vd.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration example of the current-voltage conversion amplifier 62.
  • the current-voltage conversion amplifier 62 includes an operational amplifier 60, a first resistor R31, a second resistor R32, and a diode D31.
  • the current-voltage conversion amplifier 62 converts the detection current Id input to the input terminal 32 into a voltage, amplifies it, and outputs it from the output terminal 34.
  • the reference voltage Vref is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 60.
  • a first resistor R31 is provided in the first feedback path of the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 60.
  • a second resistor R32 and a diode D31 are connected in series on a second feedback path provided in parallel with the first resistor R31.
  • g AVdZ A ld using the change amount AVd of the detection voltage Vd with respect to the change amount ⁇ Id of the detection current Id.
  • FIG. 18 (a) and 18 (b) are diagrams showing input / output characteristics and gain characteristics of the current-voltage conversion amplifier 62.
  • FIG. In the section where the detection current Id is from 0 to ldl, the current-voltage conversion amplifier 62 has a high gain gl, and in the section where the detection current Id is from Idl to Id2, the gain is low.
  • the detection voltage Vd rises to near the power supply voltage Vcc, ⁇ IJ gain becomes zero.
  • the gain of the current-voltage conversion amplifier 62 decreases as the level of the detection current Id output from the photodiode 10 increases.
  • FIGS. 19A to 19C show how signals are amplified in the current-voltage conversion amplifier 62.
  • FIG. FIG. 19 (a) shows the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier 62, where the horizontal axis represents the detection current Id corresponding to the input, and the vertical axis represents the detection voltage Vd corresponding to the output.
  • a pulse position modulated infrared signal is input to the photodiode 10. Shows the time waveform of the detected current Id.
  • the optical signal incident on the photodiode 10 is the sum of the infrared signal radiated from the transmission device 200 and disturbance noise such as sunlight.
  • disturbance noise such as sunlight is considered to be a DC signal having a constant value over time.
  • FIG. 19 (b) shows a time waveform of the detection current Id when disturbance noise of a different level is incident on the photodiode 10 in addition to the infrared signal having a constant amplitude.
  • This detection current Id has a waveform in which a DC bias component Ibias due to disturbance noise and a modulation component Isig are added.
  • Idl to Id3 indicate time waveforms of the detection current Id under different external noises.
  • FIG. 19 (c) shows the detection voltage Vd output from the current-voltage conversion amplifier 62 when the detection currents Idl to Id3 shown in FIG. 19 (b) are input. Since the current-voltage conversion gain of the current-voltage conversion amplifier 62 is set so as to decrease as the level of the detection current that is the input signal increases, if an unnecessary DC bias component is added due to disturbance noise, The amplitude ⁇ of the detection voltage Vd output from the voltage conversion amplifier 62 decreases. As shown in the detection current Id3, when the disturbance noise is large enough to exceed the input dynamic range of the current-voltage conversion amplifier 62, the detection voltage Vd3 has an amplitude of 0 and no signal component appears as shown in Fig. 19 (c). .
  • the detection voltage Vd3 has an amplitude of 0 and no signal component appears as shown in Fig. 19 (c). .
  • the detection current Id generated when the upper limit level signal assumed as the sum of the infrared signal and the disturbance noise is input to the photodiode 10 is detected.
  • the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier 62 are set so that they can be amplified.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining the setting of the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier 62. As described above, the gain of the current-voltage conversion amplifier 62 can be adjusted by the first resistor R31 and the second resistor R32.
  • a broken line in FIG. 20 shows the input / output characteristics shown in FIGS. 19 (a) to 19 (c), and a solid line in FIG. 20 shows the input / output characteristics of the current-voltage conversion amplifier 62 according to the present embodiment. Output characteristics.
  • the gain of the current-voltage conversion amplifier 62 is set low by setting the resistance values of the first resistor R31 and the second resistor R32 low.
  • the force dynamic range is set wide.
  • the distribution unit 64 distributes the detection voltage Vd output from the current-voltage conversion amplifier 62 to the first and second paths.
  • a first DC blocking capacitor Cl and a second DC blocking capacitor C2 for blocking DC are provided in the first and second paths, respectively.
  • the direct current component of the detection voltage Vd is removed by the first direct current prevention capacitor Cl and the second direct current prevention capacitor C2.
  • Vd ' the detection voltage from which the DC component has been removed.
  • Adder 66 adds a plurality of detection voltages V d ′ distributed by distribution unit 64 and from which DC components have been removed.
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing a configuration example of the adder 66 and the amplifier 68.
  • the adder 66 and the amplifier 68 include a first transistor Q21 to a fourth transistor Q24, a first current source 54, a second current source 56, resistors R40 and R41, and an amplification stage 44.
  • the first and second transistors Q21 and Q22 constitute a first differential pair
  • the third and fourth transistors Q23 and Q24 constitute a second differential pair.
  • the resistors R40 and R41 are loads provided in common to the first and second differential pairs.
  • the first current source 54 and the second current source 56 supply a bias current to the first and second differential pairs.
  • the detection voltage Vd ′ from which the DC component has been removed by the first DC prevention capacitor Cl and the second DC prevention capacitor C2 in FIG. 16 is input to the bases of the first and third transistors Q21 and Q23.
  • the bases of the second and fourth transistors Q22 and Q24 are AC-grounded by capacitors C3 and C4.
  • the differential current generated by the first and second differential pairs flows through the resistors R40 and R41, which are loads, and is added.
  • the amplification stage 44 amplifies and outputs the voltage appearing at the resistors R40 and R41.
  • the resistors R40 and R41 may be a current mirror load including two transistors.
  • the NPN-type bipolar transistor and the PNP-type bipolar transistor may be replaced with each other, or may be composed of MOS transistors.
  • the adder 66 and the amplifier 68 add and amplify the detection voltage Vd ′, and then output it to the band-pass filter 74 at the subsequent stage.
  • the band pass filter 74 removes a band other than the carrier frequency and outputs it to the demodulator 70.
  • the demodulator 70 demodulates the pulse position modulated signal, performs waveform shaping, and outputs the waveform to the control unit 72.
  • the control unit 72 demodulates the electronic device on which the optical receiver 100 is mounted. Control based on the signal.
  • optical receiving apparatus 100 The operation of the optical receiving apparatus 100 according to the present embodiment configured as described above will be described.
  • a detection current Id flows.
  • This detection current Id is the sum of the DC component Ibias and signal component Isig due to external noise.
  • the detection current Id is converted into a voltage by the current-voltage conversion amplifier 62 and output as a detection voltage Vd.
  • the detection voltage Vd is distributed by the distribution unit 64 into two paths including the first DC prevention capacitor C1 and the second DC prevention capacitor C2.
  • the detection voltage Vd ′ from which the DC component has been removed by the first DC blocking capacitor Cl and the second DC blocking capacitor C2 is added by the adder 66 and amplified by the amplifier 68.
  • FIGS. 22A to 22C show the state of signal amplification by the current-voltage conversion amplifier 62 shown by the solid line in FIG. 20 in which the gain is set low.
  • Figures 22 (a) to (c) correspond to Figures 19 (a) to (c), respectively.
  • the gain of current-voltage conversion amplifier 62 is set low in order to widen the input dynamic range. Therefore, as shown in FIG. 22 (c), when the external noise is small, the amplitudes ⁇ VI and AV2 of the detection voltage Vd output from the current-voltage conversion amplifier 62 are based on the amplitudes ⁇ 1 and AV2 of FIG. 19 (c). Chi / J, it's going to be.
  • the detection voltage Vd is distributed to the two paths by the distribution unit 64, and the DC component generated by the external noise is removed.
  • the adder 66 adds the amplitude component ⁇ obtained by removing the DC component. For example, when the gain of the current-voltage conversion amplifier 62 is set to 1Z2 times when the distribution unit 64 is not provided, the amplitude component ⁇ of the detection voltage Vd is also 1Z2 times.
  • the amplitude component ⁇ output from the power adder 66 Is doubled by the addition, and can be equivalent to the case without the distribution unit 64.
  • the input dynamic range is expanded by setting the gain of the current-voltage conversion amplifier 62 low, so that the gain of the current-voltage conversion amplifier 62 is increased. Compared to a high setting, infrared signals can be detected even under conditions where the bias component Ibias due to external noise is large.
  • the amplitude is doubled by addition.
  • the SZN ratio can be reduced compared to when the gain of the subsequent amplifier is doubled. That is, when the gain of the amplifier is doubled, noise components such as thermal noise output from the current-voltage conversion amplifier 62 are multiplied by the gain, so that the SZN ratio is deteriorated.
  • the amplitude is doubled by addition, the noise component is doubled, so the S / N ratio can be improved.
  • the output of the current-voltage conversion amplifier 62 is distributed to the two paths by the distribution unit 64, and is input to the first DC prevention capacitor Cl and the second DC prevention capacitor C2.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a part of the configuration of optical receiving apparatus 100.
  • the two paths include buffer circuits 80 and 82 in front of the first DC prevention capacitor C1 and the second DC prevention capacitor C2, respectively.
  • Buffer circuit 80 includes transistor Q25 and resistor R25. The base of the transistor Q25 is connected to the distributor 64, the emitter is connected to the resistor R25, and the power supply voltage Vcc is applied to the collector.
  • the buffer circuit 82 is similarly configured by the transistor Q26 and the resistor R26.
  • the buffer circuits 80 and 52 in front of the first DC prevention capacitor Cl and the second DC prevention capacitor C2, it is possible to set the impedance of the current-voltage conversion amplifier 62 viewed from the rear stage high. Therefore, the circuit can be operated more stably.
  • adder 66 is configured using a plurality of differential pairs as shown in FIG. 21, but the present invention is not limited to this, and other configurations may be employed.
  • the adder 66 may be a general summing amplifier configured such that two resistors are connected to the inverting input terminal of the operational amplifier and a signal is input to the other end of each resistor.
  • the distributing unit 64 is a force described for distributing the detection voltage Vd output from the current-voltage conversion amplifier 62 into two paths, but is not limited to this.
  • the distributing unit 64 distributes to three or more paths. May be. In this case, in the adder 66 of FIG. 21, a differential pair corresponding to each path may be added.
  • the current-voltage conversion amplifier 62 does not necessarily need to perform gain compression.
  • the gain may be a constant value within an effective dynamic range.
  • the photodiode 10 is described as an example of the light receiving element, but an avalanche photodiode or a phototransistor may be used. Further, the present invention is not limited to these light receiving elements, and can be applied to photoelectric conversion elements such as a CCD (Charge Coupled Device).
  • CCD Charge Coupled Device
  • the light receiving element that receives an optical signal has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this.
  • the present invention can be widely applied to a receiver using a magnetic sensitive element that detects a magnetic signal, a sensitive element that senses vibration and converts it into an electric signal, such as a microphone or a piezoelectric element.
  • all the elements constituting the optical receiving device 100 may be integrated as a single unit or may be configured separately in another integrated circuit.
  • a part thereof may be formed of discrete parts. Which part ⁇ is to be integrated can be determined according to cost, occupied area, and usage.
  • the present invention can be suitably used for a receiving device that receives an infrared signal or the like.

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Abstract

　リモートコントロール装置などの受信装置において、トレードオフの関係にあるダイナミックレンジと検出感度の２つの特性を同時に改善する。 　フォトダイオード１０は、送信装置２００から送出される赤外線信号を受光する。電流分配部１２は、フォトダイオード１０から出力される検出電流Ｉｄを第１検出電流Ｉｄ１、第２検出電流Ｉｄ２としてそれぞれ後段の第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂへと出力する。第１、第２電流電圧変換増幅器１４ａ、１４ｂはそれぞれ電流電圧変換利得ｇ１、ｇ２で検出電流を電圧に変換する。第１、第２電流電圧変換増幅器１４ａ、１４ｂの電流電圧変換利得ｇ１、ｇ２は、分配された検出電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を有意に増幅することのできる信号レベルの範囲が異なるように設定されている。

Description

明 細 書
受信装置およびそれを用いた電子機器
技術分野
[0001] 本発明は、受信装置に関し、広いダイナミックレンジで感度を確保するための技術 に関する。
背景技術
[0002] 近年、テレビやカメラなどさまざまな電子機器を遠隔操作するために、赤外線などを 利用したリモートコントロール装置が多く用いられている。このようなリモートコントロー ル装置は、力ならずしも室内のように、信号成分以外のノイズが小さい状況で使用さ れるとは限らず、屋外のように太陽光などのさまざまなノイズが存在する状況下でも使 用できることが望ましい。
[0003] このようなリモートコントロール装置は、赤外線を送信する送信装置と、送信装置か ら送信された赤外線信号を受信する受信装置からなる。受信装置は、送信装置から 所定の変調方式によって変調して送出される赤外線信号を受光するための光受信 装置を備えている。この光受信装置は、フォトダイオードなどの受光素子によって赤 外線を検出して電流に変換し、電流電圧変換を行う増幅器によって十分な信号レべ ルまで増幅して、復調などの信号処理を行って!/、る。
[0004] 一般的に送信装置は、電池によって電源供給されているため、送信される赤外線 信号のレベルはあまり大きくはない。一方、赤外線信号のレベルに比べて、太陽光な どの外乱ノイズのレベルは、数万倍力 数百万倍大きい場合がある。送信装置から 送信される赤外線信号は変調によって振幅が変化する交流信号であるのに対して、 外乱ノイズは時間的に信号レベルが変化しない直流信号である。
[0005] ここで、太陽光などの外乱ノイズが少な 、状況下にお!/、て良好な検出感度が得ら れるように増幅器の電流電圧変換利得を設定した場合、太陽光が入力されたとき〖こ は増幅器の利得が飽和し検出感度が低下するために、信号成分の検出が困難とな る。
[0006] そこで検出感度を一定のままダイナミックレンジを確保するためには電源電圧を上 げる必要がある力 省電力化の要請に反することになる。逆に電源電圧を一定のまま ダイナミックレンジを広げるためには、電流電圧変換利得を小さくする必要があるが、 この場合、太陽光などの外乱ノイズが存在しないときの検出感度が低下し、リモートコ ントロール装置の有効範囲が狭くなつてしまう。
[0007] このような問題を解決するため、従来では、フォトダイオードから出力される検出電 流が大きくなるに従って電流電圧変換利得を低くする利得圧縮を行っていた。たとえ ば、特許文献 1には、フォトダイオードの出力電流の平方根に比例する関数をもつ入 力マッチング回路を設ける技術が開示されている。
[0008] 特許文献 1 :特開平 6— 188835号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0009] ところが、増幅器における電流電圧変換利得を圧縮する方法によっても、太陽光な どの非常に大きな外来ノイズが直流バイアス成分として存在し、フォトダイオードの検 出電流が非常に大きな範囲において十分高い電流電圧変換利得を得ることは困難 であり、リモートコントロール装置の使用範囲が狭くなつていた。
[0010] 本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、広いダイナミックレ ンジで良好な検出感度を得ることができる受信装置の提供にある。
課題を解決するための手段
[0011] 本発明のある態様は受信装置に関する。この受信装置は、外部より信号を受け電 気信号に変換して出力する感応素子と、感応素子から出力される電気信号を複数の 電気信号として分配する分配部と、分配部により分配された複数の電気信号をそれ ぞれ異なる利得で増幅する複数の増幅器と、複数の増幅器によってそれぞれ増幅さ れた複数の電気信号を加算する加算器と、を備える。
[0012] 本明細書において、「感応素子」とは、光、磁気、音、振動などの物理的な信号を検 知し、電気信号へと変換することができる素子をいう。この態様によれば、各増幅器ご とにそれぞれ電気信号の増幅利得を異ならしめることが可能となり、受信装置のダイ ナミックレンジおよび検出感度を自由に設定することができる。
[0013] 複数の増幅器の利得は、分配された電気信号を有意に増幅することのできる信号 レベルの範囲が複数の増幅器ごとに異なるように設定されて 、てもよ 、。
[0014] 感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子であっても よい。
[0015] 受光素子は受光量に応じた検出電流を電気信号として出力し、分配部は受光素子 から出力される検出電流を複数の検出電流として複数の増幅器に分配し、複数の増 幅器はそれぞれ複数の検出電流を異なる電流電圧変換利得で複数の検出電圧に 変換し、加算器は複数の検出電圧を加算してもよい。
[0016] フォトダイオード、フォトトランジスタなどの受光素子には、受光量に応じた電流が流 れるため、この電流をカレントミラー回路などによって複数の増幅器に分配することに より、各増幅器に分配される電流値を好適に調節することができる。
[0017] 加算器は、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号の直流成分を除去した 後に加算してもよい。
外来ノイズに含まれる直流成分を除去した後に電気信号を加算することにより、有 意な信号成分のみを抽出して信号処理することができる。
[0018] また、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号を加算した後に、直流成分 を除去してもよい。
[0019] 本発明の別の態様も受信装置に関する。この受信装置は、外部より信号を受け電 気信号に変換して出力する複数の感応素子と、複数の感応素子から出力される複数 の電気信号をそれぞれ増幅する複数の増幅器と、複数の増幅器によってそれぞれ 増幅された複数の電気信号を加算する加算器と、を備える。
[0020] この態様によれば、感応素子の個数と、各感応素子のサイズを変化させることにより 、各増幅器に入力される信号レベルを自由に設定し、その信号レベルにあわせて各 増幅器の利得を設定することが可能となり、広いダイナミックレンジにて良好な検出 感度を得ることができる。
[0021] 増幅器の利得は、感応素子から出力される電気信号のレベルが大きくなるに従つ て低く設定されてもよい。
増幅器において利得圧縮を行う場合、入力される電気信号のレベルが低い方が、 利得は高くなるため、複数の感応素子を設けてひとつの感応素子あたりの電気信号 のレベルを下げることによって、良好な検出感度を得ることができる。
[0022] 感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子であっても よい。
[0023] 複数の感応素子は、入力として想定される最大の信号が入力されたときに出力され る電気信号のレベルがその電気信号を増幅する増幅器が有意な利得を有する範囲 に含まれるように、そのサイズが設定されてもよい。
フォトダイオードなどのようにサイズに応じた電気信号を出力する感応素子のサイズ を調節することによって、増幅器が高利得を有する信号レベルに調節することができ るため、検出感度を高めることができる。
[0024] 複数の増幅器の利得は、感応素子に入力として想定される最大の信号が入力され たときに出力される電気信号を有意に増幅できるように設定されてもよい。
感応素子のサイズを調節する代わりに、増幅器の利得を調節することによって検出 感度を高めることができる。
[0025] 複数の感応素子はそれぞれ、受光量に応じた複数の検出電流を電気信号として出 力し、複数の増幅器はそれぞれ、複数の検出電流を複数の検出電圧に変換し、加 算器は複数の検出電圧を加算してもよい。
[0026] 加算器は、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号の直流成分を除去した 後に加算してもよい。
外来ノイズに含まれる直流成分を除去した後に電気信号を加算することにより、有 意な信号成分のみを抽出して信号処理することができる。
[0027] また、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号を加算した後に、直流成分 を除去してもよい。
[0028] 本発明のさらに別の態様も、受信装置に関する。この受信装置は、外部より信号を 受け電気信号に変換して出力する感応素子と、感応素子から出力される電気信号を 増幅する増幅器と、増幅器により増幅された電気信号を複数の経路に分配する分配 部と、分配部により分配された複数の電気信号を加算する加算器と、を備える。
[0029] 加算器は、複数の電気信号の直流成分を除去した後に加算してもよ!、。また、複数 の経路は、それぞれ直流阻止用のキャパシタを含んでもょ 、。 外来ノイズに含まれる直流成分を除去した後に電気信号を加算することにより、直 流成分として混入する外来ノイズを除去した状態で有意な信号成分のみを加算する ことができる。
[0030] 増幅器の利得は、感応素子から出力される電気信号のレベルが大きくなるに従つ て低く設定されてもよい。増幅器において利得圧縮を行うことにより、ダイナミックレン ジを拡大することができる。
[0031] 複数の経路は、それぞれバッファ回路を含んでもよい。ノッファ回路によりインピー ダンス変換を行うことによって、安定な電圧加算を行うことができる。
[0032] 加算器は、複数の差動対と、複数の差動対に共通に設けられた負荷と、複数の差 動対それぞれにバイアス電流を供給する複数の電流源と、を含む差動増幅器を備え てもよい。分配部により分配された複数の電気信号を、複数の差動対それぞれに入 力してちょい。
複数の電気信号を複数の差動対に入力し、各差動対に流れる電流を共通の負荷 に流すことにより、複数の電気信号を加算することができる。
[0033] 感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子であっても よい。また、受光素子は受光量に応じた検出電流を電気信号として出力し、増幅器 は検出電流を電圧に変換して増幅し、加算器は複数の電気信号を電圧加算してもよ い。
フォトダイオード、フォトトランジスタなどの受光素子には、受光量に応じた光電流が 流れるため、この光電流を増幅器により電流電圧変換して増幅し、得られた電圧を分 配して加算することにより、受信装置のダイナミックレンジを広げることができる。
[0034] 感応素子と、増幅器と、分配部と、加算器は、ひとつの半導体集積回路上に一体 集積化されていてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基 板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ 、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けら れていてもよい。また、感応素子と、増幅器と、分配部と加算器は、複数の半導体基 板上に分けて形成され、ひとつのパッケージ内に組み込まれていてもよい。
[0035] 本発明のさらに別の態様は、赤外線信号によって外部から遠隔制御される電子機 器である。この電子機器は、外部から入射されパルス変調された赤外線信号を受信 する上述の受信装置と、受信装置により受信された赤外線信号を復調する復調部と 、復調部により復調された赤外線信号にもとづき本機器の動作を制御する制御部と、 を備える。
この態様によれば、レベルの異なる外来ノイズ下において、赤外線信号を好適に検 出することができ、電子機器をさまざまな状況下で安定に遠隔操作することができる。
[0036] なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置 、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 発明の効果
[0037] 本発明に係る受信装置によれば、広 、ダイナミックレンジで良好な検出感度を得る ことができる。
図面の簡単な説明
[0038] [図 1]第 1の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。
[図 2]図 1の電流分配部および第 1電流電圧変換増幅器、第 2電流電圧変換増幅器 の構成を示す回路図である。
[図 3]図 3 (a)、（b)はそれぞれ図 2の第 1、第 2電流電圧変換増幅器の入出力特性を 示す図である。
[図 4]図 2の第 1、第 2電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得を示す図である。
[図 5]図 1の光受信装置の各部における電流、電圧の関係を示す図である。
[図 6]図 6 (a)、（b)は、図 1の加算器における入出力電圧時間波形を示す図である。
[図 7]図 2の電流電圧変換増幅器の変形例を示す回路図である。
[図 8]図 7に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性を示す図である。
[図 9]第 2の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。
[図 10]図 9の第 1電流電圧変換増幅器の構成を示す回路図である。
[図 11]図 10の抵抗回路の構成を示す回路図である。
[図 12]図 12 (a)〜(b)は、図 10に示す第 1電流電圧変換増幅器の入出力特性およ び利得を示す図である。
[図 13]図 13 (a)〜（c)は、図 10に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の 様子を示す図である。
[図 14]図 14 (a)〜（c)は、図 10に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の 様子を示す図である。
[図 15]低電圧化を行った場合の図 10に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性を 示す図である。
[図 16]第 3の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。
[図 17]図 16の電流電圧変換増幅器の構成例を示す回路図である。
[図 18]図 18 (a)、（b)は、図 17に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性および利 得特性を示す図である。
[図 19]図 19 (a)〜（c)は、図 17に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の 様子を示す。
[図 20]図 17に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性の設定について説明するた めの図である。
[図 21]図 16の加算器および増幅器の構成例を示す回路図である。
[図 22]図 22 (a)〜 (c)は、利得が低く設定された図 17に示す電流電圧変換増幅器 における信号の増幅の様子を示す。
[図 23]図 16に示す光受信装置の変形例の一部を示す回路図である。
符号の説明
[0039] C1 第 1直流防止キャパシタ、 C2 第 2直流防止キャパシタ、 10 フォトダイォ ード、 10a 第 1フォトダイオード、 10b 第 2フォトダイオード、 12 電流分配部、 14a 第 1電流電圧変換増幅器、 14b 第 2電流電圧変換増幅器、 18 加算器 、 20 バンドパスフィルタ、 22 復調器、 24 増幅器、 100 光受信装置、 20 0 送信装置、 62 電流電圧変換増幅器、 64 分配部、 66 加算器、 68 増 幅器、 70 復調器、 72 制御部、 60 演算増幅器、 32 入力端子、 34 出 力端子、 R31 第 1抵抗、 R32 第 2抵抗、 D31 ダイオード。
発明を実施するための最良の形態
[0040] (第 1の実施の形態）
本発明の第 1の実施の形態に係る受信装置は、赤外線リモートコントロール装置の 送信装置から送信される赤外線信号を受信し、復調などの信号処理を行う光受信装 置である。
図 1は、本実施の形態に係る光受信装置 100の構成を示す回路図である。この光 受信装置 100は、送信装置 200と赤外線によって通信を行っている。送信装置 200 からは、パルス位置変調 PPM (Pulse Position Modulation)などの変調がかけ られた赤外線信号が送信される。
[0041] 光受信装置 100は、受光素子であるフォトダイオード 10、電流分配部 12、第 1電流 電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増幅器 14b、第 1直流防止キャパシタ Cl、 第 2直流防止キャパシタ C2、加算器 18、バンドパスフィルタ 20、復調器 22、増幅器 24、を含む。
[0042] フォトダイオード 10は、送信装置 200から送出される赤外線信号を受光する。この フォトダイオード 10には、赤外線信号の受光量に応じた電流を検出電流 Idとして出 力する。ここで電流を出力するとは、フォトダイオード 10に赤外線信号が入射すること により流れる光電流を外部に信号として取り出すことを意味し、フォトダイオード 10に 流れ込む光電流を外部回路から引き込む場合、あるいはフォトダイオード 10に流れ た光電流を外部回路へと取り出す場合の両方を含むものとする。
フォトダイオード 10から出力される検出電流 Idは、電流分配部 12へと入力されてい る。
[0043] 電流分配部 12は、フォトダイオード 10から出力される検出電流 Idを第 1検出電流 Id
1、第 2検出電流 Id2としてそれぞれ後段の第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流 電圧変換増幅器 14bへと出力する。
[0044] 第 1電流電圧変換増幅器 14aは、第 1検出電流 Idlを電流電圧変換し、第 1検出電 圧 Vdlとして出力する。同様に、第 2電流電圧変換増幅器 14bは、第 2検出電流 Id2 を第 2検出電圧 Vd2として出力する。
第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電流電圧変換増幅器 14bからそれぞれ出 力される第 1検出電圧 Vdl、第 2検出電圧 Vd2は、第 1直流防止キャパシタ C1およ び第 2直流防止キャパシタ C2によって直流成分が除去されて交流成分のみが出力 される。 第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電流電圧変換増幅器 14bの電流電圧変 換利得 gl、 g2はそれぞれ後述のように、分配された電気信号である検出電流 Idl、 I d2を有意に増幅することのできる信号レベルの範囲が異なるように設定されて!、る。
[0045] 加算器 18には、直流成分の除去された第 1検出電圧 Vdl 'および第 2検出電圧 Vd 2'が入力されている。この加算器 18は、第 1、第 2検出電圧 Vdl '、Vd2'を加算して 検出電圧 Vdとして出力する。増幅器 24は、加算器 18から出力される検出電圧 Vdを 必要に応じて増幅する。
[0046] バンドパスフィルタ 20は、検出電圧 Vdの周波数成分のうち、搬送周波数付近の帯 域のみを通過させ、他の帯域は除去して復調器 22へと出力する。復調器 22は、パ ルス位置変調された信号を復調し波形整形を行!ヽ、図示しな!ヽ信号処理部へと出力 する。
[0047] 図 2は、電流分配部 12および第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増 幅器 14bの構成を示す回路図である。
[0048] 電流分配部 12は、第 1〜第 5トランジスタ Q1〜Q5、定電流源 30を含む。
第 4トランジスタ Q4、第 5トランジスタ Q5は、 NPN型のバイポーラトランジスタであつ て、定電流源 30とともにノ ィァス回路を構成している。
第 1〜第 3トランジスタ Q1〜Q3は、 PNP型バイポーラトランジスタであり、ベース端 子が共通に接続されており、ェミッタ端子も電源電圧 Vccに接続されカレントミラー回 路を構成している。第 1トランジスタ Q1のコレクタ端子には、第 5トランジスタ Q5を介し てフォトダイオード 10が接続されており、第 1トランジスタ Q1には、フォトダイオード 10 が赤外線を受光することによって流れる光電流力 検出電流 Idとして流れることにな る。
[0049] 上述のように、第 1〜第 3トランジスタ Q1〜Q3はカレントミラー回路を構成しており、 第 2トランジスタ Q2、第 3トランジスタ Q3にはそれぞれ、第 1トランジスタ Q1とのサイズ 比に比例した第 1検出電流 Idlおよび第 2検出電流 Id2が流れることになる。本実施 の形態では、トランジスタのサイズ比はすべて等しく 1 : 1 : 1に設定するものとし、第 1 検出電流 Idlおよび第 2検出電流 W2はそれぞれ、検出電流 Idがそのまま分配され た電流となっている。すなわち、 Id=Idl =Id2が成り立つ。 [0050] 第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電流電圧変換増幅器 14bは、それぞれ第 1抵抗 R1および第 2抵抗 R2を含む。第 1電流電圧変換増幅器 14aにおいて、第 1抵 抗 R1には第 1検出電流 Idlが流れることによって電圧降下が発生し、この第 1抵抗 R 1の降下電圧 (W1 XR1)を第 1検出電圧 Vdlとして出力する。
[0051] 同様に第 2電流電圧変換増幅器 14bにおいても、第 2抵抗 R2に第 2検出電流 Id2 が流れることにより電圧降下が生じ、降下電圧が第 2検出電圧 Vd2として出力される 本実施の形態においては、第 1抵抗 R1および第 2抵抗 R2の抵抗値の間には、 R1 >R2が成り立っているものとする。
[0052] 図 3 (a)、 (b)はそれぞれ第 1、第 2電流電圧変換増幅器 14a、 14bの入出力特性を 示す。図 3 (a)に示すように、第 1電流電圧変換増幅器 14aにおいては、 Vdl =R1 X Idlの関係に従い、第 1検出電流 Idlの上昇に伴って第 1検出電圧 Vdlも大きくなつ ていく。ところが、電流分配部 12の第 1〜第 3トランジスタ Q1〜Q3のェミッタ電圧は 電源電圧 Vccで固定されており、コレクタ電圧である検出電圧 Vdlが上昇するに従 つてコレクタェミッタ間電圧が小さくなつてバイポーラトランジスタが飽和領域に入る。 その結果、電流分配部 12は、カレントミラー回路として動作しなくなり、第 1検出電圧 Vdlは電源電圧 Vccに達する前に飽和することになる。
[0053] 一方、第 2電流電圧変換増幅器 14bにおいては、第 2抵抗 R2の抵抗値は第 1抵抗 R1の抵抗値よりも低く設定されているため、図 3 (b)に示すように傾きは小さぐ第 2 検出電流 W2が増加しても、第 2検出電圧 Vd2は飽和しない。
[0054] ここで、電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得 gを、入力される検出電流の変 化量 Δ に対する出力される検出電圧の変化量 AVdを用いて、 g= AVdZ A ldで 定義すると、第 1電流電圧変換増幅器 14aにおける電流電圧変換利得 glは、第 1抵 抗 R1の抵抗値で与えられ、第 2電流電圧変換増幅器 14bにおける電流電圧変換利 得 g2は、第 2抵抗 R2の抵抗値で与えられる。すなわち、電流電圧変換増幅器を抵 抗によって構成した場合、電流電圧変換利得 gはその抵抗値に等しくなる。
[0055] 図 4は、第 1、第 2電流電圧変換増幅器 14a、 14bの電流電圧変換利得 gl、 g2を示 す。第 1電流電圧変換増幅器 14aでは、 ¥ >¥(11の領域にぉぃて81 =1^1が成り 立つ。 Vdlが大きくなつて Vccに近づくと Vdlは一定値となるため、 gl = 0となる。第 2電流電圧変換増幅器 14bにおいては、第 2抵抗 R2の抵抗値が低いため、全検出 電流域 Id2にわたつて g2=R2が成り立つている。
[0056] このように、第 1、第 2電流電圧変換増幅器 14a、 14bの電流電圧変換利得 gl、 g2 は、それぞれ分配された電気信号である検出電流 Idl、 Id2を有意に増幅することの できる信号レベルの範囲が異なるように設定されて 、る。
[0057] 以上のように構成された光受信装置 100の動作について説明する。
図 5は、光受信装置 100の各部における電流、電圧の関係を示す。図 5の上段、下 段にはそれぞれ、第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増幅器 14bの入 出力特性が示されている。図 5の中段には異なる外乱ノイズレベルのもと、同一振幅 で赤外線信号が入射された場合の検出電流 Idの時間波形が示されて 、る。実際の 検出電流 Idの時間波形はパルス位置変調信号に対応した形状となる力 図 5にお 、 ては、簡略ィ匕のため単純な正弦波として示している。
[0058] フォトダイオード 10に入射する光信号は、送信装置 200から放射される赤外線信号 と、太陽光などの外乱ノイズの和となる。通常太陽光などの外乱ノイズは、時間的に 一定値をとる直流信号と考えられる。したがって、図 5の中段に示すように、フォトダイ オード 10によって電流変換される検出電流 Idは、赤外線信号に直流バイアス成分が カロわった信号となる。以下、外乱ノイズが小さい場合の検出電流の直流バイアス成分 を Ida、外乱ノイズが大き 、場合の検出電流の直流バイアス成分を Idbとして説明する
[0059] はじめに、本実施の形態の効果をより明確にするために、電流分配部 12による電 流分配を行わずに、ひとつの電流電圧変換増幅器によって信号増幅を行う場合の 動作について説明する。
[0060] いま、第 1電流電圧変換増幅器 14aのみによって検出電流 Idを電圧変換する場合 を考える。外乱ノイズのレベルが小さく直流バイアス電流力 daの場合、図 5に示すよ うに第 1検出電圧 Vdlaは十分な振幅をもって出力される。ところが、外乱ノイズのレ ベルが上昇し、直流バイアス成分力 dbと大きくなると、図 4に示すように第 1電流電 圧変換増幅器 14aは飽和するため、電流電圧変換利得 gl = 0となり、図 5に示すよう に第 1検出電圧 Vdlbは一定値となってしまう。この第 1検出電圧 Vdlbには、もはや 送信装置 200から放射された赤外線信号の変調成分は含まれて ヽな ヽため、後段 の復調器 22において復調できない。もし、外舌 Lノイズのレベルが大きい場合にも電 流電圧変換利得を確保しょうとすれば、電源電圧 Vccを高くして図 3 (a)に示す電流 電圧変換特性をより高い検出電流領域まで伸ばす必要があり、低電圧化の要請と反 することになつてしまう。
[0061] 逆に、電流電圧変換利得を低く設定した第 2電流電圧変換増幅器 14bのみによつ て検出電流 Idを電圧変換する場合には次のような問題が生ずる。第 2電流電圧変換 増幅器 14bによれば、図 4に示すように検出電流レベルが高 、領域にぉ 、ても電圧 電流変換利得が 0とはならない。したがって、図 5に示すように外舌 Lノイズのレベルが 大きく直流バイアス電流力 dbの場合においても、信号検出を行うことができる。しか しながら、電流電圧変換利得を低く設定した場合には、検出電流 Idの振幅がある程 度大きくなければ復調できなくなるため、光受信装置 100から送信装置 200を遠ざけ て使用することができな ヽと 、う問題が生じてしまう。
[0062] このように、従来のようにひとつの電流電圧変換増幅器のみによって信号増幅を行 う場合には、トレードオフの関係にあるダイナミックレンジと検出感度と 、う 2つの特性 を満たすことが困難となる。
[0063] 次に本実施の形態に係る光受信装置 100の動作を電流分配部 12および 2つの電 流電圧変換増幅器を用いた場合にっ ヽて説明する。
外乱ノイズレベルが小さぐ検出電流の直流バイアス成分力 daで与えられる場合、 図 5に示すように、第 1検出電圧 Vdlおよび第 2検出電圧 Vd2の時間波形は、それ ぞれ Vdlaおよび Vd2aで与えられる。
[0064] 図 6 (a)、（b)は、加算器 18における入出力電圧時間波形を示す。第 1検出電圧 V dlaおよび第 2検出電圧 Vd2aは、図 6 (a)に示すように加算器 18において加算され 、検出電圧 Vdaが得られることになる。送信装置 200と光受信装置 100の距離が遠く 、赤外線信号の受光量が減少し検出電流 Idの振幅が小さい場合においても、外来ノ ィズのレベルが小さな領域においては、第 1電流電圧変換増幅器 14aにより高利得 で増幅するため復調することができる。 [0065] つぎに外乱ノイズレベルが大きな場合について説明する。このとき、フォトダイォー ド 10における検出電流 Idには直流バイアス成分 Idbが加わって 、る。検出電流 Idが 大きくなると、図 4に示すように第 1電流電圧変換増幅器 14aは飽和するため、電流 電圧変換利得 gl = 0となって、図 5に示すように第 1検出電圧 Vdlbは一定値となる。
[0066] 一方、第 2電流電圧変換増幅器 14bの電流電圧変換利得 g2は、図 4に示すよう〖こ 検出電流レベルが増加しても一定の利得を保持し続ける。この結果、図 5に示すよう に、検出電流 Idを増幅した信号として第 2検出電圧 Vd2bを得ることができる。
[0067] その結果、図 6 (b)に示すように、加算器 18によって第 1検出電圧 Vdlbおよび第 2 検出電圧 Vd2bを加算して得られる検出電圧 Vdは、フォトダイオード 10に入射した 赤外線信号に対応した時間波形を有するため、太陽光などの大きな外乱ノイズが存 在する状況下においても信号を復調することが可能となる。
[0068] 以上のように本実施の形態によれば、検出電流 Idのレベルが小さな領域において は、第 1電流電圧変換増幅器 14aによって検出電流 Idを高い利得で増幅することに よって、リモートコントロール装置の到達距離を伸ばすことができる。
一方、第 2電流電圧変換増幅器 14bの電流電圧変換利得 g2を低く設定し、ダイナ ミックレンジを広くとることによって、太陽光などによる赤外線信号よりも非常に大きな 外乱ノイズが存在する状況においても送信装置 200から送出される赤外線信号を増 幅することができる。
[0069] すなわち、本実施の形態においては、従来ひとつの電流電圧変換増幅器によって 信号増幅を行う場合では困難であったダイナミックレンジと検出感度という 2つの特性 を、電源電圧 Vccを高くしたり、受光量に応じて電流電圧変換増幅器の利得を変化 させるような帰還制御を行うことなぐ両立させることが可能となる。
[0070] 上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せに いろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当 業者に理解されるところである。
[0071] たとえば本実施の形態においては、第 1電流電圧変換増幅器 14aを第 1抵抗 R1に より構成し、入出力特性が図 3 (a)に示すように直線で与えられる場合について説明 したが、図 7に示す構成としてもよい。 [0072] 図 7は、電流電圧変換増幅器の構成の変形例を示す回路図である。この電流電圧 変換増幅器 14'は、抵抗 R10〜R12およびダイオード 50、 52を含む。検出電流 Id 力 S小さ 、領域にぉ 、ては、ダイオード 50に印加される電圧が小さ 、ためオンせず、 抵抗 R10のみに電流が流れることになる。検出電流 Idが大きくなり抵抗 R10での電 圧降下が増加してダイオード 50に印加される電圧が順方向電圧 Vfを超えると、ダイ オード 50がオンするため、抵抗 R11を介してダイオード 50に電流が流れる。その結 果、抵抗 R10と抵抗 R11が並列に接続されることになるため、電流電圧変換増幅器 14'の利得は小さくなる。さらに検出電流 Idが大きくなり、抵抗 R11での電圧降下が 増加すると、ダイオード 52がオンし、抵抗 R10〜R12が並列に接続されて合成して 得られる抵抗値はさらに下がる。
[0073] 図 8は、このように構成された図 7に示す電流電圧変換増幅器 14'の入出力特性を 示す。検出電流 Idが増加し、各ダイオード 50、 52が順次オンするたびに抵抗値が下 がり、電流電圧変換利得が小さくなつていく。本実施の形態においては、このように電 流電圧変換増幅器にぉ 、て利得圧縮を行 、、ダイナミックレンジを広げてもょ 、。
[0074] また、本実施の形態においては、第 1、第 2電流電圧変換増幅器 14a、 14bの電流 電圧変換利得 gをそれぞれ第 1抵抗 R1、第 2抵抗 R2によって決定する場合について 説明したがこれには限定されない。たとえば、第 1〜第 3トランジスタ Q1〜Q3のサイ ズ比を変更することによって電流分配部 12の電流分配比を調節し、電流電圧変換 利得 gを調節することも可能である。
すなわち、電流分配部 12と第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増幅 器 14bは、全体として電流電圧変換および増幅を行って!/ヽると捕らえることもできる。 したがって、実際の回路構成においては、一の回路ブロックが電流分配と電流電圧 変換を両方行うような構成とすることも可能となる。
[0075] さらに、本実施の形態においては、 2つの電流電圧変換増幅器を設けた場合につ いて説明したが、 3つ以上の電流電圧変換増幅器を設け、有意に増幅することので きる信号レベルの範囲をより詳細に設定してもよい。
[0076] また、本実施の形態では、光信号を受光する受光素子を例に説明を行ったが本発 明はこれには限定されない。本発明は、磁気信号を検知する磁気感応素子や、マイ クゃピエゾ素子のように振動を感知して電気信号に変換する感応素子などを用いた 受信装置に広く適用することができる。
[0077] 本実施の形態では、図 1に示すように、第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電 流電圧変換増幅器 14bの直後に第 1直流防止キャパシタ C1および第 2直流防止キ ャパシタ C2を配置した力 直流防止キャパシタは、加算器 18の後段に配置してもよ い。
[0078] (第 2の実施の形態）
本発明の第 2の実施の形態に係る受信装置は、赤外線リモートコントロール装置の 送信装置から送信される赤外線信号を受信し、復調などの信号処理を行う光受信装 置である。
図 9は、本実施の形態に係る光受信装置 100の構成を示す回路図である。この光 受信装置 100は、送信装置 200と赤外線によって通信を行っている。送信装置 200 からは、パルス位置変調 PPM (Pulse Position Modulation)などの変調がかけ られた赤外線信号が送信される。
[0079] 光受信装置 100は、受光素子である第 1フォトダイオード 10a、第 2フォトダイオード 10b、第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増幅器 14b、第 1直流防止 キャパシタ Cl、第 2直流防止キャパシタ C2、加算器 18、バンドパスフィルタ 20、復調 器 22、増幅器 24を含む。
[0080] 第 1フォトダイオード 10a、第 2フォトダイオード 10bは、それぞれ送信装置 200から 送出される赤外線信号を受光し、赤外線信号の受光量に応じた電流を第 1検出電流 Idl、第 2検出電流 Id2として出力する。ここで電流を出力するとは、フォトダイオード に赤外線信号が入射することにより流れる光電流を外部に信号として取り出すことを 意味し、フォトダイオードに流れ込む光電流を外部回路から引き込む場合、あるいは フォトダイオードに流れた光電流を外部回路へと取り出す場合の両方を含むものとす る。
[0081] 第 1フォトダイオード 10aから出力される第 1検出電流 Idlは、第 1電流電圧変換増 幅器 14aへと入力される。同様に、第 2フォトダイオード 10bから出力される第 2検出 電流 Id2は、第 2電流電圧変換増幅器 14bへと入力される。 [0082] 第 1電流電圧変換増幅器 14aは、第 1検出電流 Idlを電流電圧変換し、第 1検出電 圧 Vdlとして出力する。同様に、第 2電流電圧変換増幅器 14bは、第 2検出電流 Id2 を第 2検出電圧 Vd2として出力する。
第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電流電圧変換増幅器 14bの電流電圧変 換利得はそれぞれ、後述のように第 1フォトダイオード 10aおよび第 2フォトダイオード 10bから出力される電気信号のレベルが大きくなるに従って低く設定されている。
[0083] 第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電流電圧変換増幅器 14bからそれぞれ出 力される第 1検出電圧 Vdl、第 2検出電圧 Vd2は、第 1直流防止キャパシタ C1およ び第 2直流防止キャパシタ C2によって直流成分が除去されて交流成分のみが出力 される。
[0084] 加算器 18には、直流成分の除去された第 1検出電圧 Vdl 'および第 2検出電圧 Vd 2'が入力されている。この加算器 18は、第 1検出電圧 VI '、第 2検出電圧 Vd2'を加 算して検出電圧 Vdとして出力する。増幅器 24は、加算器 18から出力される検出電 圧 Vdを、必要に応じて増幅する。
[0085] バンドパスフィルタ 20は、検出電圧 Vdの周波数成分のうち、搬送周波数付近の帯 域のみを通過させ、他の帯域は除去して復調器 22へと出力する。復調器 22は、パ ルス位置変調された信号を復調し波形整形を行!ヽ、図示しな!ヽ信号処理部へと出力 する。
[0086] 図 10は、第 1電流電圧変換増幅器 14aの構成を示す回路図である。第 1電流電圧 変換増幅器 14aは、第 1〜第 4トランジスタ Q11〜Q14、定電流源 30を含む。第 3トラ ンジスタ Q 13、第 4トランジスタ Q 14は、 NPN型のバイポーラトランジスタであって、定 電流源 30とともにバイアス回路を構成して！/、る。
[0087] 第 1、第 2トランジスタ Ql l、 Q12は、 PNP型バイポーラトランジスタであり、ベース 端子が共通に接続されており、ェミッタ端子も電源電圧 Vccに接続されカレントミラー 回路を構成している。第 1トランジスタ Q 11のコレクタ端子には、第 3トランジスタ Q13 を介して第 1フォトダイオード 10aが接続されており、第 1トランジスタ Q11には、第 1フ オトダイオード 10aが赤外線を受光することによって流れる光電流力 第 1検出電流 I dlとして流れることになる。 [0088] 第 2トランジスタ Q12のコレクタ端子には、抵抗回路 40が接続されている。上述のよ うに、第 1、第 2トランジスタ Ql l、 Q12は、カレントミラー回路を構成しており、第 2トラ ンジスタ Q 12には第 1トランジスタ Q 11とのサイズ比に比例した電流 Idl，力流れること になる。本実施の形態では、第 1、第 2トランジスタ Ql l、 Q12のサイズ比が 1 : 1に設 定されており Idl， =Idlが成り立つものとする。
[0089] 第 2トランジスタ Q12のコレクタ端子と抵抗回路 40の接続点が第 1電流電圧変換増 幅器 14aの出力端子となっている。検出電流 Idlを抵抗回路 40に流すと、その抵抗 回路 40には、検出電流 Idlと抵抗回路 40の抵抗値 Rdの積に相当する Idl XRdの 電圧降下が発生する。この電圧降下を検出電圧として出力することによって、電流電 圧変換を行うことができ、出力端子からは、第 1検出電圧 Vdl =Idl XRdが出力され る。
[0090] 第 1電流電圧変換増幅器 14aにおいては、 Id XRdの関係に従い、第 1検出電流 Id 1の上昇に伴って第 1検出電圧 Vdlも大きくなつていく。ところが、第 2トランジスタ Q1 2のェミッタ電圧は電源電圧 Vccで固定されており、コレクタ電圧である第 1検出電圧 Vdlが上昇するに従ってコレクタェミッタ間電圧が小さくなつてバイポーラトランジスタ が飽和領域に入る。その結果、第 1、第 2トランジスタ Ql l、 Q12は、カレントミラー回 路として動作しなくなり、第 1検出電圧 Vdlは電源電圧 Vccに達する前に飽和するこ とになる。このように、第 1電流電圧変換増幅器 14aにおいて電流電圧変換する能力 は、電源電圧 Vccによって制限される。
[0091] ここで、電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得 gを、入力される検出電流の変 化量 Δ に対する出力される検出電圧の変化量 AVdを用いて、 g= AVdZ A ldで 定義する。電流電圧変換増幅器を抵抗回路によって構成した場合、電流電圧変換 利得 g= AVdZ A ldは、抵抗回路 40の抵抗値 Rdで与えられることになる。
[0092] 図 11は、図 10の抵抗回路 40の構成を示す回路図である。この抵抗回路 40は、抵 抗 R10〜R12およびダイオード 50、 52を含む。入力電流 Id力 、さい領域において は、ダイオード 50に印加される電圧が小さいためオンせず、抵抗 R10のみに電流が 流れることになる。入力電流 Idが大きくなり抵抗 R10での電圧降下が増加してダイォ ード 50に印加される電圧が順方向電圧 Vfを超えると、ダイオード 50がオンするため 、抵抗 Rl lを介してダイオード 50に電流が流れる。その結果、抵抗 R10と抵抗 R11 が並列に接続されることになるため、抵抗回路 40の抵抗値 Rdは小さくなる。
さらに入力電流 Idが大きくなり、抵抗 R11での電圧降下が増加すると、ダイオード 5 2がオンし、抵抗 R10〜R12が並列に接続されて抵抗回路 40の抵抗値 Rdはさら〖こ 小さくなる。
入力電流 Idがさらに増加し、検出電圧 Vdが電源電圧 Vccに近づくと、検出電圧 Vd はそれ以上高くはならないため、電流電圧変換利得は 0となる。
[0093] 図 12 (a)は、図 10に示す第 1電流電圧変換増幅器 14aの入出力特性を示す。図 1 2 (a)において、横軸が入力に相当する第 1検出電流 Idlを、縦軸が出力に相当する 第 1検出電圧 Vdlを示す。図 12 (a)に示す第 1電流電圧変換増幅器 14aの利得は、 図 12 (b)で与えられる。
[0094] 電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得 gは、抵抗回路 40の抵抗値 Rdで与えら れるため、抵抗回路 40を図 11のように構成した場合、利得圧縮されることになる。す なわち、この電流電圧変換増幅器においては、図 12 (b)に示すように検出電流 Idの レベルが大きくなるにつれて電流電圧変換増幅器の利得は徐々に低くなる。
[0095] 電流電圧変換増幅器にぉ 、て利得圧縮を行 、、検出電流 Idのレベルが低 、とき には高利得で増幅する一方、検出電流 Idのレベルが高いときには低利得で増幅す ることにより、増幅可能な検出電流のダイナミックレンジを広くすることができる。
[0096] 本実施の形態においては、第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増幅 器 14bの入出力特性および利得特性は、いずれも図 12 (a)、（b)に示す特性を有す るちのとする。
[0097] 以上のように構成された光受信装置 100の動作について説明する。本実施の形態 においては、第 1電流電圧変換増幅器 14a、第 2電流電圧変換増幅器 14bは同様の 構成とするため、ここでは両者を特に区別しない。
図 13 (a)、（b)は、電流電圧変換増幅器における信号の増幅の様子を示す。図 13
(a)は、電流電圧変換増幅器の入出力特性を示し、横軸が入力に相当する検出電 流 Idを、縦軸が出力に相当する検出電圧 Vdを示す。
[0098] 図 13 (b)は、フォトダイオードにパルス位置変調された赤外線信号が入力されたと きの、検出電流の時間波形を示す。フォトダイオードに入射する光信号は、送信装置
200から放射される赤外線信号と、太陽光などの外乱ノイズの和となる。通常、太陽 光などの外乱ノイズは、時間的に一定値をとる直流信号と考えられる。
[0099] 図 13 (b)に Idで示す検出電流は、ある基準となる受光面積 Sを有するフォトダイォ ードに高いレベルの外乱ノイズが入射したときの時間波形を示している。この検出電 流 Idは、外乱ノイズによる直流バイアス成分 Ibiasと、変調成分 ΔΙが加わった波形と なっている。
[0100] 図 13 (c)は、図 13 (b)に示す検出電流が入力されたときに電流電圧変換増幅器か ら出力される検出電圧を示す。電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得は、入力 信号である検出電流のレベルが高くなるに従って低くなるように設定されているため 、外乱ノイズにより不要な直流バイアス成分が加算されると、電流電圧変換増幅器か ら出力される検出電圧 Vdの振幅 Δνは小さくなつてしまう。
[0101] 本実施の形態に係る光受信装置 100では、赤外線信号と外乱ノイズの和として想 定される上限レベルの信号が入力された際の検出電流の値が、電流電圧変換増幅 器が有意な利得を有する範囲に含まれるようにフォトダイオードの受光面積を設定し ている。言い換えれば、フォトダイオードの受光面積は、高い外乱ノイズが入射した場 合にも、電流電圧変換増幅器の利得が飽和しない検出電流を出力するように設定さ れている。フォトダイオードに流れる検出電流は、受光面積にほぼ比例するため、た とえば受光面積を 1Z2に設定することによって、検出電流の値も 1Z2とすることがで きる。
[0102] 図 13 (b)に示される検出電流 Id'は、受光面積を、 SZ2に設定したときの時間波形 を示しており、外乱ノイズによる直流バイアス成分が Ibias' =IbiasZ2となり検出電 流のレベルは大幅に小さくなる。このようにフォトダイオードの受光面積を小さくするこ とによって、電流電圧変換増幅器が高利得を有する領域まで検出電流のレベルを下 げることができ、検出電流を高利得で電圧変換することができる。その結果、フォトダ ィオードの受光面積を SZ2としたときに電流電圧変換増幅器力 出力される検出電 圧の変調成分 Δ V'は、受光面積を Sとしたときの検出電圧の変調成分 Δνに比べて 大きくなり、受信感度が向上する。 [0103] なお、フォトダイオードの受光面積を 1Z2に設定することによって、赤外線信号の 変調成分、すなわち振幅 ΔΙも 1Z2となるが、電流電圧変換利得は 2倍以上になつ ているため、出力される検出電圧の変調成分 Δν'は、変調成分 Δνより大きくとるこ とがでさる。
[0104] 本実施の形態に係る光受信装置 100では、上述のように、太陽光などの外乱ノイズ のレベルが最大となる状況下における検出電流の信号レベルが、電流電圧変換増 幅器の高利得領域に入るようにサイズ設定されたフォトダイオードを 2つ備えて 、る。 したがって、第 1フォトダイオード 10aおよび第 2フォトダイオード 10bを近接して設け た場合、第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電流電圧変換増幅器 14bからそれ ぞれ出力される検出電圧の変調成分 Δν'はほぼ等しくなるため、加算器 18により加 算して得られる検出電圧 Vdの振幅は、 Δν'の 2倍となるため、さらに検出感度を高 めることができる。
[0105] このように、本実施の形態に係る光受信装置 100では、外来ノイズが大きな状況下 においても赤外線信号を検出でき、ダイナミックレンジを広くとることができる。
[0106] また、太陽光などの外来ノイズが小さな場合の光受信装置 100の動作について、 図 14をもとに説明する。
図 14 (a)は、図 13 (a)と同様に電流電圧変換増幅器の入出力特性を示し、横軸が 入力に相当する検出電流 Idを、縦軸が出力に相当する検出電圧 Vdを示す。
[0107] 図 14 (b)は、異なる受光面積を有するフォトダイオードに、小さな外乱ノイズとともに パルス位置変調された赤外線信号が入力されたときの、検出電流の時間波形を示す 。受光面積 Sの大きなフォトダイオードから出力される検出電流を Idで、受光面積 SZ 2の小さなフォトダイオードから出力される検出電流を Id'で示す。フォトダイオードか ら出力される検出電流は、受光面積にほぼ比例するため、 Id' =IdZ2が成り立って いる。
[0108] 図 14 (c)は、異なるサイズのフォトダイオードから出力される検出電流が入力された ときの電流電圧変換増幅器の出力である検出電圧の時間波形を示す。室内など外 舌 Lノイズのレベルが小さな状況にぉ 、ては、フォトダイオードのサイズが異なっても、 電流電圧変換増幅器に入力される検出電流のレベルはそれほど変わらず、ほぼ等 しい電流電圧変換利得で増幅されることになる。ここで、 Id、 Id'の変調成分を比較す ると、 Δ Γ = Δ 1/2が成り立つている。その結果、検出電流 Id、 Id'を同一の電流電 圧変換増幅器で増幅した場合、図 14 (c)に示すように、検出電圧の変調成分は Δν > Δν'となって、サイズの小さなダイオードを用いた方が検出感度が低下する。
[0109] つまり、ひとつのフォトダイオードのみに着目すれば、太陽光などによる外乱ノイズ のレベルが高 ヽ状況下を基準にフォトダイオードのサイズを設定すると、外乱ノイズ のレベルが低い状況下での検出感度が低下することを意味する。
[0110] 本実施の形態に係る光受信装置 100では、第 1フォトダイオード 10a、第 2フォトダ ィオード 10bから出力される検出電流は、それぞれ第 1電流電圧変換増幅器 14a、 第 2電流電圧変換増幅器 14bによって増幅され、直流成分が除去された後に、加算 器 18によって加算される。
加算器 18から出力される検出電圧 Vdの変調成分は、ひとつの電流電圧変換増幅 器から出力される検出電圧の変調成分の略 2倍となるため、フォトダイオードのサイズ を小さくしたことによって低下した変調成分を見かけ上増幅することになるため、光受 信装置 100全体としての検出感度は悪化しない。
[0111] このように、本実施の形態に係る光受信装置 100によれば、外乱ノイズのレベルが 高 、状況下でも電流電圧変換増幅器が高利得で電流電圧変換できるように、フォト ダイオードのサイズを設定する。その結果、送信装置 200から送信される赤外線信号 とともに、太陽光などの直流成分がノイズとして入力される場合においても、高い検出 感度で信号を検出することができ、ダイナミックレンジを広くとることができる。
[0112] また、フォトダイオードのサイズを小さく設定したことによるフォトダイオードあたりの 検出感度の低下は、複数のフォトダイオードを並列に設け、それぞれ力 出力される 検出電流を増幅し、加算することによって解消することができる。
[0113] すなわち、本実施の形態においては、ダイナミックレンジと検出感度という 2つの特 性を、電源電圧 Vccを高くしたり、受光量に応じて電流電圧変換増幅器の利得を変 ィ匕させるような帰還制御を行うことなく両立させることが可能となる。
[0114] 本実施の形態に係る光受信装置 100では、電源電圧 Vccの値を変えることなぐ検 出感度およびダイナミックレンジを改善した力 検出感度およびダイナミックレンジを 維持しつつ、低電源電圧化を行ってもよい。
[0115] 図 10に示す電流電圧変換増幅器において、電源電圧 Vccをたとえば 1Z2に設定 する場合を考える。これに併せて、図 11に示す抵抗回路 40において、抵抗 R10〜R 12の抵抗値も低く設定する。
図 15は、低電圧化を行った場合の電流電圧変換増幅器の入出力特性を示す。抵 抗 R10〜R12の抵抗値を低く設定することにより、入出力特性の傾き、すなわち電流 電圧変換利得は低くなる。
[0116] このように設計された電流電圧変換増幅器を用いた場合、電流電圧変換利得は図
12に示した電流電圧変換利得の 1Z2程度まで低下する。ところが、本実施の形態 に係る光受信装置 100では、 2つのフォトダイオードと、 2つの電流電圧変換増幅器 を備えているため、電流電圧変換利得が 1Z2に低下しても、加算器 18から出力され る検出電圧 Vdの振幅は 2倍されるため、単一のフォトダイオードを電源電圧 Vccで駆 動される電流電圧変換増幅器で増幅する場合とほぼ同じダイナミックレンジと、検出 感度を得ることができる。
[0117] このように、本実施の形態に係る光受信装置 100によれば、ダイナミックレンジおよ び検出感度を低下させることなぐ低電圧化を図ることが可能となる。
[0118] 上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せに いろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当 業者に理解されるところである。
[0119] 本実施の形態では、フォトダイオードの受光面積を小さくすることによって、外来ノィ ズが大きな場合にも、電流電圧変換増幅器において高利得で増幅した。しかしなが ら、電流電圧変換増幅器の入力である検出電流の大きさと電流電圧変換増幅器の ダイナミックレンジは相対的なものであるため、フォトダイオードのサイズを固定し、電 流電圧変換増幅器の入出力特性を調節してもよい。すなわち、フォトダイオードのサ ィズが予め固定されて!ヽる場合にぉ ヽては、電流電圧変換増幅器の入出力特性を、 そのフォトダイオードに所定の最大信号が入力されたときに、有意な利得を有するよ うに設定すればよい。
[0120] さらに、本実施の形態においては、 2つのフォトダイオードと、 2つの電流電圧変換 増幅器を設けた場合について説明したが、 3つ以上のフォトダイオードと電流電圧変 換増幅器を設け、有意に増幅することのできる信号レベルの範囲をより詳細に設定し てもよい。
[0121] 本実施の形態では、図 9に示すように、第 1電流電圧変換増幅器 14aおよび第 2電 流電圧変換増幅器 14bの直後に第 1直流防止キャパシタ C1および第 2直流防止キ ャパシタ C2を配置した力 直流防止キャパシタは、加算器 18の後段に配置してもよ い。
[0122] (第 3の実施の形態）
本発明の第 3の実施の形態に係る受信装置は、赤外線リモートコントロール装置の 送信装置から送信される赤外線信号を受信し、復調などの信号処理を行う光受信装 置である。光受信装置は、たとえばテレビ受像器、 DSC (Digital Steal Camera) などの電子装置に、送信装置カゝら送信された赤外線信号によって遠隔操作を可能と する目的で搭載される。
[0123] 図 16は、第 3の実施の形態に係る光受信装置 100の構成を示す回路図である。こ の光受信装置 100は、送信装置 200と赤外線によって通信を行っている。送信装置 200からは、パルス位置変調 PPM (Pulse Position Modulation)などの変調が かけられた赤外線信号が送信される。
光受信装置 100は、受光素子であるフォトダイオード 10、電流電圧変換増幅器 62 、分配部 64、第 1直流防止キャパシタ Cl、第 2直流防止キャパシタ C2、加算器 66、 増幅器 68、復調器 70、制御部 72、バンドパスフィルタ 74を含む。
[0124] フォトダイオード 10は、送信装置 200から送出される赤外線信号を受光する。この フォトダイオード 10は、赤外線信号の受光量に応じた電流を検出電流 Idとして出力 する。ここで電流を出力するとは、フォトダイオード 10に赤外線信号が入射することに より流れる光電流を外部に信号として取り出すことを意味し、フォトダイオード 10に流 れ込む光電流を外部回路から引き込む場合、あるいはフォトダイオード 10に流れた 光電流を外部の回路へと取り出す場合の両方を含むものとする。
[0125] フォトダイオード 10から出力される検出電流 Idは、電流電圧変換増幅器 62へと入 力されている。電流電圧変換増幅器 62は、フォトダイオード 10から出力される電気 信号である検出電流 Idを電流電圧変換して増幅し、検出電圧 Vdとして出力する。
[0126] 図 17は、電流電圧変換増幅器 62の構成例を示す回路図である。電流電圧変換増 幅器 62は、演算増幅器 60、第 1抵抗 R31、第 2抵抗 R32、ダイオード D31を含む。 電流電圧変換増幅器 62は、入力端子 32に入力された検出電流 Idを電圧に変換し、 増幅して出力端子 34から出力する。
演算増幅器 60の非反転入力端子には、基準電圧 Vrefが入力される。演算増幅器 60の出力端子と反転入力端子の第 1の帰還経路には、第 1抵抗 R31が設けられる。 また、第 1抵抗 R31と並列に設けられた第 2の帰還経路上には、第 2抵抗 R32および ダイオード D31が直列に接続される。
[0127] ここで、電流電圧変換増幅器 62の電流電圧変換利得 gを、検出電流 Idの変化量 Δ Idに対する検出電圧 Vdの変化量 AVdを用いて、 g= AVdZ A ldで定義する。入力 端子 32、出力端子 34間の電位差が、ダイオード D31の順方向電圧 V;fより小さいとき には、第 1の帰還経路のみに電流が流れ、電流電圧変換増幅器 62の利得は、第 1 抵抗 R31によって定められる。入力端子 32、出力端子 34間の電位差が、ダイオード D31の順方向電圧 V;fより大きくなると、ダイオード D31がオンし、第 2の帰還経路にも 電流が流れるため、電流電圧変換増幅器 62の帰還抵抗は、第 1抵抗 R31、第 2抵抗 R32を並列接続したときの合成抵抗となり、電流電圧変換増幅器 62の利得はこの合 成抵抗によって定められる。
[0128] 図 18 (a)、 (b)は、電流電圧変換増幅器 62の入出力特性および利得特性を示す 図である。検出電流 Idが 0〜ldlまでの区間において、電流電圧変換増幅器 62は、 高い利得 glを有し、検出電流 Idが Idl〜Id2までの区間において、低い利得を有す る。検出電圧 Vdが電源電圧 Vcc付近まで上昇すると、禾 IJ得は 0となる。このように、電 流電圧変換増幅器 62の利得は、フォトダイオード 10から出力される検出電流 Idのレ ベルが大きくなるに従って低下する。
[0129] 図 19 (a)〜（c)は、電流電圧変換増幅器 62における信号の増幅の様子を示す。図 19 (a)は、電流電圧変換増幅器 62の入出力特性を示し、横軸が入力に相当する検 出電流 Idを、縦軸が出力に相当する検出電圧 Vdを示す。
[0130] 図 19 (b)は、フォトダイオード 10にパルス位置変調された赤外線信号が入力された ときの、検出電流 Idの時間波形を示す。フォトダイオード 10に入射する光信号は、送 信装置 200から放射される赤外線信号と、太陽光などの外乱ノイズの和となる。通常 、太陽光などの外乱ノイズは、時間的に一定値をとる直流信号と考えられる。
図 19 (b)には、フォトダイオード 10に、振幅が一定の赤外線信号に加えて異なるレ ベルの外乱ノイズが入射したときの検出電流 Idの時間波形を示している。この検出電 流 Idは、外乱ノイズによる直流バイアス成分 Ibiasと、変調成分 Isigが加わった波形と なっている。図中、 Idl〜Id3は、異なる外来ノイズ下における検出電流 Idの時間波 形を示している。
[0131] 図 19 (c)は、図 19 (b)に示す検出電流 Idl〜Id3が入力されたときに電流電圧変 換増幅器 62から出力される検出電圧 Vdを示す。電流電圧変換増幅器 62の電流電 圧変換利得は、入力信号である検出電流のレベルが高くなるに従って低くなるように 設定されているため、外乱ノイズにより不要な直流バイアス成分が加算されると、電流 電圧変換増幅器 62から出力される検出電圧 Vdの振幅 Δνは小さくなる。検出電流 I d3に示されるように、外乱ノイズが電流電圧変換増幅器 62入力ダイナミックレンジを 越えるほど大きい場合、検出電圧 Vd3は図 19 (c)に示すように、振幅が 0となり信号 成分が現れなくなる。ここで、同一の利得を維持しつつ、ダイナミックレンジを広げる ためには、電源電圧 Vccを上昇させる必要がある力 これは低電圧化、低消費電力 化の要請に反することになる。
[0132] そこで、本実施の形態に係る光受信装置 100では、赤外線信号と外乱ノイズの和と して想定される上限レベルの信号がフォトダイオード 10に入力されるときに発生する 検出電流 Idを増幅できるように電流電圧変換増幅器 62の入出力特性を設定する。 図 20は電流電圧変換増幅器 62の入出力特性の設定について説明するための図 である。上述のように、電流電圧変換増幅器 62の利得は、第 1抵抗 R31、第 2抵抗 R 32により調節することができる。図 20に破線で示すのは、図 19 (a)〜（c)に示した入 出力特性であり、図 20に実線で示すのは、本実施の形態に係る電流電圧変換増幅 器 62の入出力特性である。
このように、本実施の形態に係る電流電圧変換増幅器 62の利得は、第 1抵抗 R31 、第 2抵抗 R32の抵抗値を低く設定することにより低く設定され、その結果として、入 力ダイナミックレンジは広く設定される。
[0133] 図 16に戻る。分配部 64は、電流電圧変換増幅器 62から出力された検出電圧 Vd を第 1、第 2の複数の経路に分配する。第 1、第 2の経路には、それぞれ直流阻止用 の第 1直流防止キャパシタ Cl、第 2直流防止キャパシタ C2が設けられている。第 1直 流防止キャパシタ Cl、第 2直流防止キャパシタ C2によって、検出電圧 Vdの直流成 分は除去される。以下、直流成分の除去された検出電圧を Vd'と記す。
[0134] 加算器 66は、分配部 64により分配され、直流成分の除去された複数の検出電圧 V d'を加算する。図 21は、加算器 66および増幅器 68の構成例を示す回路図である。 加算器 66および増幅器 68は、第 1トランジスタ Q21〜第 4トランジスタ Q24、第 1電 流源 54、第 2電流源 56、抵抗 R40、 R41、増幅段 44を含む。第 1、第 2トランジスタ Q 21、 Q22は第 1の差動対を、第 3、第 4トランジスタ Q23、 Q24は第 2の差動対を構成 する。抵抗 R40、 R41は、第 1、第 2の差動対に共通に設けられた負荷である。第 1電 流源 54、第 2電流源 56は、第 1、第 2の差動対にバイアス電流を供給する。第 1、第 3 トランジスタ Q21、 Q23のベースには、図 16の第 1直流防止キャパシタ Cl、第 2直流 防止キャパシタ C2により直流成分の除去された検出電圧 Vd'が入力される。また、 第 2、第 4トランジスタ Q22、 Q24のベースはキャパシタ C3、 C4により交流接地される
[0135] 検出電圧 Vd'が変化すると、第 1、第 2の差動対において差動電流が生成される。
第 1、第 2の差動対で生成された差動電流は、負荷である抵抗 R40、 R41に流れるこ とになり加算される。増幅段 44は、抵抗 R40、 R41に現れる電圧を増幅して出力する 。抵抗 R40、 R41は、 2つのトランジスタを含むカレントミラー負荷であってもよい。ま た、 NPN型ノイポーラトランジスタと PNP型バイポーラトランジスタは相互に置換され て 、てもよく、また MOSトランジスタで構成してもよ 、。
[0136] 図 16に戻る。加算器 66および増幅器 68は、検出電圧 Vd'を電圧加算して増幅し た後、後段のバンドパスフィルタ 74へと出力する。バンドパスフィルタ 74は、搬送周 波数以外の帯域を除去し、復調器 70へと出力する。
復調器 70は、パルス位置変調された信号を復調し波形整形を行い、制御部 72へ と出力する。制御部 72は、本光受信装置 100が搭載される電子機器を、復調された 信号にもとづいて制御する。
以上のように構成された本実施の形態に係る光受信装置 100の動作について説明 する。
[0137] フォトダイオード 10に赤外線信号が入射されると、検出電流 Idが流れる。この検出 電流 Idは、外来ノイズによる直流成分 Ibiasと信号成分 Isigの和となる。検出電流 Id は電流電圧変換増幅器 62によって電圧変換され、検出電圧 Vdとして出力される。 検出電圧 Vdは分配部 64によって第 1直流防止キャパシタ C1、第 2直流防止キヤ パシタ C2を含む 2つの経路に分配される。第 1直流防止キャパシタ Cl、第 2直流防 止キャパシタ C2により直流成分が除去された検出電圧 Vd'は、加算器 66によって加 算され、増幅器 68により増幅される。
[0138] 図 22 (a)〜 (c)は、利得が低く設定された図 20に実線で示す電流電圧変換増幅 器 62による信号の増幅の様子を示す。図 22 (a)〜（c)は、それぞれ図 19 (a)〜（c) に対応した図となっている。上述のように、本実施の形態に係る光受信装置 100では 、入力ダイナミックレンジを広げるために電流電圧変換増幅器 62の利得を低く設定し ている。したがって、図 22 (c)に示すように、外来ノイズが小さいときに電流電圧変換 増幅器 62から出力される検出電圧 Vdの振幅 Δ VI、 AV2は、図 19 (c)の振幅 Δν 1、 AV2よりち/ J、さくなる。
検出電圧 Vdは、分配部 64によって 2つの経路に分配され、外来ノイズにより発生し た直流成分が除去される。加算器 66は、直流成分を除去することにより得られる振幅 成分 Δνを加算する。たとえば、電流電圧変換増幅器 62の利得を、分配部 64を設 けない場合の 1Z2倍に設定した場合、検出電圧 Vdの振幅成分 Δνも 1Z2倍となる 力 加算器 66から出力される振幅成分 Δνは加算により 2倍となるため、分配部 64を 設けない場合と同等とすることができる。
[0139] また、本実施の形態に係る光受信装置 100では、電流電圧変換増幅器 62の利得 を低く設定することによって、入力ダイナミックレンジが拡大されているため、電流電 圧変換増幅器 62の利得が高く設定された場合に比べて、外来ノイズによるバイアス 成分 Ibiasが大きな状況下においても赤外線信号を検出できる。
[0140] さらに、本実施の形態に係る光受信装置 100では、加算により振幅を 2倍としている ため、後段の増幅器の利得を 2倍とした場合に比べて SZN比の悪ィ匕を抑えることが できる。すなわち、増幅器の利得を 2倍とした場合には、電流電圧変換増幅器 62から 出力される熱雑音などのノイズ成分は利得倍されるため、 SZN比は悪化する。これ に対して、加算により振幅を 2倍にした場合には、ノイズ成分は 2倍となるため、 S/ N比を改善することができる。
[0141] 上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せに いろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当 業者に理解されるところである。
[0142] たとえば、実施の形態においては、電流電圧変換増幅器 62の出力を分配部 64〖こ よって 2つの経路に分配し、第 1直流防止キャパシタ Cl、第 2直流防止キャパシタ C2 に入力した力 図 23に示す構成としてもよい。
図 23は、光受信装置 100の構成の一部を示す回路図である。 2つの経路は、それ ぞれ第 1直流防止キャパシタ C1、第 2直流防止キャパシタ C2の前段にバッファ回路 80、 82を含む。バッファ回路 80は、トランジスタ Q25、抵抗 R25を含む。トランジスタ Q25のベースは分配部 64に接続され、ェミッタは抵抗 R25に接続され、コレクタには 電源電圧 Vccが印加される。バッファ回路 82も、トランジスタ Q26、抵抗 R26により同 様に構成される。
このように、第 1直流防止キャパシタ Cl、第 2直流防止キャパシタ C2の前段にバッ ファ回路 80、 52を設けることにより、電流電圧変換増幅器 62から後段を見たインピ 一ダンスを高く設定することができるため、回路をより安定に動作させることができる。
[0143] また、本実施の形態においては、加算器 66を、図 21に示すように複数の差動対を 用いて構成したがこれには限定されず、他の構成としてもよい。たとえば、加算器 66 は、演算増幅器の反転入力端子に 2つの抵抗を接続し、各抵抗の他端に信号を入 力するように構成される一般的な加算増幅器としてもよい。また、実施の形態では、 分配部 64は電流電圧変換増幅器 62から出力される検出電圧 Vdを 2つの経路に分 配する場合について説明した力 これには限定されず 3つ以上の経路に分配しても よい。この場合、図 21の加算器 66においては、各経路に対応する差動対を追加す ればよい。 [0144] さらに、電流電圧変換増幅器 62においては、必ずしも利得圧縮を行う必要はなぐ 有効なダイナミックレンジ内においてその利得は一定値であってもよい。
[0145] さらに、第 1から第 3の実施の形態には、以下のような変化例や応用が考えられる。
[0146] 第 1から第 3の実施の形態においては、受光素子としてフォトダイオード 10を例に説 明したが、アバランシェフオトダイオードやフォトトランジスタなどを用いてもよい。また 、これらの受光素子のみに限定されず、 CCD (Charge Coupled Device)などの 光電変換素子に適用することができる。
[0147] また、第 1から第 3の実施の形態では、光信号を受光する受光素子を例に説明を行 つたが本発明はこれには限定されない。本発明は、磁気信号を検知する磁気感応素 子や、マイクやピエゾ素子のように振動を感知して電気信号に変換する感応素子な どを用いた受信装置に広く適用することができる。
[0148] 第 1から第 3の実施の形態において、光受信装置 100を構成する素子はすべて一 体集積化されていてもよぐまたは別の集積回路に分けて構成されていてもよぐさら にはその一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分^^積化する かは、コストや占有面積、用途などに応じて決めればよい。
産業上の利用可能性
[0149] 本発明は、赤外線信号などを受信する受信装置に好適に利用することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 外部より信号を受け電気信号に変換して出力する感応素子と、
前記感応素子から出力される電気信号を複数の電気信号として分配する分配部と 前記分配部により分配された複数の電気信号をそれぞれ異なる利得で増幅する複 数の増幅器と、
前記複数の増幅器によってそれぞれ増幅された複数の電気信号を加算する加算 器と、
を備えることを特徴とする受信装置。
[2] 前記複数の増幅器の利得は、分配された電気信号を有意に増幅することのできる 信号レベルの範囲が前記複数の増幅器ごとに異なるように設定されていることを特徴 とする請求項 1に記載の受信装置。
[3] 前記感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子である ことを特徴とする請求項 1または 2に記載の受信装置。
[4] 前記受光素子は受光量に応じた検出電流を電気信号として出力し、前記分配部は 前記受光素子から出力される検出電流を複数の検出電流として前記複数の増幅器 に分配し、前記複数の増幅器はそれぞれ前記複数の検出電流を異なる電流電圧変 換利得で複数の検出電圧に変換し、前記加算器は前記複数の検出電圧を加算する ことを特徴とする請求項 3に記載の受信装置。
[5] 前記加算器は、前記複数の増幅器により増幅された複数の電気信号の直流成分 を除去した後に加算することを特徴とする請求項 3に記載の受信装置。
[6] 入力された信号を電気信号に変換して出力する複数の感応素子と、
前記複数の感応素子力 出力される複数の電気信号をそれぞれ増幅する複数の 増幅器と、
前記複数の増幅器によってそれぞれ増幅された複数の電気信号を加算する加算 器と、
を備えることを特徴とする受信装置。
[7] 前記増幅器の利得は、前記感応素子力も出力される電気信号のレベルが大きくな るに従って低く設定されることを特徴とする請求項 6に記載の受信装置。
[8] 前記感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子である ことを特徴とする請求項 6または 7に記載の受信装置。
[9] 前記複数の感応素子は、入力として想定される最大の信号が入力されたときに出 力される電気信号のレベルがその電気信号を増幅する増幅器が有意な利得を有す る範囲に含まれるように、そのサイズが設定されることを特徴とする請求項 6または 7 に記載の受信装置。
[10] 前記複数の増幅器の利得は、前記感応素子に入力として想定される最大の信号が 入力されたときに出力される電気信号を有意に増幅できるように設定されることを特 徴とする請求項 6または 7に記載の受信装置。
[11] 前記複数の受光素子はそれぞれ、受光量に応じた複数の検出電流を電気信号と して出力し、前記複数の増幅器はそれぞれ、前記複数の検出電流を複数の検出電 圧に変換し、前記加算器は前記複数の検出電圧を加算することを特徴とする請求項 8に記載の受信装置。
[12] 前記加算器は、前記複数の増幅器により増幅された複数の電気信号の直流成分 を除去した後に加算することを特徴とする請求項 6に記載の受信装置。
[13] 外部より信号を受け電気信号に変換して出力する感応素子と、
前記感応素子から出力される電気信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器により増幅された電気信号を複数の経路に分配する分配部と、 前記分配部により分配された複数の電気信号を加算する加算器と、
を備えることを特徴とする受信装置。
[14] 前記加算器は、前記複数の電気信号の直流成分を除去した後に加算することを特 徴とする請求項 13に記載の受信装置。
[15] 前記複数の経路は、それぞれ直流阻止用のキャパシタを含むことを特徴とする請 求項 13に記載の受信装置。
[16] 前記増幅器の利得は、前記感応素子から出力される電気信号のレベルが大きくな るに従って低く設定されることを特徴とする請求項 13から 15のいずれかに記載の受 信装置。
[17] 前記複数の経路は、それぞれバッファ回路を含むことを特徴とする請求項 13から 1
5の 、ずれかに記載の受信装置。
[18] 前記加算器は、
複数の差動対と、
前記複数の差動対に共通に設けられた負荷と、
前記複数の差動対それぞれにバイアス電流を供給する複数の電流源と、 を含む差動増幅器を備え、
前記分配部により分配された前記複数の電気信号を、前記複数の差動対それぞれ に入力することを特徴とする請求項 13から 15のいずれかに記載の受信装置。
[19] 前記感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子である ことを特徴とする請求項 13から 15の ヽずれかに記載の受信装置。
[20] 前記受光素子は受光量に応じた検出電流を電気信号として出力し、
前記増幅器は前記検出電流を電圧に変換して増幅し、
前記加算器は前記複数の電気信号を電圧加算することを特徴とする請求項 19に 記載の受信装置。
[21] 前記感応素子と、前記増幅器と、前記分配部と、前記加算器は、ひとつの半導体 集積回路上に一体集積化されたことを特徴とする請求項 13から 15のいずれかに記 載の受信装置。
[22] 前記感応素子と、前記増幅器と、前記分配部と、前記加算器は、ひとつのパッケ一 ジ内に組み込まれたことを特徴とする請求項 13から 15のいずれかに記載の受信装 置。
[23] 赤外線信号によって外部から遠隔制御される電子機器であって、
外部から入射されパルス変調された赤外線信号を受信する請求項 3、 4、 8、 19、 2
0の 、ずれかに記載の受信装置と、
前記受信装置により受信された前記赤外線信号を復調する復調部と、 前記復調部により復調された前記赤外線信号にもとづき本機器の動作を制御する 制御部と、を備えることを特徴とする電子機器。
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