WO2005053141A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2005053141A1
WO2005053141A1 PCT/JP2004/015714 JP2004015714W WO2005053141A1 WO 2005053141 A1 WO2005053141 A1 WO 2005053141A1 JP 2004015714 W JP2004015714 W JP 2004015714W WO 2005053141 A1 WO2005053141 A1 WO 2005053141A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transformer
winding
switch
power supply
main switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2004/015714
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mamoru Tsuruya
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanken Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanken Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co Ltd filed Critical Sanken Electric Co Ltd
Priority to US10/550,654 priority Critical patent/US7130204B2/en
Publication of WO2005053141A1 publication Critical patent/WO2005053141A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/08—High-leakage transformers or inductances
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H01F27/38—Auxiliary core members; Auxiliary coils or windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Definitions

  • the present invention relates to a high-efficiency, small-sized, low-noise switching power supply device.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of a conventional switching power supply of this type (Non-Patent Document 1, Non-Patent Document 2).
  • a main switch Q1 such as a MOSFET (hereinafter referred to as an FET) is connected to a DC power supply Vdcl via a primary winding 5a (number of turns nl) of a transformer T.
  • a parallel circuit including a resistor R2 and a capacitor C2 and a diode D3 connected in series to the parallel circuit are connected.
  • the main switch Q1 is turned on and off by the PWM control of the control circuit 100.
  • the primary winding 5a of the transformer T and the secondary winding 5b of the transformer T are wound so that a common-mode voltage is generated therebetween, and the secondary winding 5b of the transformer T (number of turns n2 ) Is connected to a rectifying / smoothing circuit including diodes Dl and D2, a rear turtle L1 and a capacitor C4.
  • This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (north voltage controlled on-Z off) induced in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load RL.
  • the control circuit 100 includes an operational amplifier and a photo power blur (not shown).
  • the operational amplifier compares the output voltage of the load RL with a reference voltage, and when the output voltage of the load RL becomes higher than the reference voltage. Next, control is performed so as to reduce the ON width of the pulse applied to the main switch Q1. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by narrowing the ON width of the pulse of the main switch Q1.
  • FIG. 2 shows a voltage Qlv between both ends of the main switch Q1, a current Qli flowing through the main switch Q1, and a Q1 control signal for controlling the main switch Q1 to be turned on and off.
  • the main switch Q1 changes from the on state to the off state by the Q1 control signal.
  • the excitation energy of the primary winding 5a of the transformer T and the energy of the leakage inductance Lg (inductance coupled with the secondary winding 5b) are not transmitted to the secondary winding 5b.
  • capacitor C2 Stored in capacitor C2 via D3.
  • a snubber circuit (C2, R2) is inserted to make the temporal change of the voltage of the main switch Q1 gradual, so that the switching noise can be reduced and the transformer can be reduced.
  • the surge voltage to the main switch Q1 due to the leakage inductance Lg of T can be suppressed.
  • Non-Patent Document 1 Kosuke Harada, “Switching Power Supply, No. Book”, published by Nikkan Kogyo Shimbun, Chapter 2 Basic Circuit of Switching Power Supply and Design Practice p. 27 Figure 2.2
  • Non-Patent Document 2 Shizuo Shimizu, “High-speed Switching Regulator”, Sogo Denshi Shuppansha, 2.2.1 Separately-excited converter ⁇ 30 Figure 2.5
  • the transformer exciting current flowing through the primary winding 5a of the transformer T is, as shown in FIG.
  • switch Ql When switch Ql is on, it increases linearly with a positive value, and when main switch Q1 is off, it decreases linearly to zero. That is, as shown in FIG. 3, since the magnetic flux of the transformer T uses only the first quadrant of the BH force, the transformer T whose core utilization of the transformer T is low is large.
  • An object of the present invention is to provide a switching power supply device that enables downsizing of a transformer and zero-voltage switching of a switch, and that can achieve small size, high efficiency, and low noise.
  • the present invention has the following configurations in order to solve the above-mentioned problems.
  • the invention of claim 1 provides a first series circuit connected to both ends of a DC power supply, wherein a primary winding of a transformer and a main switch are connected in series, and a secondary circuit of the transformer when the main switch is turned on.
  • a third series circuit connected to both ends of the main switch, a first diode and a snubber capacitor connected in series, a connection point between the first diode and the snubber capacitor, and the auxiliary switch.
  • a fourth series circuit connected to a connection point with the clamp capacitor and having an auxiliary winding of the transformer and a second diode connected in series; and the main switch and the auxiliary switch alternately.
  • the control circuit turns on the auxiliary switch, turns off the auxiliary switch when the excitation current increases, and turns on the auxiliary switch to zero voltage when the excitation current is increased by turning on the auxiliary switch. It is characterized by switching.
  • the rectifying and smoothing circuit includes a fifth series circuit including a secondary winding and a tertiary winding of the transformer, and a first rectifier connected to both ends of the fifth series circuit.
  • the core of the transformer has a primary winding and a secondary winding of the transformer.
  • the transformer is wound so as to have a leakage inductance, and the primary winding and the tertiary winding of the transformer have a leakage inductance smaller than the leakage inductance of the primary winding and the secondary winding.
  • the primary winding and the auxiliary winding of the transformer are smaller than the leakage inductance of the primary winding and the secondary winding, and the primary winding and the tertiary winding are smaller than the leakage inductance of the primary winding and the secondary winding. It is characterized by being wound so as to have a leakage inductance larger than the leakage inductance.
  • the invention of claim 5 is characterized in that a part having a small cross-sectional area is provided in a part of the magnetic path of the core of the transformer.
  • the first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the primary winding of the transformer and the main switch are connected in series, and the first series circuit connected to the transformer when the main switch is turned off.
  • a rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing the voltage output to the secondary winding, a rectifying / smoothing circuit connected to both ends of the main switch or both ends of the primary winding of the transformer, and an auxiliary switch and a clamp capacitor connected in series; (2) a series circuit, a third series circuit connected to both ends of the main switch, and a first diode and a snapper capacitor connected in series, a connection point between the first diode and the snubber capacitor, A fourth series circuit connected to a connection point between an auxiliary switch and the clamp capacitor, the auxiliary winding of the transformer and a second diode being connected in series; the main switch and the auxiliary switch; A control circuit for alternately turning on and off the battery, discharging the electric charge of the sn
  • the invention of claim 7 is characterized in that the rectifying and smoothing circuit has a series circuit of a rectifying diode and a smoothing capacitor connected to both ends of a secondary winding of the transformer.
  • the primary winding and the secondary winding of the transformer are wound around the core of the transformer so as to have leakage inductance, and the primary winding of the transformer and the primary winding are connected to each other.
  • the auxiliary winding is wound so as to have a leakage inductance larger than a leakage inductance of the primary winding and the secondary winding.
  • the utilization factor of the magnetic flux of the core of the transformer is improved, and the transformer can be downsized. Also, by adjusting the capacitance of the snubber capacitor, the slope of the voltage rise when the main switch is off can be reduced, the flux utilization rate of the transformer core can be adjusted, and the energy of the snubber capacitor is released to the output. Therefore, low noise, miniaturization, and high efficiency can be achieved.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a conventional switching power supply device.
  • FIG. 2 is a timing chart of signals in respective parts of a conventional switching power supply device.
  • FIG. 3 is a diagram showing BH characteristics of a transformer provided in a conventional switching power supply device.
  • FIG. 4 is a timing chart of an exciting current of a transformer provided in a conventional switching power supply device.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply device according to Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a timing chart showing details of signals at various parts when a switch Q1 of the switching power supply device according to the first embodiment is turned on.
  • FIG. 8 is a timing chart showing details of signals in each unit when the switch Q1 of the switching power supply device according to the first embodiment is turned off.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a manner in which the rise time changes according to the size of the snubber capacitor Cx when the switch Q1 of the switching power supply device according to Embodiment 1 is turned off.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating BH characteristics of a transformer having a low core of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 11 shows B-H characteristics of a transformer having a high core of the switching power supply device of the first embodiment
  • FIG. 12 is a timing chart of a current flowing through a transformer provided in the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram illustrating a switching power supply device according to Embodiment 2.
  • FIG. 14 is a structural diagram of a transformer provided in the switching power supply device of Embodiment 2.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to Embodiment 3.
  • FIG. 16 is a structural diagram of a transformer provided in a switching power supply device according to Embodiment 3.
  • FIG. 17 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • FIG. 18 is a timing chart showing details of signals at various parts when switch Q1 of the switching power supply device according to Embodiment 3 is turned on.
  • FIG. 19 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the switching power supply according to Embodiment 3 is turned off.
  • the switching power supply device provides an auxiliary winding in the transformer, and discharges the electric charge of the snubber capacitor connected via the diode to the clamp capacitor via the auxiliary winding when the main switch is turned on.
  • the slope of the voltage rise when the main switch is turned off is moderated, and by turning on the auxiliary switch connected in series with the clamp capacitor, the The magnetic flux is deflected to the negative side to expand the magnetic flux change range and, when the exciting current increases, turn off the auxiliary switch and perform zero voltage switching (ZVS) on the main switch to establish the ZVS of the switch.
  • the transformer is characterized by high efficiency, low noise, and a downsized transformer.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • a series circuit of a primary winding 5a (number of turns nl) of a transformer T1 and a switch Q1 (main switch) composed of an FET is connected to both ends of a DC power supply Vdcl.
  • a diode D4 is connected in parallel to both ends of the switch Q1.
  • a connection point between one end of the primary winding 5a of the transformer T1 and one end of the switch Q1 is connected to one end of a switch Q2 (auxiliary switch) composed of an FET, and the other end of the switch Q2 is connected to a clamp capacitor C1.
  • the power supply is connected to the positive terminal of the DC power supply Vdcl.
  • the other end of the switch Q2 is connected to the negative terminal of the DC power supply Vdc1 via the clamp capacitor C1.
  • a series circuit of a diode Dx1 and a snubber capacitor Cx is connected to both ends of the switch Q1.
  • a series circuit of an auxiliary winding 5x (number of turns nx) of the transformer T1 and a diode Dx2 is connected to a connection point between the diode Dxl and the capacitor Cx and a connection point between the switch Q2 and the clamp capacitor C1.
  • the auxiliary winding 5x of the transformer T1 discharges the energy stored in the capacitor Cx to the clamp capacitor C1 when the switch Q1 is turned on.
  • a diode D3 is connected in parallel to both ends of the switch Q2. Further, the diode 4 may be a parasitic diode of the switch Q1, and the diode D3 may be a parasitic diode of the switch Q2.
  • the switches Ql and Q2 have a period in which they are both turned off (dead time), and are turned on and off alternately by the PWM control of the control circuit 10.
  • the core of the transformer T1 is wound with a primary winding 5a and a secondary winding 5b (number of turns n2) in phase with the winding, and one end of the secondary winding 5b is
  • the anode of the diode D1 is connected to the diode D1
  • the force source of the diode D1 and the other end of the secondary winding 5b are connected to the diode D2.
  • a series circuit of a rear turtle L1 and a capacitor C4 is connected to both ends of the diode D2.
  • Diode D1, diode D2, capacitor C4, and rear turtle L1 make up a rectifying and smoothing circuit. This capacitor C4 outputs a DC output to the load RL.
  • the control circuit 10 alternately turns on and off the switch Q1 and the switch Q2 to reduce the on-width of the pulse applied to the switch Q1 when the output voltage of the load RL exceeds the reference voltage. Then, control is performed so as to widen the ON width of the pulse applied to the switch Q2. Snow That is, when the output voltage of the load RL exceeds the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the switch Q1! / Puru.
  • the magnetic flux is divided into the first quadrant and the third quadrant around the zero on the BH curve. Increase or decrease equal to.
  • the magnetic flux is not completely symmetrical and is mainly in the first quadrant.
  • the magnetic field H is generated in proportion to the magnitude of the current i.
  • the magnetic flux B moves on the B—H curve in the order of Ba ⁇ Bb ⁇ Bc ⁇ Bd ⁇ Be ⁇ Bf ⁇ Bg, and the operating range of the magnetic flux is wide. There is saturation between Ba-Bb and Bf-Bg on the B-H curve.
  • the core shows no B-H curve when the magnetic permeability of the core is low.
  • the core is not saturated.
  • FIG. 6 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the switching power supply device according to the first embodiment is turned on.
  • FIG. 8 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the switching power supply device according to the first embodiment is turned off.
  • this current nli has a current value a (negative value) at time tl, a current value b (negative value) at time tlb, a current value c (zero) at time tl3, and a current value at time t2. It changes to the value d (positive value).
  • the magnetic flux changes from Ba to Bb to Bc to Bd. Note that Ba—Bg shown in FIG. 11 and a—g shown in FIG. 12 correspond to each other.
  • the capacitor Cx is charged to the maximum voltage of the switch Q1, and a voltage is induced in the auxiliary winding 5x by this voltage and the applied polarity.
  • the current flows in the order of Cx ⁇ 5x ⁇ Dx2 ⁇ Cl ⁇ Vdcl ⁇ Cx, and all the charge of the capacitor Cx moves to the clamp capacitor C1, and the voltage Cxv of the capacitor Cx becomes zero.
  • the current waveform of the capacitor Cx at this time is determined by the leakage inductance between the primary winding 5a and the auxiliary winding 5x of the transformer T1 and the resonance frequency of the capacitor Cx.
  • the diode D3 conducts, a diode current flows, and the clamp capacitor C1 is charged.
  • the switch Q2 becomes a zero-voltage switch.
  • the current nli changes from the current value d (positive value) to the current value e (zero) from time t2 to time t20.
  • the magnetic flux changes from Bd to Be.
  • the current nli becomes as shown in FIG. Negative value .
  • the current nli changes from the current value e (zero) to the current value f (negative value) at time t20-time t2a.
  • the magnetic flux changes from Be to Bf.
  • the area S from time t2 to time t20 is equal to the area S from time t20 to time t2a. This area S corresponds to the energy of the transformer T1 stored in the clamp capacitor C1.
  • the current nli changes from the current value f (negative value) to the current value g (negative value) between time t2a and time t3.
  • the magnetic flux changes from Bf to Bg.
  • the area E at time t2a—time t3 corresponds to the energy of the capacitor Cx stored in the clamp capacitor C1.
  • the current nli increases by the amount of energy supplied from the capacitor Cx at the time of reset. Therefore, the magnetic flux moves to the third quadrant, reaches the saturation region (Bf-Bg), the current nli increases, and reaches the maximum at time t3 (also at time tl). The current nli increases just before the end of the ON period of the switch Q2, and is the current when the transformer T1 is saturated.
  • the current immediately before the switch Q2 is turned off to achieve the ZVS of the switch Q1 depends on the capacitance of a capacitor connected in parallel with the switch Q1, and the smaller the capacitance, the smaller the current. Therefore, if the capacity of the capacitor to be selected is small and the power capacity is small, the slope of the voltage when the switch Q1 is off increases, and the loss and noise of the switch increase. For this reason, it is desirable that the parallel capacitance when the switch Q1 is on is small and the parallel capacitance when the switch Q1 is off is large. Therefore, in the first embodiment, the capacitance when the switch Q1 is on is set to be small (it may be a parasitic capacitance between the drain and the source of the switch Q1). When the switch Q1 is off, the capacitor Cx is connected in parallel via the diode Dxl. I'm caught.
  • the energy of the capacitor Cx is transferred to the clamp capacitor C1, and the magnetic flux of the transformer T1 is shifted to the third quadrant side.
  • the range of use of T1 is expanded, the current is increased, and ZVS of switch Q1 can be easily achieved.
  • the current becomes higher than when the core reaches the saturation region of the transformer T1, and the ZVS operation of the switch Q1 becomes easier.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply device according to the second embodiment.
  • the switching power supply device according to the second embodiment shown in FIG. 13 differs from the switching power supply device according to the first embodiment shown in FIG. 5 in the secondary circuit of the transformer T2.
  • the transformer T2 includes a primary winding 5a (number of turns nl), a secondary winding 5b (number of turns n2), a tertiary winding 5c (number of turns n3), and an auxiliary winding 5x (number of turns nx). Is wound.
  • a series circuit of a diode D6 and a capacitor C4 is connected to both ends of the series circuit of the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c of the transformer T2.
  • a diode D5 is connected to a connection point between the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c and a connection point between the diode D6 and the capacitor C4.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b are wound in phase
  • the primary winding 5a and the auxiliary winding 5x are wound in phase
  • the primary winding 5a and the tertiary winding 5c are wound in phase. It is wound in reverse phase.
  • the secondary winding 5b of the transformer T2 is loosely coupled to the primary winding 5a, and the leakage inductance between the primary winding 5a and the secondary winding 5b causes a rear turtle (shown in series) to be connected in series to the transformer T2. Without).
  • the tertiary winding 5c of the transformer T2 is slightly loosely coupled to the primary winding 5a.
  • the value of the inductance connected in series to the primary winding 5a of the transformer T2 is increased, and the energy stored when the switch Q1 is turned on is returned to the secondary side via the transformer T2. Therefore, the efficiency is improved. Also, the secondary current flows during the ON and OFF periods of the switch Q1 due to the diode D5 and the diode D6, and becomes continuous. Therefore, the ripple current of the capacitor C4 also decreases.
  • FIG. 14 is a structural diagram of a transformer provided in the switching power supply device according to the second embodiment.
  • the transformer T2 shown in FIG. 14 has a sun-shaped core 30, and a primary winding 5a and a tertiary winding 5c are wound close to each other on a core portion 30a of the core 30. .
  • This provides a slight leakage inductance between the primary and tertiary windings.
  • a pass core 30c and a gap 31 are formed in the core 30, and a secondary winding 5b is wound around the outer core.
  • the auxiliary winding 5x is wound close to the primary winding 5a. That is, the leakage inductance is increased by loosely coupling the primary winding 5a and the secondary winding 5b by the pass core 30c.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T2 are wound around the core 30 of the transformer T2 so as to have leakage inductance, and the primary winding 5a and the tertiary winding of the transformer T2 are wound.
  • 5c is wound so as to have a leakage inductance smaller than that of the primary winding 5a and the secondary winding 5b, and the primary winding 5a and the auxiliary winding 5x of the transformer T2 are the primary winding. It is wound so as to have a leakage inductance smaller than the leakage inductance of the primary winding 5a and the secondary winding 5b and larger than the leakage inductance of the primary winding 5a and the tertiary winding 5c.
  • two concave portions 30b are formed on the outer peripheral core and between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the recess 30b, the cross-sectional area of a part of the magnetic path of the outer core becomes narrower than that of the other part, and only that part is saturated, so that core loss can be reduced.
  • the switching power supply device can be reduced in size and cost can be reduced by devising the shape of the core of the transformer T2 and the winding.
  • FIG. 15 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply device according to the third embodiment.
  • the switching power supply device of the third embodiment shown in FIG. 15 differs from the switching power supply device of the first embodiment shown in FIG. 5 in the secondary side circuit of the transformer T3.
  • the core of the transformer T3 is wound with a primary winding 5a and a secondary winding 5b (number of turns n2) having a phase opposite to that of the primary winding 5a, and one end of the secondary winding 5b.
  • Is connected to the anode of diode D1 and the force source of diode D1 and the other end of secondary winding 5b are connected to capacitor C4.
  • Diode D1 and capacitor C4 constitute a rectifying and smoothing circuit. This capacitor C4 smoothes the rectified voltage of the diode D1 and outputs a DC output to the load RL.
  • FIG. 16 is a structural diagram of a transformer provided in the switching power supply device according to the third embodiment.
  • the transformer T3 shown in FIG. 16 has a sun-shaped core 40, and a primary winding 5a and an auxiliary winding 5x are wound close to each other on a core portion 40a of the core 40.
  • leakage inductance is provided between the primary and auxiliary windings.
  • the secondary winding 5b is wound concentrically with the primary winding 5a and the auxiliary winding 5x. As a result, a slight leakage inductance is provided.
  • a gap 41 is formed in the core portion 40a.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T3 are wound around the core 40 of the transformer T3 so as to have leakage inductance, and the primary winding 5a and the auxiliary winding 5x of the transformer T3 are wound. Are wound so as to have a leakage inductance larger than the leakage inductance of the primary winding 5a and the secondary winding 5b.
  • FIG. 17 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • FIG. 18 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the switching power supply device according to the third embodiment is turned on.
  • FIG. 19 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the switching power supply device according to the third embodiment is turned off.
  • FIGS. 17 to 19 the voltage Qlv between both ends of the switch Q1 and the voltage flowing through the switch Q1 are shown.
  • the timing charts of FIGS. 17 to 19 are substantially the same as the timing charts of FIGS. 6 to 8, and only the operation of the secondary circuit of the transformer T3 is different. Therefore, only the operation of this part will be described. .
  • switch Q1 is turned off, and the slope of the voltage rise when switch Q1 is off can be reduced by capacitor Cx.
  • the energy stored in the capacitor C X is output to the secondary winding 5b of the transformer T3 when the switch Q2 is turned on. Therefore, the current Dli flows through the diode D1, and power is supplied to the load RL.
  • the switching power supply of the present invention is applicable to a DC-DC conversion type power supply circuit and an AC-DC conversion type power supply circuit.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Coils Of Transformers For General Uses (AREA)

Abstract

　トランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化する。直流電源（Ｖｄｃ１）の両端に接続され、トランス（Ｔ）の１次巻線（５ａ）と主スイッチ（Ｑ１）との直列回路と、主スイッチ（Ｑ１）がオンした時に２次巻線（５ｂ）に出力される電圧を整流平滑する整流平滑回路と、１次巻線（５ａ）の両端に接続され、補助スイッチ（Ｑ２）とクランプコンデンサ（Ｃ１）との直列回路と、主スイッチ（Ｑ１）の両端に接続され、ダイオード（Ｄｘ１）とスナバコンデンサ（Ｃｘ）との直列回路と、ダイオード（Ｄｘ１）とスナバコンデンサ（Ｃｘ）との接続点と補助スイッチ（Ｑ２）とクランプコンデンサ（Ｃ１）との接続点とに接続され、補助巻線（５ｘ）とダイオード（Ｄｘ２）との直列回路と、主スイッチ（Ｑ１）と補助スイッチ（Ｑ２）とを交互にオン／オフさせる制御回路（１０）とを備え、主スイッチ（Ｑ１）のオン時にスナバコンデンサ（Ｃｘ）の電荷を補助巻線（５ｘ）を介してクランプコンデンサ（Ｃ１）に放電し、主スイッチ（Ｑ１）のオフ時にスナバコンデンサ（Ｃｘ）に電荷を充電させ主スイッチ（Ｑ１）の電圧上昇の傾きを緩和させる。

Description

明 細 書
スイッチング電源装置
技術分野
[0001] 本発明は、高効率、小型、低ノイズなスイッチング電源装置に関する。
背景技術
[0002] 図 1に従来のこの種のスイッチング電源装置の回路構成図を示す (非特許文献 1、 非特許文献 2)。図 1に示すスイッチング電源装置において、直流電源 Vdclにトラン ス Tの 1次卷線 5a (卷数 nl)を介して MOSFET (以下、 FETと称する。）等カゝらなる 主スィッチ Q1が接続され、 1次卷線 5aの両端には、抵抗 R2及びコンデンサ C2から なる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオード D3とが接続されている 。主スィッチ Q1は、制御回路 100の PWM制御によりオン Zオフするようになってい る。
[0003] また、トランス Tの 1次卷線 5aとトランス Tの 2次卷線 5bとは互いに同相電圧が発生 するように卷回されており、トランス Tの 2次卷線 5b (卷数 n2)には、ダイオード Dl, D 2とリアタトル L1とコンデンサ C4とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流 平滑回路は、トランス Tの 2次卷線 5bに誘起された電圧 (オン Zオフ制御されたノ ル ス電圧)を整流平滑して直流出力を負荷 RLに出力する。
[0004] 制御回路 100は、図示しない演算増幅器及びフォト力ブラを有し、演算増幅器は、 負荷 RLの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上とな つたときに、主スィッチ Q1に印加されるノ ルスのオン幅を狭くするように制御する。す なわち、負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スィッチ Q1のパルス のオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになって 、る。
[0005] 次に、このように構成されたスイッチング電源装置の動作を図 2に示すタイミングチ ヤートを参照しながら説明する。なお、図 2では、主スィッチ Q1の両端間の電圧 Qlv 、主スィッチ Q1に流れる電流 Qli、主スィッチ Q1をオン Zオフ制御する Q1制御信 号を示している。
[0006] まず、時刻 t31において、 Q1制御信号により主スィッチ Q1がオンし、直流電源 Vdc 1からトランス Tの 1次卷線 5aを介して主スィッチ Qlに電流 Qliが流れる。この電流は 、時刻 t32まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、 1次卷線 5aを流れる 電流 nliも電流 Qliと同様に時刻 t32まで時間の経過とともに直線的に増大していく
[0007] なお、時刻 t31から時刻 t32では、 1次卷線 5aの主スィッチ Q1側が" f則になり、且 つ 1次卷線 5aと 2次卷線 5bとは同相になっているので、ダイオード D1のアノード側が +側になるため、 5b→Dl→Ll→C4→5bと電流が流れる。
[0008] 次に、時刻 t32において、主スィッチ Q1は、 Q1制御信号により、オン状態からオフ 状態に変わる。このとき、トランス Tの 1次卷線 5aの励磁エネルギーと、リーケージイン ダクタンス Lg (2次卷線 5bと結合して ヽな 、インダクタンス）のエネルギーは、 2次卷 線 5bに伝送されないため、ダイオード D3を介してコンデンサ C2に蓄えられる。
[0009] また、時刻 t32—時刻 t33では、主スィッチ Q1がオフであるため、電流 Qli及び 1次 卷線 5aを流れる電流 nliは零になる。なお、時刻 t32から時刻 t33では、 L1→C4→ D2→L1で電流が流れて、負荷 RLに電力が供給される。
[0010] このようなスイッチング電源装置によれば、スナバ回路（C2, R2)を挿入し、主スイツ チ Q1の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できる と共に、トランス Tのリーケージインダクタンス Lgによる主スィッチ Q1へのサージ電圧 を抑制することができる。
非特許文献 1 :原田耕介著「スイッチング電源 ノ、ンドブック」日刊工業新聞社出版、 第 2章スイッチング電源の基本回路と設計演習 p. 27 図 2. 2
非特許文献 2 :清水和男著「高速スイッチングレギユレータ」総合電子出版社、 2. 2. 1他励型コンバータ ρ30 図 2. 5
発明の開示
[0011] しかしながら、図 1に示すスイッチング電源装置にあっては、コンデンサ C2に充電 された電荷を抵抗 R2によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換 周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損 失が増大し、効率が低下する欠点があった。
[0012] また、トランス Tの 1次卷線 5aに流れるトランス励磁電流は、図 4に示すように、主ス イッチ Qlがオン時には直線的に正の値で増加していき、主スィッチ Q1がオフ時には 直線的に減少してゼロになる。即ち、トランス Tの磁束は、図 3に示すように、 B-H力 一ブの第 1象限のみ使用するため、トランス Tのコアの利用率が低ぐトランス Tが大 型化していた。
[0013] 本発明は、トランスの小型化とスィッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高 効率、低ノイズィ匕することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
[0014] 本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項 1の発明は、直流 電源の両端に接続され、トランスの 1次卷線と主スィッチとが直列に接続された第 1直 列回路と、前記主スィッチがオンした時に前記トランスの 2次卷線に出力される電圧 を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スィッチの両端又は前記トランスの 1次卷線 の両端に接続され、補助スィッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第 2直列 回路と、前記主スィッチの両端に接続され、第 1ダイオードとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 3直列回路と、前記第 1ダイオードと前記スナバコンデンサとの接 続点と前記補助スィッチと前記クランプコンデンサとの接続点とに接続され、前記トラ ンスの補助卷線と第 2ダイオードとが直列に接続された第 4直列回路と、前記主スイツ チと前記補助スィッチとを交互にオン Zオフさせる制御回路とを備え、前記主スイツ チのオン時に前記スナバコンデンサの電荷を前記補助卷線を介して前記クランプコ ンデンサに放電し、前記主スィッチのオフ時に前記スナバコンデンサに電荷を充電さ せ前記主スィッチの電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とする。
[0015] 請求項 2の発明では、前記制御回路は、前記補助スィッチをオンさせて前記トラン スのコアを飽和させ励磁電流が増大した時に、前記補助スィッチをオフさせて前記主 スィッチをゼロ電圧スイッチングさせることを特徴とする。
[0016] 請求項 3の発明では、前記整流平滑回路は、前記トランスの 2次卷線と 3次卷線と の第 5直列回路と、この第 5直列回路の両端に接続された第 1整流ダイオードと平滑 コンデンサとの第 6直列回路と、前記第 2次卷線と前記 3次卷線との接続点と前記第 1整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの接続点とに接続された第 2整流ダイォー ドとを有することを特徴とする。
[0017] 請求項 4の発明では、前記トランスのコアには前記トランスの 1次卷線と前記 2次卷 線とがリーケージインダクタンスをもつように卷回され、前記トランスの 1次卷線と前記 3次卷線とが前記 1次卷線と前記 2次卷線とのリーケージインダクタンスより小さいリー ケージインダクタンスをもつように卷回され、前記トランスの 1次卷線と前記補助卷線と が前記 1次卷線と前記 2次卷線とのリーケージインダクタンスより小さく前記 1次卷線と 前記 3次卷線とのリーケージインダクタンスより大きいリーケージインダクタンスをもつ ように卷回されてなることを特徴とする。
[0018] 請求項 5の発明では、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を 設けたことを特徴とする。
[0019] 請求項 6の発明では、直流電源の両端に接続され、トランスの 1次卷線と主スィッチ とが直列に接続された第 1直列回路と、前記主スィッチがオフした時に前記トランスの 2次卷線に出力される電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スィッチの両端 又は前記トランスの 1次卷線の両端に接続され、補助スィッチとクランプコンデンサと が直列に接続された第 2直列回路と、前記主スィッチの両端に接続され、第 1ダイォ 一ドとスナパコンデンサとが直列に接続された第 3直列回路と、前記第 1ダイオードと 前記スナバコンデンサとの接続点と前記補助スィッチと前記クランプコンデンサとの 接続点とに接続され、前記トランスの補助卷線と第 2ダイオードとが直列に接続された 第 4直列回路と、前記主スィッチと前記補助スィッチとを交互にオン Zオフさせる制御 回路とを備え、前記主スィッチのオン時に前記スナバコンデンサの電荷を、前記補助 卷線を介して前記クランプコンデンサに放電し、前記補助スィッチのオン時に前記ク ランプコンデンサの電荷を、前記 2次卷線を介して前記整流平滑回路に放電し、前 記主スィッチのオフ時に前記スナバコンデンサに電荷を充電させ前記主スィッチの 電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とする。
[0020] 請求項 7の発明では、前記整流平滑回路は、前記トランスの 2次卷線の両端に接続 された整流ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路を有することを特徴とする。
[0021] 請求項 8の発明では、前記トランスのコアには前記トランスの 1次卷線と前記 2次卷 線とがリーケージインダクタンスをもつように卷回され、前記トランスの 1次卷線と前記 補助卷線とが前記 1次卷線と前記 2次卷線とのリーケージインダクタンスより大きいリ 一ケージインダクタンスをもつように卷回されてなることを特徴とする。 [0022] 以上説明したように、本発明によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用 により電圧の立ち上がり、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率なスイッチング電 源装置を提供することができる。
[0023] また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、トランスを小型化することができる。ま た、スナバコンデンサの容量を調整することにより、主スィッチのオフ時の電圧上昇の 傾きを緩和でき、トランスのコアの磁束利用率も調整でき、スナバコンデンサのェネル ギ一は出力に放出されるため、低ノイズ、小型化及び高効率化できる。
図面の簡単な説明
[0024] [図 1]図 1は、従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
[図 2]図 2は、従来のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャート である。
[図 3]図 3は、従来のスイッチング電源装置に設けられたトランスの B— H特性を示す 図である。
[図 4]図 4は、従来のスイッチング電源装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミン グチャートである。
[図 5]図 5は、実施例 1のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
[図 6]図 6は、実施例 1のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチヤ ートである。
[図 7]図 7は、実施例 1のスイッチング電源装置のスィッチ Q1のターンオン時の各部 における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
[図 8]図 8は、実施例 1のスイッチング電源装置のスィッチ Q1のターンオフ時の各部 における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
[図 9]図 9は、実施例 1のスイッチング電源装置のスィッチ Q1のターンオフ時において スナバコンデンサ Cxの大きさに応じて立ち上がり時間が変化する様子を示す図であ る。
[図 10]図 10は、実施例 1のスイッチング電源装置のコア が低いトランスの B— H特性 を示す図である。
[図 11]図 11は、実施例 1のスイッチング電源装置のコア が高いトランスの B— H特性 を示す図である。
[図 12]図 12は、実施例 1のスイッチング電源装置に設けられたトランスに流れる電流 のタイミングチャートである。
[図 13]図 13は、実施例 2のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
[図 14]図 14は、実施例 2のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図であ る。
[図 15]図 15は、実施例 3のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
[図 16]図 16は、実施例 3のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図であ る。
[図 17]図 17は、実施例 3のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチ ヤートである。
[図 18]図 18は、実施例 3のスイッチング電源装置のスィッチ Q1のターンオン時の各 部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
[図 19]図 19は、実施例 3のスイッチング電源装置のスィッチ Q 1のターンオフ時の各 部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
発明を実施するための最良の形態
[0025] 以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を、図面を参照して詳細 に説明する。
実施例 1
[0026] 実施例 1のスイッチング電源装置は、トランスに補助卷線を設け、主スィッチをオン した時にダイオードを介して接続されたスナバコンデンサの電荷を、補助卷線を介し てクランプコンデンサに放電し、主スィッチをオフした時にスナバコンデンサを充電す ることにより、主スィッチのオフ時の電圧上昇の傾きを緩やかにすると共に、クランプ コンデンサに直列に接続された補助スィッチをオンすることにより、トランスの磁束を マイナス側に偏磁させ、磁束の変化範囲を拡大するとともに励磁電流が増大した時 に、補助スィッチをオフさせて主スィッチをゼロ電圧スイッチング (ZVS)させることに より、スィッチの ZVSを確立させ、高効率で低ノイズィ匕すると共にトランスを小型化す ることを特徴とする。 [0027] 図 5は実施例 1のスイッチング電源装置の回路構成図である。図 5に示すスィッチン グ電源装置において、直流電源 Vdclの両端にはトランス T1の 1次卷線 5a (卷数 nl )と FETからなるスィッチ Q1 (主スィッチ）との直列回路が接続されている。スィッチ Q 1の両端にはダイオード D4が並列に接続されている。
[0028] トランス T1の 1次卷線 5aの一端とスィッチ Q1の一端との接続点には FETからなる スィッチ Q2 (補助スィッチ）の一端が接続され、スィッチ Q2の他端はクランプコンデン サ C1を介して直流電源 Vdclの正極に接続されている。なお、スィッチ Q2の他端は クランプコンデンサ C 1を介して直流電源 Vdc 1の負極に接続されて!ヽてもよ!/、。
[0029] スィッチ Q 1の両端にはダイオード Dx 1とスナバコンデンサ Cxとの直列回路が接続 されている。ダイオード Dxlとコンデンサ Cxとの接続点とスィッチ Q2とクランプコンデ ンサ C1との接続点とには、トランス T1の補助卷線 5x(卷数 nx)とダイオード Dx2との 直列回路が接続されている。トランス T1の補助卷線 5xは、スィッチ Q1がオン時にコ ンデンサ Cxに蓄えられたエネルギーをクランプコンデンサ C1に放出するようになつ ている。コンデンサ Cxの容量を調整することにより、スィッチ Q1のオフ時にスィッチ Q 1の電圧上昇の傾きを緩和させるようになって!/、る。
[0030] スィッチ Q2の両端にはダイオード D3が並列に接続されている。また、ダイオード 4は、スィッチ Q1の寄生ダイオードであってもよぐダイオード D3はスィッチ Q2の寄 生ダイオードであってもよい。スィッチ Ql, Q2は、共にオフとなる期間（デッドタイム） を有し、制御回路 10の PWM制御により交互にオン Zオフする。
[0031] トランス T1のコアには、 1次卷線 5aとこの卷線に対して同相の 2次卷線 5b (卷数 n2 )とが巻回されており、 2次卷線 5bの一端はダイオード D1のアノードに接続され、ダイ オード D1の力ソードと 2次卷線 5bの他端とはダイオード D2に接続されている。ダイォ ード D2の両端にはリアタトル L1とコンデンサ C4との直列回路が接続されている。ダ ィオード D1とダイオード D2とコンデンサ C4とリアタトル L1とで整流平滑回路を構成 する。このコンデンサ C4は直流出力を負荷 RLに出力する。
[0032] 制御回路 10は、スィッチ Q1とスィッチ Q2とを交互にオン Zオフ制御し、負荷 RLの 出力電圧が基準電圧以上となったときに、スィッチ Q1に印加されるパルスのオン幅 を狭くし、スィッチ Q2に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわ ち、負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スィッチ Q1のノ ルスのオン 幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになって！/ヽる。
[0033] また、トランス T1の 1次卷線 5aには、通常大きさの等しい交流電流が流れるため、 磁束は、 B— Hカーブ上のゼロを中心にして、第 1象限と第 3象限とに等しく増減する 。しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第 1象限が主体と なる。
[0034] このため、実施例 1のトランス T1は、コアの透磁率 を高くすること〖こより、図 11に 示すように一定の正磁界 Ηに対して磁束 Β (正確には Βは磁束密度であり、磁束 φ = B' Sで、 Sはコアの断面積である力 ここでは S = lとし、 φ =Bとした。）が Bmで飽和 し、一定の負磁界 Hに対して磁束 Bがー Bmで飽和するようになっている。磁界 Hは電 流 iの大きさに比例して発生する。このトランス T1では、 B— Hカーブ上を磁束 Bが Ba →Bb→Bc→Bd→Be→Bf→Bgと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となって 、る。 B— Hカーブ上の Ba— Bb間及び Bf— Bg間は飽和状態である。
[0035] なお、図 10では、コアの透磁率 が低い場合の B— Hカーブを示している力 コア の透磁率 が低い場合には、コアが飽和していない。
[0036] 次にこのように構成された実施例 1のスイッチング電源装置の動作を図 6乃至図 9、 図 12に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図 6は実施例 1のスィッチン グ電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図 7は実施例 1のスイツ チング電源装置のスィッチ Q 1のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイ ミングチャートである。図 8は実施例 1のスイッチング電源装置のスィッチ Q 1のターン オフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
[0037] なお、図 6乃至図 8では、スィッチ Q1の両端間の電圧 Qlv、スィッチ Q1に流れる電 流 Qli、スィッチ Q2の両端間の電圧 Q2v、スィッチ Q2に流れる電流 Q2i、コンデン サ Cxの両端間の電圧 Cxvを示して!/、る。
[0038] まず、時刻 tl (時刻 ti l一 tl2に対応）において、スィッチ Q1をオンさせると、 Vdcl →5a→Ql→Vdclで電流が流れる。また、この時刻に、トランス T1の 2次卷線 5bに も電圧が発生し、 5b→Dl→Ll→C4→5bで電流が流れる。また、スィッチ Q1をオフ させた時に、 L 1→C4→D2→L 1で電流が流れて負荷 RLに電力を供給する。 [0039] また、スィッチ Qlがオンした時、トランス T1の 1次卷線 5aに電流 nliが流れて、トラ ンス T1の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。この電流 nliは、図 12に示 すように、時刻 tlで電流値 a (負値）、時刻 tlbで電流値 b (負値）、時刻 tl 3で電流値 c (ゼロ）、時刻 t2で電流値 d (正値）へと変化していく。図 11に示す B— Hカーブ上で は、磁束は、 Ba→Bb→Bc→Bdへと変化していく。なお、図 11に示す Ba— Bgと図 1 2に示す a— gとは対応して 、る。
[0040] また、このとき、コンデンサ Cxは、スィッチ Q1の最大電圧に充電されていて、補助 卷線 5xには、この電圧と加えられる極性により電圧が誘起されるため、コンデンサ Cx の電荷は、 Cx→5x→Dx2→Cl→Vdcl→Cxで電流が流れてコンデンサ Cxの電荷 は、全てクランプコンデンサ C1に移動し、コンデンサ Cxの電圧 Cxvはゼロとなる。こ のときのコンデンサ Cxの電流波形は、トランス T1の 1次卷線 5aと補助卷線 5xとの間 のリーケージインダクタンスとコンデンサ Cxとの共振周波数で決定される。
[0041] 次に、時刻 t2 (t21— 24)において、スィッチ Q1をオフさせると、トランス T1の励磁 インダクタンスに蓄えられたエネルギーによりダイオード Dxlを介してコンデンサ Cx が充電される。このとき、トランス T1の 1次卷線 5aと補助卷線 5xとの間のリーケージィ ンダクタンスとコンデンサ Cxとにより電圧共振が形成されて、スィッチ Q 1の電圧 Q 1 V が上昇する。
[0042] そして、コンデンサ Cxの電位がクランプコンデンサ C1の電位と同電位となったとき 、ダイオード D3が導通し、ダイオード電流が流れて、クランプコンデンサ C1が充電さ れていく。また、このとき、スィッチ Q2をオンさせることにより、スィッチ Q2は、ゼロ電 圧スィッチとなる。なお、電流 nliは、時刻 t2から時刻 t20において、電流値 d (正値） から電流値 e (ゼロ）に変化する。図 11に示す B— Hカーブ上では、磁束は、 Bd→Be へと変化する。
[0043] また、トランス T1の励磁インダクタンスのエネルギーの放出が完了すると、時刻 t20 一時刻 t3において、クランプコンデンサ C1に蓄えられた電荷は、 Cl→Q2→5a→C 1に流れて、トランス T1の磁束をリセットする。
[0044] 時刻 t20—時刻 t3にお!/、ては、クランプコンデンサ C1に蓄えられたエネルギーがト ランス T1の 1次卷線 5aに帰還されるので、電流 nliは、図 12に示すように負値となる 。電流 nliは、時刻 t20—時刻 t2aにおいては、電流値 e (ゼロ）力 電流値 f (負値）に 変化する。図 11に示す B— Hカーブ上では、磁束は、 Be→Bfへと変化していく。なお 、時刻 t2から時刻 t20における面積 Sと時刻 t20—時刻 t2aにおける面積 Sとは等し い。この面積 Sはクランプコンデンサ C1に蓄えられたトランス T1のエネルギーに相当 する。
[0045] 次に、電流 nliは、時刻 t2a—時刻 t3においては、電流値 f (負値)から電流値 g (負 値）に変化する。図 11に示す B— Hカーブ上では、磁束は、 Bf→Bgへと変化していく 。時刻 t2a—時刻 t3における面積 Eは、クランプコンデンサ C1に蓄えられたコンデン サ Cxのエネノレギーに相当する。
[0046] 即ち、クランプコンデンサ C1に蓄えられたエネルギーは、トランス T1のエネルギー とコンデンサ Cxのエネルギーとを合わせたものであるため、電流 nliは、リセット時に コンデンサ Cxから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第 3象限に移 動して、飽和領域 (Bf - Bg)に達し、電流 nliが増大し、時刻 t3 (時刻 tlも同様)で最 大となる。電流 nliは、スィッチ Q2のオン期間の終了間際で増大しており、トランス T 1の飽和時の電流である。
[0047] また、この時刻 t3には、スィッチ Q2の電流 Q2iも最大となる。この時刻に、スィッチ Q2をオフさせることにより、スィッチ Q1の電圧 Qlvは急速に低下してゼロとなる。この とき、スィッチ Q1をオンさせることにより、スィッチ Q1の ZVSを達成できる。
[0048] また、スィッチ Q1の ZVSを達成するためのスィッチ Q2のオフ直前の電流は、スイツ チ Q1と並列に接続されるコンデンサの容量に依存し、容量が小さいほど電流は小さ くてよい。従って、コンデンサの容量を小さく選定する力 容量が小さい場合、スイツ チ Q1のオフ時の電圧の傾きが増大し、スィッチの損失及びノイズが増大する。このた め、スィッチ Q1のオン時の並列容量は小さぐスィッチ Q1のオフ時の並列容量は大 きいのが望ましい。そこで、実施例 1では、スィッチ Q1のオン時の容量は、小さく設定 し (スィッチ Q1のドレイン 'ソース間の寄生容量でもよい）、スィッチ Q1のオフ時には ダイオード Dxlを介してコンデンサ Cxを並列に付カ卩している。
[0049] また、図 9に示すように、コンデンサ Cxの容量を十分に大きくすることにより、スイツ チ Q1のオフ時のスィッチ Q1の電圧上昇の傾き（dvZdt)を緩和させるので、スィッチ Qlのノイズ及び損失を低減することができる。
[0050] また、コアの透磁率 を高くし、且つコンデンサ Cxを大きくすることにより、コンデン サ Cxのエネルギーをクランプコンデンサ C1に移動し、トランス T1の磁束を第 3象限 側にシフトするため、トランス T1の利用範囲が拡大して電流が増大し、スィッチ Q1の ZVSを容易に達成できる。特に、トランス T1のコアの飽和領域までいった場合より電 流が大きくなり、スィッチ Q1の ZVS動作が容易になる。
実施例 2
[0051] 次に本発明の実施例 2のスイッチング電源装置を説明する。図 13は実施例 2のスィ ツチング電源装置を示す回路構成図である。図 13に示す実施例 2のスイッチング電 源装置は、図 5に示す実施例 1のスイッチング電源装置に対して、トランス T2の 2次 側回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
[0052] トランス T2には、 1次卷線 5a (卷数 nl)と 2次卷線 5b (卷数 n2)と 3次卷線 5c (卷数 n3)と補助卷線 5x (卷数 nx)が卷回されて ヽる。
[0053] トランス T2の 2次卷線 5bと 3次卷線 5cとの直列回路の両端には、ダイオード D6とコ ンデンサ C4との直列回路が接続されて 、る。 2次卷線 5bと 3次卷線 5cとの接続点と ダイオード D6とコンデンサ C4との接続点とには、ダイオード D5が接続されている。 1 次卷線 5aと 2次卷線 5bとは同相に卷回され、 1次卷線 5aと補助卷線 5xとは同相に 卷回され、 1次卷線 5aと 3次卷線 5cとは逆相に卷回されて 、る。
[0054] トランス T2の 2次卷線 5bを 1次卷線 5aと疎結合させ、 1次卷線 5a及び 2次卷線 5b 間のリーケージインダクタンスにより、トランス T2に直列に接続されるリアタトル（図示 せず)を代用している。トランス T2の 3次卷線 5cを 1次卷線 5aとやや疎結合させてい る。
[0055] このように構成された実施例 2のスイッチング電源装置の動作を説明する。基本的 な動作は、実施例 1の動作と同様であり、ここでは、トランス T2の 2次側回路の動作を 中心に説明する。
[0056] まず、スィッチ Q1をオンさせると、 Vdcl→5a→Ql→Vdclで電流が流れる。また、 この時刻に、トランス T2の 2次卷線 5bにも電圧が発生し、 5b→D5→C4→5bで電流 が流れる。このため、ダイオード D5の電流が直線的に増大する。 [0057] 次に、スィッチ Qlをオフさせると、トランス T2の 1次卷線 5a及び 2次卷線 5b間のリ 一ケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、トランス T2を介して 2次側に還流 される。 2次側では、トランス T2の 3次卷線 5cに電圧が誘起されるため、 5c→D6→C 4→5b→5cと電流が流れる。このため、ダイオード D6に電流が流れる。
[0058] このように、トランス T2の 1次卷線 5aに直列に接続されるインダクタンスの値を大きく し、スィッチ Q1がオン時に蓄えられるエネルギーを、トランス T2を介して 2次側に還 流するため、効率が良くなる。また、ダイオード D5及びダイオード D6により、スィッチ Q1のオン、オフ期間に 2次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサ C4 のリップル電流も減少する。
[0059] 図 14は実施例 2のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。図 1 4に示すトランス T2は、 日の字型のコア 30を有し、コア 30のコア部 30aには、 1次卷 線 5aと 3次卷線 5cとが近接して卷回されている。これにより、 1次及び 3次卷線間にわ ずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア 30にはパスコア 30cとギヤ ップ 31が形成され、外周コアには 2次卷線 5bが卷回されている。なお、補助卷線 5x は 1次卷線 5aに近接して卷回されている。即ち、パスコア 30cにより、 1次卷線 5aと 2 次卷線 5bを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。
[0060] トランス T2のコア 30にはトランス T2の 1次卷線 5aと 2次卷線 5bとがリーケージイン ダクタンスをもつように卷回され、トランス T2の 1次卷線 5aと 3次卷線 5cとが 1次卷線 5 aと 2次卷線 5bとのリーケージインダクタンスより小さいリーケージインダクタンスをもつ ように卷回され、トランス T2の 1次卷線 5aと補助卷線 5xとが 1次卷線 5aと 2次卷線 5b とのリーケージインダクタンスより小さく 1次卷線 5aと 3次卷線 5cとのリーケージインダ クタンスより大き!/ヽリーケージインダクタンスをもつように卷回されてなる。
[0061] また、外周コア上で且つ 1次卷線 5aと 2次卷線 5bとの間に、凹部 30bが 2箇所形成 されている。この凹部 30bにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも 狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。
[0062] このように、トランス T2のコアの形状と卷線の工夫により、スイッチング電源装置を小 型化、低価格ィ匕することができる。
実施例 3 [0063] 次に本発明の実施例 3のスイッチング電源装置を説明する。図 15は実施例 3のスィ ツチング電源装置を示す回路構成図である。図 15に示す実施例 3のスイッチング電 源装置は、図 5に示す実施例 1のスイッチング電源装置に対して、トランス T3の 2次 側回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
[0064] トランス T3のコアには、 1次卷線 5aとこの卷線に対して逆相の 2次卷線 5b (卷数 n2 )とが巻回されており、 2次卷線 5bの一端はダイオード D1のアノードに接続され、ダイ オード D1の力ソードと 2次卷線 5bの他端とはコンデンサ C4に接続されている。ダイ オード D1とコンデンサ C4とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサ C4はダイォ ード D1の整流電圧を平滑して直流出力を負荷 RLに出力する。
[0065] 図 16は実施例 3のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。図 1 6に示すトランス T3は、 日の字型のコア 40を有し、コア 40のコア部 40aには、 1次卷 線 5aと補助卷線 5xとが近接して卷回されている。これ〖こより、 1次及び補助卷線間に リーケージインダクタンスを持たせている。 2次卷線 5bは、 1次卷線 5a及び補助卷線 5xと同心上に卷回されている。これ〖こより、わずかなリーケージインダクタンスを持た せている。また、コア部 40aにはギャップ 41が形成されている。
[0066] トランス T3のコア 40にはトランス T3の 1次卷線 5aと 2次卷線 5bとがリーケージイン ダクタンスをもつように卷回され、トランス T3の 1次卷線 5aと補助卷線 5xとが 1次卷線 5aと 2次卷線 5bとのリーケージインダクタンスより大きいリーケージインダクタンスをも つように卷回されてなる。
[0067] このように、トランス T3のコアの形状と卷線の工夫により、スイッチング電源装置を小 型化、低価格ィ匕することができる。
[0068] 次にこのように構成された実施例 3のスイッチング電源装置の動作を図 17乃至図 1 9に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図 17は実施例 3のスイッチング 電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図 18は実施例 3のスイツ チング電源装置のスィッチ Q 1のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイ ミングチャートである。図 19は実施例 3のスイッチング電源装置のスィッチ Q1のター ンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
[0069] なお、図 17乃至図 19では、スィッチ Q1の両端間の電圧 Qlv、スィッチ Q1に流れ る電流 Qli、スィッチ Q2の両端間の電圧 Q2v、スィッチ Q2に流れる電流 Q2i、コン デンサ Cxに流れる電流 Cxi、コンデンサ Cxの両端間の電圧 Cxv、ダイオード DI 流れる電流 Dliを示して!/、る。
[0070] 図 17乃至図 19のタイミングチャートは、図 6乃至図 8のタイミングチャートに略同様 であり、トランス T3の 2次側回路の動作のみが異なるので、この部分のみの動作を説 明する。
[0071] まず、時刻 tl (時刻 ti l一 tl4に対応）において、スィッチ Q1をオンさせると、 Vdcl →5a→Ql→Vdclで電流が流れる。このとき、ダイオード D1には電流は流れない。
[0072] 次に、時刻 t2 (t21— 23)において、スィッチ Q1をオフさせて、コンデンサ Cxによ りスィッチ Q1のオフ時の電圧上昇の傾きを緩和することができる。また、コンデンサ C Xに蓄えられたエネルギーは、スィッチ Q2をオンした時にトランス T3の 2次卷線 5bに 出力される。このため、ダイオード D1に電流 Dliが流れて負荷 RLに電力が供給され る。
[0073] このように実施例 3のスイッチング電源装置においても、実施例 1のスイッチング電 源装置と効果と同様な得られる。
産業上の利用可能性
[0074] 本発明のスイッチング電源装置は、 DC— DC変換型の電源回路や AC— DC変換型 の電源回路に適用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電源の両端に接続され、トランスの 1次卷線と主スィッチとが直列に接続された 第 1直列回路と、
前記主スィッチがオンした時に前記トランスの 2次卷線に出力される電圧を整流平 滑する整流平滑回路と、
前記主スィッチの両端又は前記トランスの 1次卷線の両端に接続され、補助スイツ チとクランプコンデンサとが直列に接続された第 2直列回路と、
前記主スィッチの両端に接続され、第 1ダイオードとスナバコンデンサとが直列に接 続された第 3直列回路と、
前記第 1ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記補助スィッチと前記ク ランプコンデンサとの接続点とに接続され、前記トランスの補助卷線と第 2ダイオード とが直列に接続された第 4直列回路と、
前記主スィッチと前記補助スィッチとを交互にオン Zオフさせる制御回路とを備え、 前記主スィッチのオン時に前記スナバコンデンサの電荷を、前記補助卷線を介して 前記クランプコンデンサに放電し、前記主スィッチのオフ時に前記スナバコンデンサ に電荷を充電させ前記主スィッチの電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とするス イッチング電源装置。
[2] 前記制御回路は、前記補助スィッチをオンさせて前記トランスのコアを飽和させ励 磁電流が増大した時に、前記補助スィッチをオフさせて前記主スィッチをゼロ電圧ス イッチングさせることを特徴とする請求項 1記載のスイッチング電源装置。
[3] 前記整流平滑回路は、前記トランスの 2次卷線と 3次卷線との第 5直列回路と、この 第 5直列回路の両端に接続された第 1整流ダイオードと平滑コンデンサとの第 6直列 回路と、前記 2次卷線と前記 3次卷線との接続点と前記第 1整流ダイオードと前記平 滑コンデンサとの接続点とに接続された第 2整流ダイオードとを有することを特徴とす る請求項 1又は請求項 2記載のスイッチング電源装置。
[4] 前記トランスのコアには前記トランスの 1次卷線と前記 2次卷線とがリーケージインダ クタンスをもつように卷回され、前記トランスの 1次卷線と前記 3次卷線とが前記 1次卷 線と前記 2次卷線とのリーケージインダクタンスより小さいリーケージインダクタンスを もつように卷回され、前記トランスの 1次卷線と前記補助卷線とが前記 1次卷線と前記 2次卷線とのリーケージインダクタンスより小さく前記 1次卷線と前記 3次卷線とのリー ケージインダクタンスより大きいリーケージインダクタンスをもつように卷回されてなるこ とを特徴とする請求項 3記載のスイッチング電源装置。
[5] 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする 請求項 4記載のスイッチング電源装置。
[6] 直流電源の両端に接続され、トランスの 1次卷線と主スィッチとが直列に接続された 第 1直列回路と、
前記主スィッチがオフした時に前記トランスの 2次卷線に出力される電圧を整流平 滑する整流平滑回路と、
前記主スィッチの両端又は前記トランスの 1次卷線の両端に接続され、補助スイツ チとクランプコンデンサとが直列に接続された第 2直列回路と、
前記主スィッチの両端に接続され、第 1ダイオードとスナバコンデンサとが直列に接 続された第 3直列回路と、
前記第 1ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記補助スィッチと前記ク ランプコンデンサとの接続点とに接続され、前記トランスの補助卷線と第 2ダイオード とが直列に接続された第 4直列回路と、
前記主スィッチと前記補助スィッチとを交互にオン Zオフさせる制御回路とを備え、 前記主スィッチのオン時に前記スナバコンデンサの電荷を、前記補助卷線を介して 前記クランプコンデンサに放電し、前記補助スィッチのオン時に前記クランプコンデ ンサの電荷を、前記 2次卷線を介して前記整流平滑回路に放電し、前記主スィッチ のオフ時に前記スナバコンデンサに電荷を充電させ前記主スィッチの電圧上昇の傾 きを緩和させることを特徴とするスイッチング電源装置。
[7] 前記整流平滑回路は、前記トランスの 2次卷線の両端に接続された整流ダイオード と平滑コンデンサとの直列回路を有することを特徴とする請求項 6記載のスイッチング 電源装置。
[8] 前記トランスのコアには前記トランスの 1次卷線と前記 2次卷線とがリーケージインダ クタンスをもつように卷回され、前記トランスの 1次卷線と前記補助卷線とが前記 1次 卷線と前記 2次卷線とのリーケージインダクタンスより大きいリーケージインダクタンス をもつように卷回されてなることを特徴とする請求項 7記載のスイッチング電源装置。
PCT/JP2004/015714 2003-11-26 2004-10-22 スイッチング電源装置 Ceased WO2005053141A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/550,654 US7130204B2 (en) 2003-11-26 2004-10-22 Switching power source apparatus

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003-395492 2003-11-26
JP2003395492A JP3861871B2 (ja) 2003-11-26 2003-11-26 スイッチング電源装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005053141A1 true WO2005053141A1 (ja) 2005-06-09

Family

ID=34631488

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/015714 Ceased WO2005053141A1 (ja) 2003-11-26 2004-10-22 スイッチング電源装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7130204B2 (ja)
JP (1) JP3861871B2 (ja)
WO (1) WO2005053141A1 (ja)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007014045A3 (en) * 2005-07-21 2007-04-26 Isis Pharmaceuticals Inc Methods for rapid identification and quantitation of nucleic acid variants
US7956175B2 (en) 2003-09-11 2011-06-07 Ibis Biosciences, Inc. Compositions for use in identification of bacteria
US7964343B2 (en) 2003-05-13 2011-06-21 Ibis Biosciences, Inc. Method for rapid purification of nucleic acids for subsequent analysis by mass spectrometry by solution capture
US8017358B2 (en) 2001-03-02 2011-09-13 Ibis Biosciences, Inc. Method for rapid detection and identification of bioagents
US8097416B2 (en) 2003-09-11 2012-01-17 Ibis Biosciences, Inc. Methods for identification of sepsis-causing bacteria
US8268565B2 (en) 2001-03-02 2012-09-18 Ibis Biosciences, Inc. Methods for identifying bioagents
US8407010B2 (en) 2004-05-25 2013-03-26 Ibis Biosciences, Inc. Methods for rapid forensic analysis of mitochondrial DNA
US8546082B2 (en) 2003-09-11 2013-10-01 Ibis Biosciences, Inc. Methods for identification of sepsis-causing bacteria
US8822156B2 (en) 2002-12-06 2014-09-02 Ibis Biosciences, Inc. Methods for rapid identification of pathogens in humans and animals
US11258291B2 (en) * 2018-02-14 2022-02-22 Lg Energy Solution, Ltd. Power supply circuit for energy transfer between battery and smoothing capacitor, battery management system and battery pack

Families Citing this family (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103066855B (zh) * 2013-01-15 2015-06-24 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统中的零电压开关的系统和方法
AT413910B (de) * 2003-08-06 2006-07-15 Siemens Ag Oesterreich Schaltnetzteil
JP3882809B2 (ja) * 2003-11-26 2007-02-21 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7348845B2 (en) * 2005-05-19 2008-03-25 Roberto Michele Giovannotto System and method for employing variable magnetic flux bias in an amplifier
JP4553881B2 (ja) * 2005-11-18 2010-09-29 株式会社デンソー Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
US20070139829A1 (en) * 2005-12-20 2007-06-21 General Electric Company Micro-electromechanical system based arc-less switching
US7633725B2 (en) * 2005-12-20 2009-12-15 General Electric Company Micro-electromechanical system based soft switching
TW200731647A (en) * 2006-02-14 2007-08-16 Asustek Comp Inc Signal generating circuit having an electromagnetic induction device for utilizing energy stored by a snubber
TWI319652B (en) * 2006-07-26 2010-01-11 Benq Corp Low acoustic noise solution for snubber circuit
US7493221B2 (en) 2006-09-28 2009-02-17 General Electric Company System for power sub-metering
US7546214B2 (en) * 2006-09-28 2009-06-09 General Electric Company System for power sub-metering
US7643256B2 (en) 2006-12-06 2010-01-05 General Electric Company Electromechanical switching circuitry in parallel with solid state switching circuitry selectively switchable to carry a load appropriate to such circuitry
US7542250B2 (en) * 2007-01-10 2009-06-02 General Electric Company Micro-electromechanical system based electric motor starter
US9076607B2 (en) 2007-01-10 2015-07-07 General Electric Company System with circuitry for suppressing arc formation in micro-electromechanical system based switch
US8144445B2 (en) 2007-06-12 2012-03-27 General Electric Company Micro-electromechanical system based switching
US7589942B2 (en) 2007-06-15 2009-09-15 General Electric Company MEMS based motor starter with motor failure detection
US20080310058A1 (en) * 2007-06-15 2008-12-18 General Electric Company Mems micro-switch array based current limiting arc-flash eliminator
US8358488B2 (en) * 2007-06-15 2013-01-22 General Electric Company Micro-electromechanical system based switching
US7944660B2 (en) * 2007-06-15 2011-05-17 General Electric Company Micro-electromechanical system based selectively coordinated protection systems and methods for electrical distribution
US7885043B2 (en) * 2007-06-15 2011-02-08 General Electric Company Remote-operable micro-electromechanical system based over-current protection apparatus
US7612971B2 (en) 2007-06-15 2009-11-03 General Electric Company Micro-electromechanical system based switching in heating-ventilation-air-conditioning systems
US7903382B2 (en) * 2007-06-19 2011-03-08 General Electric Company MEMS micro-switch array based on current limiting enabled circuit interrupting apparatus
US8072723B2 (en) 2007-06-19 2011-12-06 General Electric Company Resettable MEMS micro-switch array based on current limiting apparatus
EP2017870B1 (en) * 2007-06-19 2013-05-15 General Electric Company Micro-electromechanical system based soft switching
US7508096B1 (en) 2007-09-20 2009-03-24 General Electric Company Switching circuit apparatus having a series conduction path for servicing a load and switching method
US7808764B2 (en) 2007-10-31 2010-10-05 General Electric Company System and method for avoiding contact stiction in micro-electromechanical system based switch
US7554222B2 (en) * 2007-11-01 2009-06-30 General Electric Company Micro-electromechanical system based switching
US7839611B2 (en) * 2007-11-14 2010-11-23 General Electric Company Programmable logic controller having micro-electromechanical system based switching
US8000112B2 (en) * 2008-04-11 2011-08-16 Flextronics Ap, Llc Active snubber for transition mode power converter
US8817497B2 (en) * 2008-12-03 2014-08-26 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter for reducing EMI from ring oscillation and its control method
WO2011016854A1 (en) * 2009-08-05 2011-02-10 Advanced Power Electronics Corporation Soft switching using a lossless snubber circuit in a power converter
WO2012064063A2 (ko) * 2010-11-09 2012-05-18 Park Chan-Woong 전기적 잡음을 상쇄시키는 자기에너지전달소자 및 전원장치
KR101588481B1 (ko) * 2011-01-03 2016-01-25 박찬웅 차폐와 상쇄에 의해 스위칭 전원에서 전기적 접지로 흐르는 변위전류를 낮추는 방법과 장치
CN102651615B (zh) * 2011-02-23 2014-09-24 全汉企业股份有限公司 电源转换器以及电源转换器的控制方法
TW201509103A (zh) * 2013-08-23 2015-03-01 Yottacontrol Co 可提供穩定電壓輸出的切換式直流電源供應器
CN106160709B (zh) 2016-07-29 2019-08-13 昂宝电子（上海）有限公司 减少功率变换系统中的开关损耗的系统和方法
US11374500B2 (en) * 2017-11-17 2022-06-28 Rompower Technology Holdings, Llc Harvesting energy from parasitic elements of a power converter
JP6801816B2 (ja) * 2018-02-15 2020-12-16 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
CN112532066A (zh) * 2020-11-16 2021-03-19 上海百功半导体有限公司 一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器
JP7676212B2 (ja) * 2021-04-30 2025-05-14 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN113382506B (zh) * 2021-05-31 2022-10-18 深圳市必易微电子股份有限公司 一种基于分时复用的led驱动电路、驱动方法及其控制电路
CN113655363A (zh) * 2021-09-13 2021-11-16 东科半导体(安徽)股份有限公司 一种开关电源主开关管导通压降在线测试电路
JP7767113B2 (ja) * 2021-11-02 2025-11-11 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN114421775B (zh) * 2022-01-10 2024-06-25 上海交通大学 四端口中压绝缘变压器、sst辅助电源系统及启机方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09312973A (ja) * 1995-10-20 1997-12-02 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置
JPH11289763A (ja) * 1998-04-03 1999-10-19 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置
JP2000184710A (ja) * 1998-12-15 2000-06-30 Sanken Electric Co Ltd トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1160963A3 (en) * 2000-05-31 2004-02-04 Sanken Electric Co., Ltd. DC-to-DC converter
DE10257578A1 (de) * 2001-12-21 2003-07-03 Fuji Electric Co Ltd Schaltnetzteil
JP4100078B2 (ja) * 2002-07-16 2008-06-11 オムロン株式会社 電力回生回路および電力変換装置
US6947297B2 (en) * 2003-10-04 2005-09-20 Delta Electronics, Inc. Active resonant snubber for DC-DC converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09312973A (ja) * 1995-10-20 1997-12-02 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置
JPH11289763A (ja) * 1998-04-03 1999-10-19 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置
JP2000184710A (ja) * 1998-12-15 2000-06-30 Sanken Electric Co Ltd トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8268565B2 (en) 2001-03-02 2012-09-18 Ibis Biosciences, Inc. Methods for identifying bioagents
US9416424B2 (en) 2001-03-02 2016-08-16 Ibis Biosciences, Inc. Methods for rapid identification of pathogens in humans and animals
US8017358B2 (en) 2001-03-02 2011-09-13 Ibis Biosciences, Inc. Method for rapid detection and identification of bioagents
US8017322B2 (en) 2001-03-02 2011-09-13 Ibis Biosciences, Inc. Method for rapid detection and identification of bioagents
US8822156B2 (en) 2002-12-06 2014-09-02 Ibis Biosciences, Inc. Methods for rapid identification of pathogens in humans and animals
US7964343B2 (en) 2003-05-13 2011-06-21 Ibis Biosciences, Inc. Method for rapid purification of nucleic acids for subsequent analysis by mass spectrometry by solution capture
US8097416B2 (en) 2003-09-11 2012-01-17 Ibis Biosciences, Inc. Methods for identification of sepsis-causing bacteria
US8546082B2 (en) 2003-09-11 2013-10-01 Ibis Biosciences, Inc. Methods for identification of sepsis-causing bacteria
US8013142B2 (en) 2003-09-11 2011-09-06 Ibis Biosciences, Inc. Compositions for use in identification of bacteria
US7956175B2 (en) 2003-09-11 2011-06-07 Ibis Biosciences, Inc. Compositions for use in identification of bacteria
US8407010B2 (en) 2004-05-25 2013-03-26 Ibis Biosciences, Inc. Methods for rapid forensic analysis of mitochondrial DNA
WO2007014045A3 (en) * 2005-07-21 2007-04-26 Isis Pharmaceuticals Inc Methods for rapid identification and quantitation of nucleic acid variants
US11258291B2 (en) * 2018-02-14 2022-02-22 Lg Energy Solution, Ltd. Power supply circuit for energy transfer between battery and smoothing capacitor, battery management system and battery pack

Also Published As

Publication number Publication date
US20060187688A1 (en) 2006-08-24
JP3861871B2 (ja) 2006-12-27
US7130204B2 (en) 2006-10-31
JP2005160217A (ja) 2005-06-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2005053141A1 (ja) スイッチング電源装置
JP2009100631A (ja) 直流変換装置
US7289338B2 (en) Input to output isolated DC-DC converter
US7532488B2 (en) DC converter
WO2005093935A1 (ja) スイッチング電源装置
JP4434011B2 (ja) 直流変換装置
JP3882809B2 (ja) スイッチング電源装置
JP4123231B2 (ja) 直流変換装置
JP4434010B2 (ja) 直流変換装置
JP2008131793A (ja) 直流変換装置
JP4337376B2 (ja) 直流変換装置
US7157887B2 (en) Direct amplitude modulation for switch mode power supplies
JP4329450B2 (ja) 直流変換装置
JP2917857B2 (ja) 共振型コンバータ装置
JP4876530B2 (ja) 直流変換装置
JP4341285B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4265199B2 (ja) 直流変換装置
JP2004048965A (ja) スイッチング電源装置
JP4329451B2 (ja) スイッチング電源装置
KR101023576B1 (ko) 소프트 스위칭 하프브릿지 직류-직류 컨버터 및 이를 이용한 스위칭 전원장치
JP7386737B2 (ja) 整流回路及びこれを用いたスイッチング電源
JP2005192285A (ja) スイッチング電源装置
JPH11187657A (ja) 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
JP2000014148A (ja) スイッチング電源装置
JP4396108B2 (ja) 力率改善回路

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006187688

Country of ref document: US

Ref document number: 10550654

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: DE

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10550654

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase