WO2006018936A1

WO2006018936A1 - Ｆｍ検波回路

Info

Publication number: WO2006018936A1
Application number: PCT/JP2005/012307
Authority: WO
Inventors: Akira Kato
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2004-08-20
Filing date: 2005-07-04
Publication date: 2006-02-23
Also published as: EP1780887A4; US20070109041A1; EP1780887A1; US7518438B2; JPWO2006018936A1; JP4623008B2

Abstract

　不平衡・平衡変換回路（２）、信号合成回路（３）、不平衡・平衡変換回路（２）の第１の平衡出力端子と信号合成回路（３）の一方の信号入力端子の間に接続された第１のダイオード（Ｄ１）及び共振子（Ｘ１）からなる並列回路、不平衡・平衡変換回路（２）の第２の平衡出力端子と信号合成回路（３）のもう一方の信号入力端子の間に接続された第２のダイオード（Ｄ２）及び容量素子（Ｃ１）からなる並列回路、および信号合成回路（３）の出力端子に接続されたローパスフィルタ（４）を備える。

Description

明細書

FM検波回路

技術分野

[0001] 本発明は、 FM検波回路に関する。

背景技術

[0002] FM検波回路としては、フォスタ一'シーレー方式、レシオ方式、 PLL方式、スロープ検波方式、ディスクリミネータ検波方式などがある。例えば特許文献 1にはスロープ検波方式の FM検波回路が開示されている。特許文献 1においては、共振器のインピーダンスが共振周波数付近で変化することを利用して、信号の周波数変化 (FM成分)を振幅変化 (AM成分）に変え、さらにダイオードで包絡線検波を行うことによって FM検波を実現している。

[0003] また、特許文献 2にはディスクリミネータ検波方式の FM検波回路が開示されている。この回路では、圧電共振子の共振周波数付近でのインピーダンス変化を利用し、出力された信号の振幅の変化を 2つのダイオードで整流して AM検波している。特許文献 1：特開平 11— 195928号公報

特許文献 2：特開昭 56 - 14705号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] 例えばリモート 'キーレス'エントリー用の受信機では FSK信号を復調する必要がある。通常は RF信号をー且 IF信号に周波数変換し (スーパーヘテロダイン方式）、その後で IF信号を検波する方式が用いられるが、スーパーヘテロダイン方式の場合は局部発振器やミキサが必要になるために部品点数が多くなる。そこで、周波数変換を行わずに RF信号を直接検波するダイレクト検波方式を採用することもできるが、検波のために RF信号を大きく増幅しょうとすると増幅回路が発振する可能性が高ぐあまり増幅率を大きくしたくない。そのため、 RF信号を低いレベルで検波し、検波後に増幅を行、た、と、う希望がある。

[0005] ところが、特許文献 1や特許文献 2の FM検波回路においては、検波感度が低ぐ R F信号レベルが低、時に検波出力が小さ!/ヽと、う問題がある。

[0006] 本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、検波感度の高い FM検波回路を提供する。

課題を解決するための手段

[0007] 上記目的を達成するために、本発明の FM検波回路においては、不平衡'平衡変換回路、該不平衡 ·平衡変換回路の第 1の平衡出力端子に一端が接続された第 1のダイオード、前記不平衡'平衡変換回路の第 2の平衡出力端子に一端が接続された第 2のダイオード、前記第 1のダイオードに並列に接続された共振子、前記第 2のダイオードに並列に接続された容量素子、 2つの入力端子に前記第 1のダイオードの他端と前記第 2のダイオードの他端が接続された信号合成回路、および前記信号合成回路の出力端子に接続されたローパスフィルタ、を備えることを特徴とする。

[0008] また、本願発明の FM検波回路においては、前記共振子の共振周波数が、当該 F M検波回路に入力される FM信号の中心周波数よりも、少なくとも該 FM信号の周波数偏位量以上離れて!/ヽることを特徴とする。

発明の効果

[0009] 本発明の FM検波回路においては、非常に簡単な回路で、高い検波感度を実現することができる。

図面の簡単な説明

[0010] [図 1]本発明の FM検波回路のブロック図である。

[図 2]本発明の FM検波回路の一実施形態の回路図である。

[図 3]図 2の FM検波回路の検波出力信号のシミュレーション結果の波形を示す波形図である。

[図 4]本発明の FM検波回路の別の実施形態の回路図である。

[図 5]図 4の FM検波回路の検波出力信号のシミュレーション結果の波形を示す波形図である。

[図 6]本発明の FM検波回路のさらに別の実施形態の回路図である。

符号の説明 [0011] 1, 10, 20, 30"'FM検波回路

2, 11, 21, 31· ··不平衡'平衡変換回路

3…信号合成回路

4· ··ローパスフィルタ

D1…第 1のダイオード

D2…第 2のダイオード

XI…共振子

C1…コンデンサ (容量素子）

発明を実施するための最良の形態

[0012] (第 1の実施形態）

図 1に、本発明の FM検波回路のブロック図を示す。図 1において、 FM検波回路 1 は、入力端子 IN、不平衡ー平衡変換回路 2、第 1のダイオードであるダイオード Dl、第 2のダイオードであるダイオード D2、共振子 XI、容量素子であるコンデンサ Cl、信号合成回路 3、ローパスフィルタ 4、および出力端子 OUTを含んで構成されている

[0013] ここで、入力端子 INは不平衡—平衡変換回路 2の不平衡端子に接続される。不平衡—平衡変換回路 2の第 1の平衡出力端子は、ダイオード D1と共振子 XIからなる並列回路を介して信号合成回路 3の一方の入力端子に接続されている。不平衡ー平衡変換回路 2の第 2の平衡出力端子は、ダイオード D2とコンデンサ C1からなる並列回路を介して信号合成回路 3のもう一方の入力端子に接続されている。信号合成回路 3の出力はローノスフィルタ 4を介して出力端子 OUTに接続されて、る。

[0014] 共振子 XIは等価回路的には微小な抵抗成分、インダクタンス成分および第 1の容量成分が直列接続されたものに並列に別の第 2の容量成分が接続されたようなものとなる。例えば弾性表面波共振子（SAWR)や水晶振動子が用いられる。そして、コンデンサ C1の容量は共振子 XIの 2つの端子間の容量である第 2の容量成分に略一致するものが選ばれて、る。

[0015] ダイオード D1およびダイオード D2は同じ特性のものが望ましぐそれぞれ所定の順方向電流が流されている。この電流値は、そのときの各ダイオード Dl、 D2の導通抵抗が信号周波数近傍におけるコンデンサ CIのインピーダンスの絶対値に比較的近、値になるように設定されて、る。

[0016] さらに、共振子 XIの共振周波数 (直列接続されたインダクタンス成分と第 1の容量成分による直列共振周波数）は、入力される FM信号の中心周波数に対して、その最大周波数変位量を少し超える程度ずれるように設定されている。ここでは、共振子 XIの共振周波数の方力FM信号の中心周波数より高く設定されているものとして説明を続けるが、逆でももちろん構わない。その場合には出力信号の極性が変わるだけである。

[0017] 次に、この回路の動作について説明する。

まず、ダイオード D1と共振子 XIからなる並列回路には、例えばダイオード D1のァノード側力も信号が入力され、力ソード側から出力される。ダイオード D2とコンデンサ C1からなる並列回路に関しても同様に、例えばダイオード D2のアノード側力信号が入力され、力ソード側から出力される。各ダイオードに順方向電流が流れるようになつている限り、アノード、力ソードのどちらが信号入力側になりどちらが信号出力側になっていても構わない。

[0018] ここで、入力される FM信号の周波数が低くて共振子 XIの共振周波数に対しても十分低い場合を考える。この場合、共振子 XIはたんなる容量素子として機能し、しかもその容量がコンデンサ C1の容量とほぼ一致する。そのため、ダイオード D1と共振子 XIからなる並列回路は、実質的にダイオード D2とコンデンサ C1からなる並列回路と同じ特性を示すことになる。この 2つの並列回路には不平衡—平衡変換回路 2から出力された互ヽに逆相（ 180度位相反転)で同振幅の信号が入力されるが、いずれも同じ特性を示すために、出力される信号においても互いに逆相で同振幅の状態は維持される。この 2つの信号を信号合成回路 3に入力すると互いに打ち消し合って出力には何も出ない。

[0019] 逆に、入力信号の周波数が高くて共振子 XIの共振周波数に対してわずかだけ低い場合を考える。この場合、共振子 XIにとつては共振周波数よりわずかに低いだけの信号が通過するため、その信号にとっては共振子 XIのインピーダンスはかなり低くなる。一方、コンデンサ C1のインピーダンスは信号の周波数が大きく変わらない限りほぼ一定である。 FM信号の周波数偏位程度の周波数変化ではほぼ一定と考えて良い。そのため、ダイオード D1と共振子 XIの並列回路の方を通る信号の方力ダイオード D2とコンデンサ C2の並列回路を通る信号より大きくなる。両者に位相の変化はほとんど生じないため、 2つの並列回路を通過した 2つの信号は、交流成分に関しては互いに位相が逆相で振幅が大きく異なるものになる。この 2つの信号を信号合成回路 3に入力すると、振幅の違いの分だけ打ち消し合わないで出てくる。また、 2つの並列回路を通過した 2つの信号は直流成分を有する。そのため、重畳されている交流成分によって負電圧までスイングすることはない。そのため、これをローパスフィルタ 4で平滑すると何らかの振幅の信号が得られる。

[0020] 上記の 2通りの信号の中間の周波数の信号が入力された場合には、共振子 XIを通って出てくる信号の振幅がその中間になるので、当然ながらその中間の振幅の信号が出力端子 OUTに得られる。これは入力信号の周波数の違いが出力信号の振幅の違いとして現れたことを意味する。すなわち F—V変能が実現されていることを意味し、まさに FM検波の動作そのものである。

[0021] 共振子 XIのインピーダンスの周波数特性は共振子の Qに依存する。したがって、 Qの大きな共振子の場合には周波数に対するインピーダンスの傾斜が大きくなる。そのため、入力される FM信号のデビエーシヨン (周波数偏位量）が小さくても大きな検波出力を得ることができる。

[0022] このように、本発明の FM検波回路においては、非常に簡単な回路で FM検波を行うことができる。

(第 2の実施形態）

次に、図 2に、上記の実施形態の構成をさらに具体ィ匕した本発明の一実施形態の FM検波回路の回路図を示す。図 2において、図 1と同じ部分には同じ記号を付す。

[0023] 図 2に示した FM検波回路 10は、トランジスタ Q1を用いた不平衡'平衡変換回路 1 1を備える。不平衡'平衡変換回路 11において、トランジスタ Q1のベースは結合用のコンデンサ C2を介して入力端子 INに接続されているとともに、抵抗 R1を介して電源端子 Vccに接続され、抵抗 R2を介してグランドに接続されている。抵抗 Rl、 R2によつてトランジスタ Q1のベースバイアス条件が設定されている。トランジスタ Q1のコレクタは抵抗 R3を介して電源端子 Vccに接続され、ェミッタは抵抗 R4を介してグランドに接続されている。そして、トランジスタ Q1のコレクタおよびェミッタはそれぞれ結合用のコンデンサ C3、 C4の一端に接続されている。このように構成された不平衡 '平衡変換回路 11においては、トランジスタ Q 1のベースに入力された信号と同相の信号がェミッタからコンデンサ C4を介して出力され、逆相の信号がコレクタ力もコンデンサ C 3を介して出力される。なお、この構成の不平衡'平衡変換回路は特開昭 61— 2858 13号公報などにも開示されてヽるように公知である。

[0024] 結合用のコンデンサ C3の他端は第 1のダイオードであるダイオード D1のアノードに接続され、同じく結合用のコンデンサ C4の他端は第 2のダイオードであるダイオード D2のアノードに接続されている。ダイオード D1の力ソードとダイオード D2の力ソードが接続され、結合用のコンデンサ C5の一端に接続されている。ダイオード D1のァノードは抵抗 R5を介して電源端子 Vccに接続され、ダイオード D2のアノードも抵抗 R6 を介して電源端子 Vccに接続されて、る。ダイオード D1の力ソードとダイオード D2の力ソードの接続点は抵抗 R7を介してグランドに接続されている。抵抗 R5、 R6、 R7によってダイオード Dl、 D2に流れる順バイアス電流が設定されている。さらに、ダイォード D1の力ソードとダイオード D2の力ソードの接続点は、実質的に信号合成回路として機能する。

[0025] 結合用のコンデンサ C5の他端はインダクタンス素子 L1を介して出力端子 OUTに接続されている。インダクタンス素子 L1の両端はそれぞれコンデンサ C6、 C7を介してグランドに接続されている。インダクタンス素子 Ll、コンデンサ C6、 C7によって口一パスフィルタ回路 12が構成されている。

[0026] FM検波回路 10においては、不平衡'平衡変換回路、ローパスフィルタの構成が具体的になり、さらにダイオード Dl、 D2にバイアス電流を流す回路構成が具体的になつた以外は FM検波回路 1と同じであり、同様に FM検波機能を発揮する。

[0027] ここで、図 3に、 FM検波回路 10の動作をシミュレーションした結果を示す。これは F M検波回路 10から出力される信号の波形を示すものである。前提条件としては、入力信号としては 9. 95MHzの搬送波信号を 20kHzの変調信号で変調指数 2で変調したもので、 ± 10mVの振幅を有し、デビエーシヨンは約 40kHzとなっている。第 1のダイオードに並列接続される共振子としては、直列共振周波数が 10MHzとなるように、 10 Ωの抵抗、 0. 13263pFのコンデンサ、 1. 90986mHのインダクタンス素子を直列接続したものに 2pFのコンデンサを並列接続したものを用いている。第 2のダイオードに並列接続される容量素子としては、共振子の並列容量に等 U、2pFのコンデンサを用いている。

[0028] 図 3に示すように、 20kHzの繰り返し波形が得られており、 FM検波が実現できている。そして、特許文献 2に示された回路において同様のシミュレーションを行った結果との比較で数倍の感度となった。

[0029] 検波波形は大きな歪みを含んでおり、線形性は必ずしも良くな、。ただ、 FM変調信号が 2値のデジタル信号で変調された FSK信号であるならば、増幅し、適当なしきい値を設定した比較器を通せば十分に変調信号の認識は可能である。なお、検波信号の最小値から最大値への移行時に存在する歪みは不平衡'平衡変換回路における位相反転の際の非線形性によるものと考えられる。

[0030] なお、 FM検波回路 10においては、高周波信号がダイオード Dl、 D2のアノードから入力されるように構成されている力ダイオード Dl、 D2の向きを逆にし、その状態で各ダイオードに順方向電流が流れるように構成したものでも同様の作用効果を奏する。あるいは、いずれか一方のダイオードを高周波信号がアノードから入力されるようにし、他方のダイオードを高周波信号が力ソードから入力されるように設定したものでも、その状態で各ダイオードに順方向電流が流れるように構成したものでも同様の作用効果を奏する。

[0031] (第 3の実施形態）

図 4に、本発明の FM検波回路の別の実施形態の回路図を示す。図 4に示した FM 検波回路 20は、不平衡'平衡変換回路 21のみが図 2に示した FM検波回路 10と異なり、他の部分に違いはない。よって、図 2と同一の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0032] 不平衡変換回路 21において、トランジスタ Q1はベースが抵抗 R1を介して電源端子 Vccに接続されており、コレクタが抵抗 R3を介して電源端子 Vccに接続されている。また、トランジスタ Q2はベースが抵抗 R8を介して電源端子 Vccに接続されており、コレクタが抵抗 R9を介して電源端子 Vccに接続されている。トランジスタ Q1と Q2のェミッタは互いに接続されるとともにトランジスタ Q3のコレクタに接続されている。トランジスタ Q3は、ベースが抵抗 R10を介して電源端子 Vccに接続されており、ェミッタが抵抗 R11を介してグランドに接続されている。そして、トランジスタ Q1のベースは結合用のコンデンサ C2を介して入力端子 INに接続されており、トランジスタ Ql、 Q2のコレクタはそれぞれ結合用のコンデンサ C3、C4の一端に接続されている。

[0033] このように構成された回路において、トランジスタ Q3は定電流回路として動作するので、トランジスタ Ql、 Q2、 Q3からなる回路は、トランジスタ Q1のベースを信号入力端子とし、トランジスタ Ql、 Q2のコレクタをそれぞれ信号出力端子とする差動増幅回路として機能する。そして、 2つの出力信号は互いに位相が反転したものとなる。したがって、全体としてトランジスタ Q1のベースを不平衡信号入力端子とし、トランジスタ Q1、Q2のコレクタをそれぞれ平衡信号出力端子とする不平衡'平衡変換回路として機能する。

[0034] FM検波回路 20においては、不平衡'平衡変換回路 21のみ力FM検波回路 10と異なっており、平衡信号に変換された後の処理回路については同じである。そのため、 FM検波回路 10と同様に機能する。

[0035] ここで、図 5に、 FM検波回路 20の動作をシミュレーションした結果を示す。これは F M検波回路 20から出力される信号の波形を示すものである。前提条件としては、図 3 に示した FM検波回路 10の動作シミュレーションの時と同じにしている。

[0036] 図 5に示すように、 20kHzの繰り返し波形が得られており、 FM検波が実現できている。そして、第 2の実施形態で示した FM検波回路 10において同様のシミュレーションを行った結果に比べて、出力レベルは約 10倍になった。

[0037] この場合も検波波形は大きな歪みを含んでおり、線形性は必ずしも良くないが、 F M変調信号が 2値のデジタル信号で変調された FSK信号であるならば、増幅し、適当なしきい値を設定した比較器を通せば十分に変調信号の認識は可能である。なお、検波信号の最大値から最小値への移行時に存在する歪みは不平衡'平衡変換回路における位相反転の際の非線形性によるものと考えられる。

[0038] (第 4の実施形態）図 6に、本発明の FM検波回路のさらに別の実施形態の回路図を示す。図 6に示した FM検波回路 30は、不平衡 ·平衡変換回路 31が図 2に示した FM検波回路 10と異なり、それに応じてダイオード Dl、 D2に直流電流を流すための抵抗の配置が変更されている力他の部分に違いはない。よって、図 2と同一の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0039] 不平衡 '平衡変換回路 31は卷線型のノレントランス T1を備えている。ノレントランス T1は 1つのコアに第 1、第 2、第 3の卷線が巻かれている。第 1の卷線の一端は入力端子 INに直接接続され、他端はグランドに接続されている。第 2の卷線の一端はダイオード D1のアノードに直接接続され、他端は信号周波数でインピーダンスの小さいコンデンサ C8を介してグランドに接続されることによって高周波的に接地されている。第 3の卷線の一端は第 2の卷線の他端に接続され、他端はダイオード D2のァノードに直接接続されている。第 2の卷線の他端と第 3の卷線の一端との接続点は抵抗 R 12を介して電源端子 Vccに接続されている。抵抗 R12がダイオード Dl、 D2に順バイアス電流を流すための抵抗になるため、 FM検波回路 10で備えていた抵抗 R 5、 R6は備えていない。また、バルントランス T1を介してダイオード Dl、 D2のバイァス電流を供給する構成のため、不平衡'平衡変換回路 31とダイオード Dl、 D2との間の結合用兼 DCカット用のコンデンサ C3、 C4も備えていない。さらには、入力端子 IN と不平衡 ·平衡変換回路との間の結合用のコンデンサ C2も備えて、な、。周知のようにバルントランス T1は不平衡 ·平衡変^^として機能するので、不平衡 ·平衡変換回路 31もその機能を発揮する。

[0040] このように構成された FM検波回路 30においても、不平衡'平衡変換回路が異なる以外は基本的に FM検波回路 1と同じであり、同様に FM検波機能を発揮する。

[0041] また、 FM検波回路 30においては、不平衡'平衡変換回路 31にバルントランス T1 を使用しているため、これを介してダイオードへのノィァス電流供給が可能であり、それによってバイアス電流供給用の抵抗や DCカット用のコンデンサの数を削減することができ、小型化を実現することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 不平衡，平衡変換回路、

該不平衡'平衡変換回路の第 1の平衡出力端子に一端が接続された第 1のダイォード、

前記不平衡'平衡変換回路の第 2の平衡出力端子に一端が接続された第 2のダイオード、

前記第 1のダイオードに並列に接続された共振子、

前記第 2のダイオードに並列に接続された容量素子、

2つの入力端子に前記第 1のダイオードの他端と前記第 2のダイオードの他端が接続された信号合成回路、

および前記信号合成回路の出力端子に接続されたローパスフィルタ、を備えることを特徴とする FM検波回路。

[2] 前記共振子の共振周波数が、当該 FM検波回路に入力される FM信号の中心周波数よりも、少なくとも該 FM信号の周波数偏位量以上離れていることを特徴とする、請求項 1に記載の FM検波回路。