WO2005034281A1 - 可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法 - Google Patents

可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法 Download PDF

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WO2005034281A1
WO2005034281A1 PCT/JP2004/004270 JP2004004270W WO2005034281A1 WO 2005034281 A1 WO2005034281 A1 WO 2005034281A1 JP 2004004270 W JP2004004270 W JP 2004004270W WO 2005034281 A1 WO2005034281 A1 WO 2005034281A1
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variable
transmission lines
phase
variable power
power distributor
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PCT/JP2004/004270
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Inventor
Nobuyasu Takemura
Kazushi Nishizawa
Hiroaki Miyashita
Yoshihiko Konishi
Izuru Naitou
Yoshihiko Imai
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling

Definitions

  • the present invention relates to a variable power distributor, an error detection method thereof, and a set value correction method.
  • the present invention relates to a variable power divider, an error detection method thereof, and a set value correction method, and is particularly suitable for a variable power divider used for a polarization control antenna for microwave transmission and reception.
  • Fig. 13 is a drawing referring to these figures, and shows the configuration of a variable power distributor when used in a transmission system.
  • the first transmission line 1 and the second transmission line 2 form a pair of transmission lines.
  • a 90 ° hybrid circuit 3 is provided on the output side of the pair of transmission lines, and a 90 ° hybrid circuit 4 is provided in accordance with the input power rule.
  • the 90 ° hybrid circuit 4 constitutes a two-way divider (phase is shifted 90 ° at the two output terminals) by terminating one input terminal.
  • a normal two divider may be provided instead.
  • the first transmission line 1 to the hybrid circuit 3 includes a first variable phase shifter 5a, a first variable resistance attenuator 6a, and a first power amplifier 7a. I have.
  • the second transmission line 2 between the 90 ° hybrid circuit 4 and the 90 ° hybrid circuit 3 includes a second variable phase shifter 5 b and a second variable resistance attenuator 6 b And a second power amplifier 7b.
  • the input signal is distributed to the first transmission line 1 and the second transmission line 2 via the 90 ° hybrid circuit 4 having the other input terminal terminated, and the variable phase shifter 5 a ( 5b), the amplitude and phase of the input signal are variably controlled for each transmission line via the variable resistance attenuator 6a (6b).
  • These signals are power-amplified by the power amplifier 7a (7b) and the 90 ° It is distributed via the lead circuit 3.
  • a polarization control antenna is connected before the 90 ° hybrid circuit 3 so that the polarization can be set arbitrarily.
  • Such a variable power divider generally includes 90 ° hybrid circuits 3 and 4, variable phase shifters 5a and 5b, variable resistance attenuators 6a and 6b, and power amplifiers 7a and 7b. Since errors are included in each component, in order to perform accurate control, it is important to detect errors for each component and to estimate correction values for amplitude and phase settings from the detected errors.
  • variable phase shifters 5a and 5b and the variable resistance attenuators 6a and 6b can be arbitrarily varied, errors will not be considered hereafter.
  • variable power divider In the conventional variable power divider, each component was evaluated for error before the variable power divider was assembled. For this reason, the evaluation measurement time was multiplied by the number of components, and the evaluation time was enormous. Also, after assembling as a variable power divider, errors could not be estimated for individual components, and it was impossible to estimate errors due to inter-component interference due to assembly.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and can be calculated as an error between two transmission lines after assembling an amplitude ratio / phase difference as a variable power distributor, and based on the error. It is an object of the present invention to obtain a variable power distributor capable of correcting a set value of amplitude / phase, an error detection method thereof, and a set value correction method. Disclosure of the invention
  • a variable power distributor includes: a pair of transmission lines including first and second transmission lines; a two-divider provided on an input side of the pair of transmission lines; and the pair of transmission lines.
  • 90 ° hybrid circuit provided on the output side of the 0.
  • a variable power distribution device provided in each of a pair of transmission lines between the hybrid circuit and the power transmission device, the variable phase shifter controlling the amplitude and phase of an input signal and amplifying power, a variable resistance attenuator, and a power amplifier
  • a monitor mechanism for monitoring an output signal from the 90 ° hybrid circuit, and detecting an error present in each component between the first and second transmission lines based on a monitor output of the monitor mechanism. Error detecting means.
  • a variable power distributor includes: a pair of transmission lines including first and second transmission lines; and a 90 ° hybrid mounted on each of the input and output sides of the pair of transmission lines.
  • a variable transfer circuit provided on each of a pair of transmission lines between the circuit and the 90 ° hybrid circuit on the input side and the 90 ° hybrid circuit on the output side to control the amplitude and phase of the input signal.
  • a monitor mechanism for monitoring an output signal from the 90 ° hybrid circuit; and the first and second monitors based on a monitor output of the monitor mechanism.
  • Error detecting means for detecting an error existing in each component between the two transmission lines.
  • the error detecting means outputs, from the monitor mechanism, respective outputs from the first and second transmission lines when rotating the phase of the variable phase shifter provided in the first transmission line.
  • the method is characterized in that an error existing in each component between the first and second transmission lines is detected by applying a vector rotation method.
  • the error detecting means outputs, from the monitor mechanism, respective outputs from the first and second transmission lines when rotating the phase of the variable phase shifter provided in the first transmission line.
  • the present invention is characterized in that an error existing in each component between the first and second transmission lines is detected by applying a vector rotation method.
  • the apparatus further includes control means for correcting the set values of the variable phase shifter and the variable resistance attenuator based on the detection result of the error detection means to control the amplitude and phase. And features.
  • control means calculates an amplitude ratio and a phase difference between the first and second transmission lines based on a detection result of the error detection means, and calculates the amplitude of the variable phase shifter and the variable resistance attenuator. It is characterized in that the set value is corrected.
  • the error detection method for a variable power splitter is a method for detecting an error of the variable power splitter, comprising: Detecting each output signal, and detecting each output signal from the first and second transmission lines when the phase of the variable phase shifter provided in the second transmission line is rotated, An error present in each component is detected by applying an element electric field vector rotation method from each of the output signals.
  • An error detection method for a variable power splitter includes a pair of transmission lines including first and second transmission lines, and a two-distribution circuit provided at an input end of the pair of transmission lines.
  • a 90 ° hybrid circuit provided at an output end of the pair of transmission lines; and a pair of transmission lines provided between the two distribution circuit and the 90 ° hybrid circuit, and an amplitude of an input signal.
  • a variable phase shifter that controls the phase and amplifies the power, a variable resistance attenuator, and a variable power splitter that includes a power amplifier and detects an error present in each component between the first and second transmission lines.
  • the output signals from the first and second transmission lines when the phase of the variable phase shifter provided on the first transmission line is rotated are output. Respectively detected, Each output signal from the first and second transmission lines when the phase of the variable phase shifter provided on the second transmission line is rotated is detected, and the improved element electric field is detected from the output signals. It is characterized by detecting errors existing in each component by applying the vector rotation method.
  • an error detection method for a variable power distributor comprising: a pair of transmission lines composed of first and second transmission lines; 0 ° hybrid circuit, provided on each of a pair of transmission lines between the 90 ° hybrid circuit on the input side and the 90 ° hybrid circuit on the output side, and variable to control the amplitude and phase of the input signal.
  • Each component between the first and second transmission lines of the variable power splitter having a phase shifter and a variable resistance attenuator exists in each component.
  • the method for correcting the set value of the variable power distributor according to the present invention may further comprise: an amplitude ratio between the first and second transmission lines based on a detection result of an error detected by the error detection method of the variable power distributor. And a phase difference are calculated, and set values of the variable phase shifter and the variable resistance attenuator are corrected.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 1 of the present invention
  • Figure 2 is an explanatory diagram that models the variable power divider shown in Figure 1 from the viewpoint of errors included in each component.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram for expressing output signals of the first and second transmission lines 1 and 2 as a two-element electric field combining vector
  • Fig. 4 is an explanatory diagram of the procedure for detecting the error of each component by applying the REV method
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor when used in a transmission system according to Embodiment 3 of the present invention.
  • Fig. 7 is an explanatory diagram modeling the variable power divider shown in Fig. 6 from the viewpoint of errors included in each component.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of a procedure for detecting an error of each component by applying the improved REV method
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor when used in a receiving system according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram in which the variable power divider shown in FIG. 10 is modeled from the viewpoint of errors included in each component,
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to a conventional example.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the variable power distributor illustrated in FIG. 1 includes a pair of transmission lines including a first transmission line 1 and a second transmission line 2 similar to the conventional example illustrated in FIG. 13, and the pair of transmission lines.
  • the first transmission between the 90 ° hybrid circuit 3 provided on the output side, the 90 ° hybrid circuit 4 provided on the input side, and the 90 ° hybrid circuit 4 and the 90 ° hybrid circuit 3 provided on the input side A first variable phase shifter 5a, a first variable resistance attenuator 6a and a first power amplifier 7a provided on the line 1, a 90 ° hybrid circuit 4 and a 90 ° hybrid circuit 3, A second variable phase shifter 5b, a second variable resistance attenuator 6b, and a second power amplifier 7b, which are provided on the second transmission line 2 therebetween.
  • the 90 ° hybrid circuit 4 constitutes a two-way divider (phase is shifted by 90 ° at two output terminals) by terminating one input terminal.
  • a two-way distributor may be provided instead.
  • variable power distributor includes a first output signal monitoring mechanism 8a branched from the first transmission line 1 and a branch from the second transmission line 2.
  • a second output signal monitoring mechanism 8b provided as an error detection means for detecting an error ratio between the first and second transmission lines 1 and 2 based on monitor outputs from these output signal monitoring mechanisms.
  • An error calculation device 9 is further provided.
  • the input signal is The signal is distributed to two systems, a first transmission line 1 and a second transmission line 2, via a 90 ° hybrid circuit 4 having the other input terminal terminated, and a variable phase shifter 5a (5b)
  • the amplitude and phase of each transmission line are variably controlled by the anti-attenuator 6a (6b).
  • These signals are power-amplified by the power amplifier 7 a (7 b) and distributed via the 90 ° hybrid circuit 3.
  • the output signal from the hybrid circuit 3 is branched from the first transmission line 1 and the second transmission line 2, respectively, and the first output signal monitoring mechanism 8a and the second output signal
  • the signals are input to the monitor mechanism 8b, and the monitor mechanism monitors the amplitude and phase of the output signal from the variable power distributor.
  • the variable power divider shown in FIG. 1 is modeled from the viewpoint of errors included in each component, it becomes as shown in FIG.
  • the input signal is E 0
  • the output signal on the first transmission line 1 is E
  • the output signal on the second transmission line 2 is E 2
  • the error amplitude value of the circuit 3 is ⁇ 2+ , —
  • the error phase value of the 90 ° hybrid circuit 3 in the first and second transmission lines 1 and 2 (+, _
  • the 90-degree hybrid circuit 3 input side error amplitude values in the first and second transmission lines 1 and 2 are,,, and.
  • the error phase of the input side of the 2 in 9 0 ° Haipuriddo circuit 3 phi kappa, phi have variable resistor attenuator 6 a, 6 amplitude setting value b (without error) a Ro, a L .
  • the phase setting values (no error) of the variable phase shifters 5a and 5b are changed. ,.
  • Equation (1) When the relationship of Equation (1) is applied to the output signal E have E 2.
  • Equation (1) As shown in FIG. 3, it can be said that the output signal is expressed as a two-element electric field composite vector. Therefore, the technical paper "Element Amplitude and Phase Measurement Method for Phased Array Antenna-Element Electric Field Vector Rotation Method-" Trans. IECE '82 / 5 Vol. J65-B No. 5, pp. 555-560
  • Each component error can be detected by applying the electric field vector rotation (REV: Rotating element Electric field Vector) method.
  • REV Rotating element Electric field Vector
  • phase of the first variable phase shifter 5a is rotated by 360 ° to obtain a phase setting value.
  • the power value J is recorded by the first output signal monitoring mechanism 8a (STEP 1).
  • the second variable phase shifter 5b is not rotated.
  • the trajectory of the output signal close to the cosine carp as shown in Fig. 4 (a) is obtained.
  • the phase of the first variable phase shifter 5a is rotated by 360 ° to set the phase setting value.
  • the output signal (power value P 21 ) from the variable power splitter in (2) is recorded by the second output signal monitoring mechanism 8b (STEP 2).
  • the second variable phase shifter 5b is not rotated.
  • the trajectories shown in FIG. 4 (b) the output signal close to the cosine curve as shown in P 21 is obtained.
  • phase of the second variable phase shifter 5b is rotated by 360 ° to set the phase.
  • the output signal (power value 2 ) from the variable power splitter in (1) is recorded by the first output signal monitoring mechanism 8a (STEP 3).
  • the first variable phase shifter 5a is not rotated.
  • the trajectory of the output signal Pi 2 close to the cosine carp as shown in Fig. 4 (c) is obtained.
  • phase of the second variable phase shifter 5 b is rotated by 360 °, and the output signal (power value P 22 ) from the variable power distributor at the phase setting value is output to the second output signal monitoring mechanism 8 Record in b (STEP 4).
  • the first variable phase shifter 5a is not rotated.
  • the subscripts of the symbols used in this specification have the following relationships.
  • the first number “1” in the subscript “1 1" of the power value Pi i corresponds to the output of the first output signal monitoring mechanism 8a
  • the next number “1” is the first variable This shows that this corresponds to the case where the phase of the phase shifter 5a is rotated.
  • the subscript "21" is a second output signal monitoring mechanism when the phase of the first variable phase shifter 5a is rotated.
  • the subscript "12" corresponds to the output of the first output signal moeta mechanism 8a when the phase of the second variable phase shifter 5b is rotated.
  • "22" indicates that the output corresponds to the output of the second output signal monitoring mechanism 8b when the phase of the second variable phase shifter 5b is rotated.
  • the output signals obtained in the above four steps are actually discrete values corresponding to the number of bits of the variable phase shifters 5a and 5b, but are optimally fitted using least square approximation or the like. Find the cosine curve (Fig. 4). These monitor outputs are passed to the error calculator 9.
  • the error calculation device 9 obtains the relative amplitude k and the relative phase X by the following procedure using the values read from the cosine curve shown in FIG.
  • a case where the output signal data from the first transmission line 1 is used (FIGS. 4A and 4C) will be described as an example.
  • the ratio between the minimum and maximum power values is r composer 2
  • the phase setting value of the first variable phase shifter 5a at the maximum value is the minimum and maximum power values of ⁇ i. If n is the intermediate value of, r hailcan be expressed as in equation (2).
  • E 10 and ⁇ are the amplitude and phase of the initial composite electric field vector observed in the output signal of the first transmission line 1 (see FIG. 3).
  • the ratio of the power minimum and maximum values when the r 12, and the maximum value phase the set value as one delta chi 2 is expressed by equation (5) determine the relative amplitude 12 and the relative phase 2 the procedure in reference with it.
  • the sign of r 12 is to note the same this to become a reverse of r ".
  • ⁇ 2 . , ⁇ 2 . are the amplitude and phase of the initial composite electric field vector observed in the output signal of the second transmission line 2, respectively.
  • the parameters related to the error (amplitude and phase) in the variable power divider can be calculated using the equations (3) and (5) based on the principle of the REV method. , Obtained in the form of equation (6). From these relational expressions, the amplitude error ratio between the first and second transmission lines 1 and 2 of the 90 ° hybrid circuit 3 in the variable power splitter and the first and second signals on the input side of the 90 ° hybrid circuit 3 are shown. The phase difference between the two transmission lines 1 and 2 can be obtained as Eqs. (7) and (8). 2- 1 22 a R ( ⁇ )
  • the output signals on the first and second transmission lines 1 and 2 in the variable power distributor are monitored by the monitoring mechanisms 8a and 8b, respectively.
  • the monitor data is transmitted to the error calculation device 9 and the calculation process using the REV method is performed to obtain the error for each component in the variable power distributor (between the first transmission line and the second transmission line). Relative value) can be detected.
  • the error of each component can be estimated after assembling the variable power divider, so that the evaluation measurement time can be greatly reduced and the cost can be reduced.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the variable power distributor according to the second embodiment shown in FIG. 5 has a configuration similar to that of the first embodiment shown in FIG.
  • a correction value calculating device 10 for calculating correction values of amplitude and phase in the variable phase shifters 5a and 5b, and variable resistance attenuators 6a and 6b based on the output of the correction value calculating device 10.
  • An amplitude phase controller 11 for controlling the amplitude correction amount and the phase correction amount of the variable phase shifters 5a and 5b is further provided.
  • Equation (9) Applying the force ⁇ equation (1 2) to transform equation (1), and taking the ratio of the two yields the following equation.
  • variable power divider is used by using the error (the relative value between the first transmission line and the second transmission line) for each component in the variable power divider. It is possible to derive a value for correcting the amplitude and phase set values in consideration of the error in the above.
  • control can be performed so as to correct the set values of the variable resistance attenuators 6a and 6b and the variable phase shifters 5a and 5b.
  • the derivation and control system of the amplitude and phase correction values is wired so that feedback can be applied to the system of the variable power distributor, so that these operations are automatically fed back. It is possible to control.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a variable power distributor when used in the transmission system according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of FIG.
  • the variable power distributor illustrated in FIG. 6 includes a pair of transmission lines including a first transmission line 1 and a second transmission line 2 similar to the conventional example illustrated in FIG. 13, and the pair of transmission lines.
  • a 90 ° hybrid circuit 3 provided on the output side of the first circuit, a two-divider 13 provided on the input side, and a first transmission line 1 between the two-divider 13 and the 90 ° hybrid circuit 3
  • the two-way divider 13 may be provided with a 90 ° hybrid circuit that forms a two-partition circuit (phase is shifted by 90 ° at two output ends) by terminating one input end.
  • variable power distributor includes a first output signal monitoring mechanism 8a branched from the first transmission line 1 and a branch from the second transmission line 2. Provided second output signal monitoring mechanism 8b, and error detection means for detecting an error ratio between the first and second transmission lines 1 and 2 based on the monitor from these output signal monitoring mechanisms. And an error calculation device 9 as the first embodiment.
  • the input signal is split into two systems of a first transmission line 1 and a second transmission line 2 via a two-way splitter 13, a variable phase shifter 5 a (5 b), a variable resistance attenuator 6 a ( 6b) controls the amplitude and phase of each transmission line variably.
  • These signals are power-amplified by the power amplifier 7 a (7 b) and distributed via the 90 ° hybrid circuit 3.
  • the output signal from the 90 ° hybrid circuit 3 is branched from the first transmission line 1 and the second transmission line 2, respectively, to form the first output signal monitoring mechanism 8a and the second output signal monitoring mechanism. 8b, and the monitor mechanism monitors the amplitude and phase of the output signal from the variable power distributor.
  • variable power divider shown in FIG. 6 is modeled from the viewpoint of errors included in each component, it becomes as shown in FIG. In Fig. 7, the input signal is E.
  • the output signal on the first transmission line 1 is E i and the output signal on the second transmission line 2 is
  • the error electric field ⁇ t on the output side (output end and £ 2 side) from the 90 ° hybrid circuit 3 in the first and second transmission lines 1 and 2 is ⁇
  • the first and second transmission lines 1 and 90 in two the first and second transmission lines 1 and 90 in two.
  • the miscalculated electric field value of the hybrid circuit 3 is ⁇ 2
  • the error electric field value 12 on the input side (two divider 13 side) of the 90 ° hybrid circuit 3 in the first and second transmission lines 1 and 2 is ⁇ 3 I do.
  • FIG. 8 is a vector diagram showing the transition of the electric field value E 1Rm at this time.
  • the output signal (electric field value E 2Rm ) from the variable power distributor at A Rm is recorded by the second output signal monitor mechanism 8b. At this time, the second variable phase shifter 5b is not rotated.
  • phase of the second variable phase shifter 5b is rotated by 360 °, and the output signal (electric field value E 1Lm ) from the variable power distributor at the phase set value A Lm is monitored by the first output signal monitor. Record with mechanism 8a. At this time, the first variable phase shifter 5a is not rotated.
  • the phase of the second variable phase shifter 5b is rotated by 360 °, and the output signal (electric field value E 2Lm ) from the variable power distributor at the phase set value A Lm is converted to the second output signal. Record with the monitor mechanism 8b. At this time, the first variable phase shifter 5a is not rotated. From the output signals obtained by the above four procedures, the electric field value of each system when the phase of the variable phase shifter is rotated is expressed by equation (18).
  • M represents the set number of phase shifters.
  • J 1 RM is by 3 60 ° rotating the phase of the first variable phase shifter 5 a, the output signal from the variable power distributor at the phase set value A Rm (the electric field value E 1 RM) first output This is the electric field value of the first transmission line 1 when recorded by the signal monitoring mechanism 8a.
  • J 2Rm rotates the phase of the first variable phase shifter 5 a by 360 °, and outputs the output signal (electric field value E 2Rm ) from the variable power divider at the phase set value A Rm to the second output. This is the electric field value of the first transmission line 1 when recorded by the signal monitoring mechanism 8b.
  • J 1Lm rotates the phase of the second variable phase shifter 5 b by 360 ° to convert the output signal (electric field value E 1 Lm ) from the variable power divider at the phase set value A Lm to the first. This is the electric field value of the second transmission line 2 when recorded by the output signal monitoring mechanism 8a.
  • J 2Lm rotates the phase of the second variable phase shifter 5 b by 360 °, and outputs the output signal (electric field value E 2Lm ) from the variable power divider at the phase set value A Lm to the second output signal. This is the electric field value of the second transmission line 2 when recorded by the monitor mechanism 8b.
  • the error electric field on the output side (output end J and J 2 side) of the 90 ° hybrid circuit 3 in the first and second transmission lines 1 and 2 is 10 0.
  • the erroneous electric field value of the 90 ° hybrid circuit 3 in the first and second transmission lines 1 and 2 is ⁇ 2
  • the input side of the 90 ° hybrid circuit 3 in the first and second transmission lines 1 and 2 is expressed by Equation (19), Equation (20), and Equation (21), respectively.
  • ⁇ ' JlLm
  • the output signals on the first and second transmission lines 1 and 2 in the variable power distributor are monitored by the monitoring mechanisms 8a and 8b, respectively.
  • the error for each component in the variable power distributor (the relative transmission between the first transmission line and the second transmission line) is obtained. Value) can be detected.
  • the error of each component can be estimated after assembling the variable power divider, so that the evaluation measurement time can be greatly reduced and the cost can be reduced.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the variable power distributor according to the fourth embodiment shown in FIG. 9 has the same configuration as that of the third embodiment shown in FIG. 6, and further includes variable resistance attenuators 6a and 6b based on the output of the error calculation device 9. And a variable value attenuator 6a, 6b based on the output of the correction value calculation device 10 for calculating the correction value of the amplitude and phase in the variable phase shifters 5a and 5b.
  • the apparatus further includes an amplitude phase controller 11 for controlling the amplitude correction amount and the phase correction amount of the variable phase shifters 5a and 5b.
  • the operation of the variable power distributor according to Embodiment 4 will be described.
  • the detection of the error (the relative value between the first transmission line and the second transmission line) for each component in the variable power distributor is described.
  • the amplitude and phase set values in the variable power distributor are corrected based on this error, and the amplitude and phase are controlled.
  • the error of each component in the variable power splitter (the relative value between the first transmission line and the second transmission line)
  • correct the amplitude and phase settings taking into account the error in the variable power splitter
  • the values are obtained by the correction value calculator 10 and the correction values are sent to the amplitude and phase controller 11 to set the variable resistance attenuators 6a and 6b and the variable phase shifters 5a and 5b.
  • the correction value calculation device 10 calculates a correction value so as to cancel out the error obtained by the error calculation device 9. As shown in FIG. 9, since the amplitude and phase correction value derivation and control system is wired so that feedback can be applied to the variable power distributor system, feedback is automatically provided for these operations. It is possible to control. ,
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor when used in a receiving system according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the variable power distributor according to the fifth embodiment shown in FIG. 10 includes a pair of transmission lines configured of a first transmission line 1 and a second transmission line 2 similar to the conventional example shown in FIG.
  • 90 ° hybrid circuit 17 provided on the output side of the pair of transmission lines, 90 ° hybrid circuit 16 provided on the input side, 90 ° hybrid circuit 16 and 90 ° hybrid
  • a first variable phase shifter 5a and a first variable resistance attenuator 6a provided on the first transmission line 1 between the circuit 17 and the circuit 17; the 90 ° hybrid circuits 16 and 90; °
  • variable power distributor includes a first output signal monitoring mechanism 8a provided by branching from the first transmission line 1, and a branch from the second transmission line 2. Provided second output signal monitoring mechanism 8b, and error detection means for detecting an error ratio between the first and second transmission lines 1 and 2 based on the monitor from these output signal monitoring mechanisms. And an error calculation device 9 as the first embodiment.
  • the input signal is split into two systems, a first transmission line 1 and a second transmission line 2, via a 90 ° hybrid circuit 16, a variable phase shifter 5 a (5 b), a variable resistance attenuator 6
  • the amplitude and phase of each transmission line are variably controlled by a (6 b), and the transmission line is divided via the 90 ° hybrid circuit 17.
  • the output signal from the 90 ° hybrid circuit 17 is branched from the first transmission line 1 and the second transmission line 2, respectively, to form a first output signal monitoring mechanism 8a and a second output signal monitoring mechanism 8 b, and the monitor mechanism monitors the amplitude and phase of the output signal from the variable power distributor.
  • the variable power distributor shown in FIG. 10 is modeled from the viewpoint of errors included in each component, it becomes as shown in FIG.
  • the input signal on the first transmission line 1 is E.
  • E is the input signal on the second transmission line 2.
  • the output signal on the first transmission line 1 is E
  • the output signal on the second transmission line 2 is E 2
  • First and second transmission lines 1 and transmission lines 1 and 2 the error field value ⁇ have first and second input side of the 90 ° hybrid circuit 16 in 2 (input E 01 and E.
  • the miscalculated electric field value of the 90 ° hybrid circuit 16 at ⁇ hl is the error in the first transmission line 1 between the 90 ° hybrid circuit 16 and the 90 ° hybrid circuit 17 in the first and second transmission lines 1 and 2. Let the electric field value be C R , and let the error electric field value in the second transmission line 2 be C. Further, the miscalculated electric field value of the 90 ° hybrid circuit 16 in the first and second transmission lines 1 and 2 is S h2 , and the output side of the 90 ° hybrid circuit 17 in the first and second transmission lines 1 and 2 is ( the error field value of the output terminal ⁇ Pi £ 2 side) and [delta] 3.
  • the output signal from the variable power divider at the phase set value A Lm (electric field value E 1Lm- . J) is recorded by the first output signal monitoring mechanism 8a .
  • the first variable The phase shifter 5a is not rotated.
  • C ′ 1Rm rotates the phase of the first variable phase shifter 5 a by 360 °, and outputs the output signal from the variable power divider at the phase set value A Rm .
  • This is the electric field value of the first transmission line 1 when the (electric field value E 1Rm — 01 ) is recorded by the first output signal monitoring mechanism 8a .
  • C ′ 1Lm is the phase of the second variable phase shifter 5 b when input from the input terminal E 01. Rotate 360 ° to set phase ⁇ ⁇ Output signal from variable power divider at A Lm
  • Electric field value E 1Lm- Electric field value of the second transmission line 2 when J is recorded by the first output signal monitoring mechanism 8a .
  • C ′ 2Lm rotates the phase of the second variable phase shifter 5 b by 360 °, and outputs the output signal from the variable power splitter at the phase set value A Lm .
  • E 1Rm — 02 is the electric field value of the first transmission line 1 when recorded by the first output signal monitoring mechanism 8a .
  • the phase of the second variable phase shifter 5 b is rotated by 360 °, and the output signal from the variable power divider at the phase set value A Lm is output.
  • the error electric field value C R at 1, the error electric field value C at the second transmission line 2, and the 90 ° hybrid at the first and second transmission lines 1 and 2 Miscalculated electric field value ⁇ h 2 of the load circuit 16, 90 in the first and second transmission / lines 1 and 2.
  • the error electric field value ⁇ 3 on the output side is calculated by the equations (22), (23), (24), (25) and (25), respectively. 26), and is expressed by equation (27).
  • This calculation process is performed by the error calculation device 9 and detected.
  • the output signals on the first and second transmission lines 1 and 2 in the variable power distributor are monitored by the monitoring mechanisms 8a and 8b, respectively, and the Is transmitted to the error computing device 9, and is subjected to an arithmetic processing using the improved REV method, thereby obtaining an error (a relative value between the first transmission line and the second transmission line) for each component in the variable power distributor. ) Can be detected.
  • the error of each component can be estimated, so that the evaluation measurement time can be greatly reduced and the cost can be reduced.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a variable power distributor according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the variable power distributor according to the sixth embodiment shown in FIG. 12 is similar to the fourth embodiment shown in FIG. 9 in addition to the configuration of the fifth embodiment shown in FIG.
  • Correction calculation device 10 that calculates amplitude and phase correction values that are measured by variable resistance attenuators 6a and 6b and variable phase shifters 5a and 5b based on output, and correction value calculation device 10 And an amplitude and phase control device 11 for controlling the amplitude correction amount and the phase correction amount of the variable resistance attenuators 6a and 6b and the variable phase shifters 5a and 5b based on the output of the variable resistance attenuators 6a and 6b.
  • the amplitude and phase are set in consideration of the error in the variable power divider.
  • the value for correcting the value is obtained by the correction value calculation device 10 and the correction value is sent to the amplitude and phase control device 11 so that the variable resistance attenuators 6 a and 6 b and the variable phase shifters 5 a and 5 b Control can be performed so as to correct the set value.
  • the correction value calculating device obtains a correction value so as to cancel out the error obtained by the error calculating device 9.
  • the derivation and control system of the amplitude and phase correction values is a wiring that can feed back to the system of the variable power distribution device, so that Automatically apply feedback control
  • an amplitude ratio-phase difference can be calculated as an error between two transmission lines after assembling it as a variable power distributor, and the amplitude / phase can be set based on the error.
  • a variable power divider capable of correcting the error, a method of detecting an error thereof, and a method of correcting the set value.

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Abstract

２系統の伝送線路間の誤差を可変電力分配器として組み上げた後に演算でき、また、その誤差に基づき振幅・位相の設定値が補正可能な可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法を得ることを目的とし、第１及び第２の伝送線路からなる一対の伝送線路の入力側に設けられた２分配器と、出力側に設けられた９０°ハイブリッド回路と、２分配器と９０°ハイブリッド回路の間の一対の伝送線路の各々に設けられた可変移相器、可変抵抗減衰器及び電力増幅器とを備えた可変電力分配器において、前記９０°ハイブリッド回路からの出力信号をモニタし、そのモニタ出力に基づき前記第１と第２の伝送線路間における各コンポーネントに存在する誤差を検出する誤差検出手段を備える。

Description

可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法 技術分野
本発明は、 可変電力分 器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法に関し 、 特に、 マイクロ波送受信用の偏波制御アンテナに使用する可変電力分配器に適 用して好適なものである。 明
背景技術
従来の可変電力分配器と して、 例えば、 日本国特許第 2 5 2 2 2 0 1号及び日 書
本国特許第 3 3 6 7 7 3 5号に示すものがある。 図 1 3は、 これらを参考にして 図面化したもので、 送信系に用いる場合の可変電力分配器の構成を示している。 図 1 3に示す可変電力分配器は、 第 1の伝送線路 1と第 2の伝送線路 2とで一対 の伝送線路を構成している。 この一対の伝送線路の出力側には 9 0 ° ハイブリツ ド回路 3が設けられ、 入カイ則には 9 0 ° ハイプリッド回路 4が設けられている。 9 0 ° ハイブリッド回路 4は、 一方の入力端を終端することで 2分配器 （2出力 端で位相は 9 0 ° ずれる） を構成している。 この 9 0 ° ハイブリッド回路 4とし て通常の 2分配器を代わり に設けてもよい。
9 0。 ハイブリッド回路 4と 9 0。 ハイプリッド回路 3との間の第 1の伝送線 路 1には、 第 1の可変移相器 5 a、 第 1の可変抵抗減衰器 6 a及び第 1の電力増 幅器 7 aが設けられている。 同様に、 9 0 ° ハイブリッド回路 4と 9 0 ° ハイブ リッド回路 3との間の第 2の伝送線路 2には、 第 2の可変移相器 5 b、 第 2の可 変抵抗減衰器 6 b及び第 2の電力増幅器 7 bが設けられている。
次に上記構成に係る可変電力分配器の動作について説明する。 入力信号は、 他 方の入力端が終端された 9 0 ° ハイブリッド回路 4を介して第 1の伝送線路 1及 び第 2の伝送線路 2の 2系統に分配され、 可変移相器 5 a ( 5 b ) 、 可変抵抗減 衰器 6 a ( 6 b ) を介して伝送線路毎に入力信号の振幅及び位相が可変制御され る。 これらの信号は、 電力増幅器 7 a ( 7 b ) にて電力増幅され、 9 0 ° ハイプ リツド回路 3を介して分配される。 通常は、 この 9 0 ° ハイブリッド回路 3の先 に偏波制御アンテナが接続され、 偏波を任意に設定できる。
このような可変電力分配器では、 一般的に、 9 0 ° ハイブリッド回路 3及び 4 、 可変移相器 5 a及び 5 b、 可変抵抗減衰器 6 a及び 6 b、 電力増幅器 7 a及び 7 bといった各コンポーネントにおいて誤差が含まれるため、 正確な制御を行う ためには、 コンポーネント毎の誤差を検出すること、 及び検出された誤差から振 幅及び位相設定の補正値を見積もることが重要と考えられる。
ここで、 可変移相器 5 a及び 5 b、 可変抵抗減衰器 6 a及ぴ 6 bは、 任意に振 幅、 位相を可変できるので誤差については以後考慮しない。
従来の可変電力分配器では、 可変電力分配器を組み上げる前段階で、 各コンポ 一ネント単体で誤差を評価していた。 そのため、 評価測定時間はコンポーネント 個数倍かかり、 評価時間が膨大なものとなっていた。 また、 可変電力分配器とし て組み上げた後は、 個々のコンポーネントで誤差を見積もることが出来ず、 組み 上げたことによるコンポーネント間干渉による誤差まで見積もることは不可能で あつた。
このように、 従来の可変電力分配器においては、 可変電力分配器として組み上 げた後に個々のコンポーネント誤差を検出することは困難であり、 このため、 組 み上げ前に各コンポーネント単体で誤差を評価していたので、 評価測定時間はコ ンポーネント個数倍かかり、 評価時間が膨大になる問題があった。 また、 組み上 げ後に、 振幅位相設定値を補正することも不可能であった。
この発明は以上のような課題を解決するためのもので、 2系統の伝送線路間の 誤差として振幅比■位相差を可変電力分配器として組み上げた後に演算でき、 ま た、 その誤差に基づいて振幅■位相の設定値を補正することが可能な可変電力分 配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法を得ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係る可変電力分配器は、 第 1及び第 2の伝送線路からなる一対の伝 送線路と、 前記一対の伝送線路の入力側に設けられた 2分配器と、 前記一対の伝 送線路の出力側に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路と、 前記 2分配器と前記 9 0。 ハイブリッド回路との間の一対の伝送線路の各々に設けられて、 入力信号の 振幅及び位相を制御すると共に電力増幅する可変移相器、 可変抵抗減衰器、 及び 電力増幅器とを備えた可変電力分配器において、 前記 9 0 ° ハイブリッド回路か らの出力信号をモニタするモニタ機構と、 前記モニタ機構のモニタ出力に基づい て前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネントに存在する誤差を検出 する誤差検出手段とを備えたことを特徴とする。
また、 他の発明に係る可変電力分配器は、 第 1及び第 2の伝送線路からなる一 対の伝送線路と、 前記一対の伝送線路の入出力側の各々に設けられた 9 0 ° ハイ プリッド回路と、 前記入力側の 9 0 ° ハイブリッド回路と前記出力側の 9 0 ° ハ イブリッド回路との間の一対の伝送線路の各々に設けられて、 入力信号の振幅及 ぴ位相を制御する可変移相器及び可変抵抗減衰器とを備えた可変電力分配器にお いて、 前記 9 0 ° ハイブリッド回路からの出力信号をモニタするモニタ機構と、 前記モニタ機構のモニタ出力に基づいて前記第 1と第 2の伝送線路間における各 コンポーネントに存在する誤差を検出する誤差検出手段とを備えたことを特徴と する。
また、 前記誤差検出手段は、 前記モニタ機構から、 前記第 1の伝送線路に設け られた前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路か らの各出力信号と、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回 転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号とを得て、 素子電 界べクトル回転法を適用して前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネ ントに存在する誤差を検出することを特徴とする。
また、 前記誤差検出手段は、 前記モニタ機構から、 前記第 1の伝送線路に設け られた前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路か らの各出力信号と、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回 転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号とを得て、 改良型 素子電界べクトル回転法を適用して前記第 1と第 2の伝送線路間における各コン ポーネントに存在する誤差を検出することを特徴とする。
また、 前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記可変移相器及び前記可変抵 抗減衰器の設定値を補正して振幅及び位相を制御する制御手段をさらに備えたこ とを特徴とする。
また、 前記制御手段は、 前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記第 1と第 2の伝送線路間における振幅比及び位相差を演算し、 前記可変移相器及び前記可 変抵抗減衰器の設定値を補正することを特徴とする。
また、 この発明に係る可変電力分配器の誤差検出方法は、 前記第 1の伝送線路 に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送 線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記 可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力 信号をそれぞれ検出し、 前記各出力信号から素子電界べクトル回転法を適用して 各コンポーネントに存在する誤差を検出することを特徴とする。
また、 他の発明に係る可変電力分配器の誤差検出方法は、 第 1及び第 2の伝送 線路からなる一対の伝送線路と、 前記一対の伝送線路の入力端に設けられた 2分 配回路と、 前記一対の伝送線路の出力端に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路と 、 前記 2分配回路と前記 9 0 ° ハイブリッド回路との間の一対の伝送線路の各々 に設けられて、 入力信号の振幅及び位相を制御すると共に電力増幅する可変移相 器、 可変抵抗減衰器、 及び電力増幅器とを備えた可変電力分配器の前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネントに存在する誤差を検出する可変電力分 配器の誤差検出方法において、 前記第 1の伝送線路に設けられた前記可変移相器 の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれ ぞれ検出し、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させ たときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、 前記 各出力信号から改良型素子電界べクトル回転法を適用して各コンポーネントに存 在する誤差を検出することを特徴とする。
また、 さらに他の発明に係る可変電力分配器の誤差検出方法は、 第 1及び第 2 の伝送線路からなる一対の伝送線路と、 前記一対の伝送線路の入出力側の各々に 設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路と、 前記入力側の 9 0 ° ハイブリッド回路と 前記出力側の 9 0 ° ハイプリッド回路との間の一対の伝送線路の各々に設けられ て、 入力信号の振幅及び位相を制御する可変移相器及び可変抵抗減衰器とを備え た可変電力分配器の前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネントに存 在する誤差を検出する可変電力分配器の誤差検出方法において、 前記第 1の伝送 線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の 伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、 前記第 2の伝送線路に設けられた 前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各 出力信号をそれぞれ検出し、 前記各出力信号から改良型素子電界べクトル回転法 を適用して各コンポーネントに存在する誤差を検出することを特徴とする。 さらに、 この発明に係る可変電力分配器の設定値補正方法は、 前記可変電力分 配器の誤差検出方法により検出される誤差の検出結果に基づいて前記第 1と第 2 の伝送線路間における振幅比と位相差を求め、 前記可変移相器及び前記可変抵抗 減衰器の設定値を補正することを特徴とする。 図面の簡単な説明
図 1は、 この発明の実施の形態 1に係る可変電力分配器の構成を示すプロック 図、
図 2は、 図 1に示す可変電力分配器を各コンポーネントに含まれる誤差の観点 からモデル化した説明図、
図 3は、 第 1及び第 2の伝送線路 1 , 2における出力信号を、 2素子の電界合 成べクトルとして表現するための説明図、
図 4は、 R E V法を適用して各コンポーネントの誤差を検出する手順の説明図 、
図 5は、 この発明の実施の形態 2に係る可変電力分配器の構成を示すプロック 図、
図 6は、 この発明の実施の形態 3に係る送信系に用いる場合の可変電力分配器 の構成を示すプロック図、
図 7は、 図 6に示す可変電力分配器を各コンポーネントに含まれる誤差の観点 からモデル化した説明図、
図 8は、 改良型 R E V法を適用して各コンポーネントの誤差を検出する手順の 説明図、
図 9は、 この発明の実施の形態 4に係る可変電力分配器の構成を示すプロック 図、
図 1 0は、 この発明の実施の形態 5に係る受信系に用いる場合の可変電力分配 器の構成を示すブロック図、
図 1 1は、 図 1 0に示す可変電力分配器を各コンポーネントに含まれる誤差の 観点からモデル化した説明図、
図 1 2は、 この発明の実施の形態 6に係る可変電力分配器の構成を示すプロッ ク図、
図 1 3は、 従来例に係る可変電力分配器の構成を示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態
実施の形態 1 .
図 1は、 この発明の実施の形態 1に係る可変電力分配器の構成を示すプロック 図である。 図 1に示す可変電力分配器には、 図 1 3に示す従来例と同様な、 第 1 の伝送線路 1と第 2の伝送線路 2とでなる一対の伝送線路と、 この一対の伝送線 路の出力側に設けられた 9 0 ° ハイプリッド回路 3と、 入力側に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路 4と、 9 0 ° ハイブリッド回路 4と 9 0 ° ハイブリッド回路 3との間の第 1の伝送線路 1に設けられた、 第 1の可変移相器 5 a、 第 1の可変 抵抗減衰器 6 a及び第 1の電力増幅器 7 aと、 9 0 ° ハイブリツド回路 4と 9 0 ° ハイブリッド回路 3との間の第 2の伝送線路 2に設けられた、 第 2の可変移相 器 5 b、 第 2の可変抵抗減衰器 6 b及び第 2の電力増幅器 7 bとを備えている。 なお、 9 0 ° ハイブリッド回路 4は、 一方の入力端を終端することで 2分配器 （ 2出力端で位相は 9 0 ° ずれる） を構成しており、 この 9 0 ° ハイブリッド回路 4として通常の 2分配器を代わりに設けてもよい。
また、 本実施の形態 1に係る可変電力分配器には、 第 1の伝送線路 1から分岐 して設けられた第 1の出力信号モニタ機構 8 aと、 第 2の伝送線路 2から分岐し て設けられた第 2の出力信号モニタ機構 8 bと、 これら出力信号モニタ機構から のモニタ出力に基づいて第 1と第 2の伝送線路 1， 2間における誤差比を検出す る誤差検出手段としての誤差演算装置 9とをさらに備えている。
次に実施の形態 1に係る可変電力分配器の動作について説明する。 入力信号は 、 他方の入力端が終端された 90° ハイプリッド回路 4を介して第 1の伝送線路 1及び第 2の伝送線路 2の 2系統に分配され、 可変移相器 5 a ( 5 b ) 、 可変抵 抗減衰器 6 a (6 b) によって伝送線路毎にその振幅及び位相が可変制御される 。 これらの信号は、 電力増幅器 7 a (7 b) にて電力増幅され、 90° ハイプリ ッド回路 3を介して分配される。
9 0° ハイブリッド回路 3からの出力信号は、 第 1の伝送線路 1及び第 2の伝 送線路 2からそれぞれ分岐されて、 第 1の出力信号モ二タ機構 8 a及び第 2の出 力信号モニタ機構 8 bに入力され、 これらモニタ機構により、 可変電力分配器か らの出力信号の振幅及び位相がモニタされる。
ここで、 図 1に示す可変電力分配器を各コンポーネントに含まれる誤差の観点 からモデル化すると図 2に示すようになる。 図 2において、 入力信号を E0、 第 1の伝送線路 1における出力信号を Eい 第 2の伝送線路 2における出力信号を E2、 第 1と第 2の伝送線路 1 , 2における 90° ハイブリッド回路 3の誤差振 幅値 （90° ハイブリッド回路 3の系統間誤差を含む） を α2+， —、 第 1と第 2 の伝送線路 1 , 2における 9 0 ° ハイブリッド回路 3の誤差位相値 （90° ハイ ブリッド回路 3の系統間誤差を含む） を +, _、 第 1と第 2の伝送線路 1 , 2 における 9 0 ° ハイブリツド回路 3の入力側の誤差振幅値を ， 、 第 1と第 2 の伝送線路 1， 2における 9 0 ° ハイプリッド回路 3の入力側の誤差位相値を φκ,φい 可変抵抗減衰器6 a, 6 bの振幅設定値 （誤差なし） を aRo,aL。、 可変移 相器 5 a， 5 bの位相設定値 （誤差なし） を 。， 。とすると、 出力信号 Eい E2 に対して式 （1) の関係が与えられる。
(ェ）
Figure imgf000009_0001
この式 （1) は、 図 3に示すように、 2素子の電界合成ベクトルとして出力信 号が表現されているといえる。 そこで、 技術論文 "フェーズドアレーアンテナの 素子振幅位相測定法一素子電界べクトル回転法一" Trans. IECE ' 82/5 Vol. J65-B No. 5, pp. 555- 560に掲載されている素子電界ベクトル回転 （R E V： Rotating element Electric field Vector) 法を適用して各コンポーネント誤差を検出でき る。 REV法を適用して各コンポーネントの誤差を検出する手順を、 図 4を参照し て以下に説明する。
( 1 )まず、第 1の可変移相器 5 aの位相を 360° 回転させて、位相設定値 。 における可変電力分配器からの出力信号 （電力値 J を第 1の出力信号モニタ 機構 8 aで記録する （STEP 1) 。 この際、 第 2の可変移相器 5 bは回転させ ない。 すると、 図 4 (a) に示すようなコサインカープに近い出力信号 の軌 跡が得られる。
( 2 )次に、第 1の可変移相器 5 aの位相を 360° 回転させて、位相設定値 。 における可変電力分配器からの出力信号 （電力値 P21) を第 2の出力信号モニタ 機構 8 bで記録する （STEP 2) 。 この際、 第 2の可変移相器 5 bは回転させ ない。 すると、 図 4 (b) に示すようなコサインカーブに近い出力信号 P21の軌 跡が得られる。
(3)また、第 2の可変移相器 5 bの位相を 360° 回転させて、位相設定値 。 における可変電力分配器からの出力信号 （電力値 2) を第 1の出力信号モニタ 機構 8 aで記録する （STEP 3) 。 この際、 第 1の可変移相器 5 aは回転させ ない。 すると、 図 4 (c) に示すようなコサインカープに近い出力信号 Pi 2の軌 跡が得られる。
(4) さらに、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 360° 回転させて、 位相設定 値 における可変電力分配器からの出力信号 （電力値 P22) を第 2の出力信号 モニタ機構 8 bで記録する （STEP 4) 。 この際、 第 1の可変移相器 5 aは回 転させない。 すると、 図 4 (d) に示すようなコサインカーブに近い出力信号 P
22の軌跡が得られる。
なお、 この明細書で用いる記号のサブスクリプトは次のような関係を示す。 例 えば電力値 Pi iのサブスクリプト 「1 1」 の最初の数字 「1」 は、 第 1の出力信 号モニタ機構 8 aの出力に対応し、 次の数字 「1」 は、 第 1の可変移相器 5 aの 位相を回転させた場合に対応することを示す。 同様に、 サブスクリプト 「21」 は、 第 1の可変移相器 5 aの位相を回転させた場合の第 2の出力信号モニタ機構
8 bの出力に対応し、 サブスクリプト 「12」 は、 第 2の可変移相器 5 bの位相 を回転させた場合の第 1の出力信号モエタ機構 8 aの出力に対応し、 サブスクリ ブト 「22」 は、 第 2の可変移相器 5 bの位相を回転させた場合の第 2の出力信 号モニタ機構 8 bの出力に対応していることをそれぞれ示す。
前記 4つの STEPにて得られた出力信号は、 実際は、 可変移相器 5 a， 5 b のビット数に対応した離散的な値であるが、 最小二乗近似等を用いて最適にフィ ッティングされたコサインカーブを求めておく (図 4) 。 これらのモニタ出力を 誤差演算装置 9に渡す。
誤差演算装置 9は、 図 4に示すコサインカーブより読み取った値を用いて、 相 対振幅 kと相対位相 Xを以下の手順で求める。 ここでは、 第 1の伝送線路 1から の出力信号データを用いた場合 （図 4 (a) と図 4 (c) ) を例に説明する。 図 4 (a) において、 電力最小値と最大値の比を r„2、及び最大値 のときの 第 1の可変移相器 5 aの位相設定値を— Δ iい電力最小値と最大値との中間値を nとした場合、 r„は式 （2) のように表現できる。
Figure imgf000011_0001
ここで、 原理的には 4ι^Αιとなるが、 最小二乗近似による誤差や測定系誤差 等によって、 4ι>Αιとなることも考えられる。 このときは、 近似的に 4ι = Αι として計算する。 さらに、 „の符号は、 可変移相器 5 aの位相を回転させた際に 第 1の出力信号モニタ機構 8 aで得られる出力信号の位相変動が 180° 以下の 場合には正の符号、 180° より大きい変動の場合は負の符号をとる。 そこで、 式 （2) のから式 （3) に示す解を得る。
Figure imgf000011_0002
ただし、
Figure imgf000011_0003
である。 ここで、 E10、 < ^はそれぞれ第 1の伝送線路 1の出力信号にて観測さ れる初期合成電界ベクトルの振幅と位相 （図 3参照） である。 同様に、 可変移相器 5 bの位相を回転させて得た出力信号のコサインカーブ （ 図 4 ( c) ) において、 電力最小値と最大値の比を r12、 及び最大値のときの位相 設定値を一 Δ χ 2とし、それを用いて前記手順を参考に相対振幅 12と相対位相 2 を求めると式 （5) で表現される。 この際、 r12の符号は r„のそれと逆になるこ とに注意する。
«12
Ew (5)
X12 =^2++<PL -<PlO 第 2の伝送線路 2における出力信号に関して前記と同様の手順で処理を行うこ とで、 式 （6) に示す相対振幅 k (½， 22) と相対位相 X (X21, X22) を得 る。 _ 2+aR h 一 2-aL
Ε20 Ε20 (6)
^21三 δ2+ + ί½— Φΐ。 , Χ22ョ - + ∑ - <
ここで、 Ε2。、 φ 2。はそれぞれ第 2の伝送線路 2の出力信号にて観測される初 期合成電界べクトルの振幅と位相である。
以上の結果、 可変移相器 5 a及び 5 bの位相を回転させることで、 REV法の 原理から可変電力分配器内の誤差 （振幅、 位相） に関するパラメータが式 （3) 、 式 （5) 、 式 （6) の形で得られる。 これらの関係式から、 可変電力分配器内 の 9 0 ° ハイブリツド回路 3の第 1、 第 2の伝送線路 1， 2間の振幅誤差比及び 9 0° ハイプリッド回路 3の入力側の第 1、 第 2の伝送線路 1， 2間の位相差を 式 ( 7) 、 式 (8) として得ることができる。 2- 1 22 aR ( γ )
2+ V 12 21 aL
Figure imgf000012_0001
1 1
δ2_ -δ2+ =-{^η -χη~Χ2\ +χ2ΐ)^ ~Φ∑ = ~ Χχ2 + Χΐλ ~~ (8) この演算処理を演算処理装置 9にて実施して検出する。
以上で明らかなように、 この実施の形態 1によれば、 可変電力分配器における 第 1と第 2の伝送線路 1、 2での出力信号をモニタ機構 8 a、 8 bでそれぞれモ ニタし、 モニタデータを誤差演算装置 9に伝送し、 REV法を適用した演算処理 を行うことで、 可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝送線路と 第 2の伝送線路間の相対値） を検出することができる。 この誤差検出は、 可変電 力分配器を組み上げた後で、 各コンポーネントの誤差を見積もることができるの で、 評価測定時間の大幅な時間短縮、 低コスト化が可能である。 実施の形態 2.
図 5は、 この発明の実施の形態 2に係る可変電力分配器の構成を示すプロック 図である。 図 5に示す実施の形態 2に係る可変電力分配器は、 図 1に示す実施の 形態 1と同様な構成の他に、 誤差演算装置 9の出力に基づいて可変抵抗減衰器 6 a , 6 b及び可変移相器 5 a , 5 bにおける振幅及び位相の補正値を演算する補 正値演算装置 1 0と、 補正値演算装置 1 0の出力に基づいて可変抵抗減衰器 6 a , 6 b及び可変移相器 5 a， 5 bの振幅補正量及び位相補正量を制御する振幅位 相制御装置 1 1とをさらに備えている。
次に実施の形態 2に係る可変電力分配器の動作について説明する。 上述した実 施の形態 1では、 可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝送線路 と第 2の伝送線路間の相対値） を検出することができることを示したが、 本実施 の形態 2では、 この誤差に基づいて可変電力分配器での振幅及び位相設定値を捕 正し、 振幅及び位相を制御することについて説明する。 誤差演算装置 9にて得ら れた誤差値を補正値演算装置 1 0に送る。 補正値演算装置 1 0にて、 式 （7) 及 び式 （8) にて表される誤差を次式のように置き換える。
^≡a, ≡a (9) δ2--δ1+≡δ , φκ -φι≡φ (1 0)
また、 求めるべき補正値を、 第 1の伝送線路 1と第 2の伝送線路 2との間の比 として表現すると次式のようになる。
≡Α (1 1)
¾ -Φ ≡Ψ (1 2) 式 （9) 力 ^式 （1 2) を適用して式 ( 1) を変形し、 両者の比をとると次式 を得る。
Figure imgf000014_0001
ここで、 上式の左辺を極座標表示し、 整理すると次式を得る。
ΕαΑ · exp{j{9 - δ)} + Ε · exp{j(e -φ- ψ)} + exp{— j(S + φ + ψ)}-(χαΑ = 0 (1 4) これより、 可変電力分配器内の 2伝送線路間の補正値としての振幅比 及び位 相差 は次式となる。
■ Ε ■ cos(0 - φ - ψ - cos(S + + )
A ( 1 5)
Ea■ cos(e - δ) - aa 1
ψ = tan一 (1 6)
D
[ C = E2 - cos(( -δ)-Ε- cos(0 + φ)+Ε 2 - cos(0 -φ)+α- cos(S +
(1 7) [D = E2 ·ύη{θ-δ)-Ε· άη(θ + φ)-Ε 2 - ύη(θ - )+ · sin ( + φ)
である。 式 （1 6) を式 （1 5) に代入することで振幅比 は求まる（ 同様に、 式 （1 7) を式 （1 6) に代入することで位相差 ^は求まる。
以上で明らかなように、 この実施の形態 2によれば、 可変電力分配器における コンポーネント毎の誤差 （第 1の伝送線路と第 2の伝送線路間の相対値） を用い て、 可変電力分配器での誤差を考慮した振幅、 位相設定値を補正する値を導くこ とができる。
この補正値を振幅位相補正値制御装置 1 1に送ることで、 可変抵抗減衰器 6 a 及び 6 b、 可変移相器 5 a及び 5 bの設定値を補正するように制御可能となる。 図 5に示すように、 前記振幅位相補正値の導出及び制御系は可変電力分配器の 系に対してフィードバックをかけられるような配線となっているため、 これらの 動作に対して自動的にフィードバック制御をかけることが可能となる。 実施の形態 3.
図 6は、 この発明の実施の形態 3に係る送信系に用いる場合の可変電力分配器 の構成を示すプロック図である。 図 6に示す可変電力分配器には、 図 1 3に示す 従来例と同様な、 第 1の伝送線路 1と第 2の伝送線路 2と構成される一対の伝送 線路と、 この一対の伝送線路の出力側に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路 3と 、 入力側に設けられた 2分配器 1 3と、 2分配器 1 3と 9 0 ° ハイブリツド回路 3との間の第 1の伝送線路 1に設けられた、 第 1の可変移相器 5 a、 第 1の可変 抵抗減衰器 6 a及び第 1の電力増幅器 7 aと、 2分配器 1 3と 9 0 ° ハイブリツ ド回路 3との間の第 2の伝送線路 2に設けられた、 第 2の可変移相器 5 b、 第 2 の可変抵抗減衰器 6 b及び第 2の電力増幅器 7 bとを備えている。 なお、 2分配 器 1 3は、 一方の入力端を終端とすることで 2分配回路 （2出力端で位相は 9 0 ° ずれる） を構成する 9 0 ° ハイブリッド回路を代わりに設けてもよい。
また、 本実施の形態 3に係る可変電力分配器には、 第 1の伝送線路 1から分岐 して設けられた第 1の出力信号モニタ機構 8 aと、 第 2の伝送線路 2から分岐し て設けられた第 2の出力信号モニタ機構 8 bと、 これら出力信号モニタ機構から のモニタに基づいて第 1と第 2の伝送線路 1と伝送線路 2との間における誤差比 を検出する誤差検出手段としての誤差演算装置 9とをさらに備えている。
次に実施の形態 3に係る可変電力分配器の動作について説明する。 入力信号は 、 2分配器 1 3を介して第 1の伝送線路 1及び第 2の伝送線路 2の 2系統に分岐 され、 可変移相器 5 a ( 5 b ) 、 可変抵抗減衰器 6 a ( 6 b ) によって伝送線路 毎にその振幅及び位相が可変制御される。 これらの信号は、 電力増幅器 7 a ( 7 b ) にて電力増幅され、 9 0 ° ハイブリッド回路 3を介して分配される。
9 0 ° ハイブリッド回路 3からの出力信号は、 第 1の伝送線路 1及び第 2の伝 送線路 2からそれぞれ分岐されて、 第 1の出力信号モニタ機構 8 a及び第 2の出 力信号モニタ機構 8 bに入力され、 これらモニタ機構により、 可変電力分配器か らの出力信号の振幅及び位相がモニタされる。
ここで、 図 6に示す可変電力分配器を各コンポーネントに含まれる誤差の観点 からモデル化すると図 7に示すようになる。 図 7において、 入力信号を E。、 第
1の伝送線路 1における出力信号を E i、 第 2の伝送線路 2における出力信号を
E 2、 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 9 0 ° ハイブリッド回路 3より出 力側 （出力端 及ぴ£ 2側） の誤差電界^ tを δい 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 90。 ハイブリッド回路 3の誤算電界値を δ 2、 第 1と第 2の伝送線 路 1及び 2における 90° ハイブリッド回路 3より入力側 （2分配器 1 3側） の 誤差電界値 1 2を δ 3とする。
次に、 技術論文 "フェーズドアレーアンテナの合成電界振幅位相を用いたァレ 一素子電界及び移相器誤差の測定法一改良型素子電界べクトル回転法一" Trans. IEICE ，02/9 Vol. J85-B No.9、 pp.1558-1565 に掲載されている改良型素子電界 ベタトル回転 (REV： Rotating element Electric field Vector) 法を適用し て各コンポーネントの誤差を検出する。
改良型 R E V法を適用して各コンポーネントの誤差を検出する手順を以下に説 明する。
(1) まず、 第 1の可変移相器 5 aの位相を 360° 回転させて、 位相設定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E1Rra) を第 1の出力信号 モニタ機構 8 aで記録する。 この際、 第 2の可変移相器 5 bは回転させない。 こ のときの電界値 E1Rmの推移をべクトル図で表したものが図 8である。
(2) 次に、 第 1の可変移相器 5 aの位相を 360° 回転させて、 位相設定値
ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E2Rm) を第 2の出力信号 モニタ機構 8 bで記録する。 この際、 第 2の可変移相器 5 bは回転させない。
(3) また、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 360 ° 回転させて、 位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E1Lm) を第 1の出力信号 モニタ機構 8 aで記録する。 この際、 第 1の可変移相器 5 aは回転させない。
(4) さらに、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 360° 回転させて、 位相設定 値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E2Lm) を第 2の出力信 号モニタ機構 8 bで記録する。 この際、 第 1の可変移相器 5 aは回転させない。 前記 4つの手順にて得られた出力信号から、 可変移相器の位相を回転させたと きの各系統の電界値は式 （18) のように表される。 ここで、 Mは移相器の設定 数を表している。
Figure imgf000016_0001
つまり、 式 （18) で表される可変移相器の位相を回転させたときの各系統の 電界値は位相設定値毎に異なる値となり、前記手順から 4つの電界値 J 1Rm、 J 2 Rmヽ J 1Lra、 J 2 Lmが得られる。
ここで、 J 1Rmは第 1の可変移相器5 aの位相を3 60° 回転させて、 位相設 定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E1Rm) を第 1の出力 信号モニタ機構 8 aで記録したときの第 1の伝送線路 1の電界値である。
また、 J 2Rmは第 1の可変移相器 5 aの位相を 3 6 0° 回転させて、 位相設定 値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E2Rm) を第 2の出力信 号モニタ機構 8 bで記録したときの第 1の伝送線路 1の電界値である。
また、 J 1Lmは第 2の可変移相器 5 bの位相を 3 6 0° 回転させて、 位相設定 値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E1 Lm) を第 1の出力信 号モニタ機構 8 aで記録したときの第 2の伝送線路 2の電界値である。
さらに、 J 2Lmは第2の可変移相器 5 bの位相を 3 60° 回転させて、 位相設 定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電界値 E2Lm) を第 2の出力 信号モニタ機構 8 bで記録したときの第 2の伝送線路 2の電界値である。
ここで、 電界値 J 2Lmを基準とすると、 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2におけ る 90° ハイブリッド回路 3より出力側 （出力端 J 及び J 2側） の誤差電界ィ直1 0を 3ぃ 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 9 0° ハイブリッド回路 3の 誤算電界値を δ 2、 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 90 ° ハイブリッド 回路 3より入力側 （ 2分配器 1 3側） の誤差電界値を δ は、 それぞれ式 （ 1 9 ) 、 式 （20) 、 式 （2 1) で表される。 δ' = JlLm
-7 ( 1 Q )
Figure imgf000017_0001
Figure imgf000017_0002
(2 1)
の演算処理を誤差演算装置 9にて実施し検出する ( 以上で明らかなように、 この実施の形態 3によれば、 可変電力分配器における 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2での出力信号をモニタ機構 8 a、 8 bでそれぞれ モニタし、 モニタデータを誤差演算装置 9に伝送し、 改良型 R E V法を適用した 演算処理を行うことで、 可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝 送線路と第 2の伝送線路間の相対値） を検出することができる。 この誤差検出は 可変電力分配器を組み上げた後で、 各コンポーネントの誤差を見積もることがで きるので、 評価測定時間の大幅な時間短縮、 低コスト化が可能である。 実施の形態 4 .
図 9は、 この発明の実施の形態 4に係る可変電力分配器の構成を示すブロック 図である。 図 9に示す実施の形態 4に係る可変電力分配器は、 図 6に示す実施の 形態 3と同様な構成の他に、 誤差演算装置 9の出力に基づいて可変抵抗減衰器 6 a、 6 b及び可変移相器 5 a、 5 bにおける振幅及び位相の補正値を演算する補 正値演算装置 1 0と、 補正値演算装置 1 0の出力に基づいて可変抵抗減衰器 6 a 、 6 b及ぴ可変移相器 5 a、 5 bの振幅補正量及び位相補正量を制御する振幅位 相制御装置 1 1とをさらに備えている。
次に実施の形態 4に係る可変電力分配器の動作にっレ、て説明する。 上述した実 施の形態 3では、 可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝送線路 と第 2の伝送線路間の相対値） を検出することを示したが、 本実施の形態 4では 、 この誤差に基づいて可変電力分配器での振幅及び位相設定値を補正し、 振幅及 び位相を制御する。 可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝送線 路と第 2の伝送線路間の相対値） を用いて、 可変電力分配器での誤差を考慮した 振幅及び位相設定値を補正する値を捕正値演算装置 1 0により求め、 この補正値 を振幅位相制御装置 1 1に送ることで、 可変抵抗減衰器 6 a及び 6 b、 可変移相 器 5 a及び 5 bの設定値を補正するように制御可能となる。 なお、 補正値演算装 置 1 0では誤差演算装置 9にて得られた誤差を相殺するように補正値を求める。 図 9に示すように、 前記振幅位相補正値の導出及び制御系は可変電力分配器の 系に対してフィードバックをかけられるような配線となっているため、 これらの 動作に対して自動的にフィードバック制御をかけることが可能となる。 ,
WO 2005/034281
実施の形態 5 .
図 1 0は、 この発明の実施の形態 5に係る受信系に用いる場合の可変電力分配 器の構成を示すプロック図である。 図 1 0に示す実施の形態 5に係る可変電力分 配器には、 図 1 3に示す従来例と同様な、 第 1の伝送線路 1と第 2の伝送線路 2 と構成される一対の伝送線路と、 この一対の伝送線路の出力側に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路 1 7と、 入力側に設けられた 9 0 ° ハイプリッド回路 1 6と 、 9 0 ° ハイブリッド回路 1 6と 9 0 ° ハイブリッド回路 1 7との間の第 1の伝 送線路 1に設けられた、 第 1の可変移相器 5 a及び第 1の可変抵抗減衰器 6 aと 、 9 0 ° ハイブリツド回路 1 6と 9 0 ° ハイブリツド回路 1 7との間の第 2の伝 送線路 2に設けられた、 第 2の可変移相器 5 b及び第 2の可変抵抗減衰器 6 bと を備えている。
また、 本実施の形態 5に係る可変電力分配器には、 第 1の伝送線路 1から分岐 して設けられた第 1の出力信号モニタ機構 8 aと、 第 2の伝送線路 2から分岐し て設けられた第 2の出力信号モニタ機構 8 bと、 これら出力信号モニタ機構から のモニタに基づいて第 1と第 2の伝送線路 1と伝送線路 2との間における誤差比 を検出する誤差検出手段としての誤差演算装置 9とをさらに備えている。
次に実施の形態 5に係る可変電力分配器の動作について説明する。 入力信号は 、 9 0 ° ハイプリッド回路 1 6を介して第 1の伝送線路 1及び第 2の伝送線路 2 の 2系統に分岐され、 可変移相器 5 a ( 5 b ) 、 可変抵抗減衰器 6 a ( 6 b ) に よって伝送線路毎にその振幅及び位相が可変制御され、 9 0 ° ハイプリッド回路 1 7を介して分酉己される。
9 0 ° ハイプリッド回路 1 7からの出力信号は、 第 1の伝送線路 1及び第 2の 伝送線路 2からそれぞれ分岐されて、 第 1の出力信号モニタ機構 8 a及び第 2の 出力信号モニタ機構 8 bに入力され、 これらモニタ機構により、 可変電力分配器 からの出力信号の振幅及び位相がモニタされる。
ここで、 図 1 0に示す可変電力分配器を各コンポーネントに含まれる誤差の観 点からモデル化すると図 1 1に示すようになる。 図 1 1において、 第 1の伝送線 路 1における入力信号を E。 i、第 2の伝送線路 2における入力信号を E。 2、第 1 の伝送線路 1における出力信号を E 、第 2の伝送線路 2における出力信号を E 2 、 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 90° ハイブリッド回路 16より入力 側 （入力端 E01及び E。2側） の誤差電界値を δい 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 90° ハイプリッド回路 16の誤算電界値を δ hl、第 1と第 2の伝送 線路 1及び 2における 90° ハイブリッド回路 16と 90° ハイブリッド回路 1 7との間の第 1の伝送線路 1における誤差電界値を CR、 第 2の伝送線路 2にお ける誤差電界値を C とする。 また、 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 9 0° ハイプリッド回路 16の誤算電界値を S h2、第 1と第 2の伝送線路 1及び 2 における 90° ハイプリッド回路 1 7より出力側 （出力端 及ぴ£2側） の誤差 電界値を δ 3とする。
次に、 改良型 REV法を適用して各コンポーネントの誤差を検出する手順を以 下に説明する。
(1) まず、 入力端 E01から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相を 3 60° 回転させて、 位相設定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電 界値 E1Rm_01) を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録する。 この際、 第 2の 可変移相器 5 bは回転させない。
(2) 次に、 入力端 E01から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相を 3 60° 回転させて、 位相設定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電 界値 E2Rm_01) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録する。 この際、 第 2の 可変移相器 5 bは回転させない。
(3) また、 入力端 E01から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 3
60° 回転させて、 位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電 界値 E1Lm―。 J を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録する。 この際、 第 1の 可変移相器 5 aは回転させない。
(4) さらに、 入力端 E01から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 360° 回転させて、 位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （ 電界値 E2Lm— 01) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録する。 この際、 第 1 の可変移相器 5 aは回転させない。
(5) そして、 入力端 E 02から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相を
360° 回転させて、 位相設定値 ΔΚιηにおける可変電力分配器からの出力信号 （ 電界値 E1Rm一 02) を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録する。 この際、 第 2 の可変移相器 5 bは回転させない。
(6) 次に、 入力端 E02から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相を 3 60° 回転させて、 位相設定値 ΔΚΠ1における可変電力分配器からの出力信号 （電 界値 E2Rm_02) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録する。 この際、 第 2の 可変移相器 5 bは回転させない。
(7) また、 入力端 E02から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 3 60° 回転させて、 位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （電 界値 E1Lm-D2) を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録する。 この際、 第 1の 可変移相器 5 aは回転させない。
(8) さらに、 入力端 E 02から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相を 360° 回転させて、 位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号 （ 電界値 E2Lm_02) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録する。 この際、 第 1 の可変移相器 5 aは回転させない。
前記 8つの手順にて得られた出力信号から、 可変移相器の位相を回転させたと きの各系統の電界ィ直は式 （18) のように表される。
つまり、 式 （1 8) で表される可変移相器の位相を回転させたときの各系統の 電界値は位相設定値毎に異なる値となり、 前記手順から 8つの電界値 C' 1Rm
2Rmヽ し i Lmゝ し 2 Lm 〇 IRm 2Rm l Lm 2Lmがィ守 られる。
ここで、 C' 1Rmは入力端 E01から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位 相を 360° 回転させて、位相設定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信 号 （電界値 E1Rm_01) を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録したときの第 1 の伝送線路 1の電界値である。
また、 C' 2Rmは入力端 E01から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相 を 360° 回転させて、位相設定値 Δκ∞における可変電力分配器からの出力信号
(電界値 E 2Rm_。 ) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録したときの第 1の 伝送線路 1の電界値である。
また、 C' 1Lmは入力端 E01から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相 を 360° 回転させて、位相設定^ ί直 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号
(電界値 E1Lm―。 J を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録したときの第 2の 伝送線路 2の電界値である。
また、 C' 2Lmは入力端 E01から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相 を 360° 回転させて、位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号
'(電界値 E2Lm -。 ^ を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録したときの第 2の 伝送線路 2の電界値である。
また、 C" 1Rmは入力端 E02から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相 を 360° 回転させて、位相設定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号 (電界値 E1Rm— 02) を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録したときの第 1の 伝送線路 1の電界値である。
また、 C" 2Rmは入力端 E02から入力したとき、 第 1の可変移相器 5 aの位相 を 360° 回転させて、位相設定値 ARmにおける可変電力分配器からの出力信号
(電界値 E 2Rm— 02) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録したときの第 1の 伝送線路 1の電界値である。
また、 C" LJま入力端 E 02から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位相 を 360° 回転させて、位相設定値 ALmにおける可変電力分配器からの出力信号
(電界値 E , Lm_02) を第 1の出力信号モニタ機構 8 aで記録したときの第 2の 伝送線路 2の電界値である。
さらに、 C" 2Lmは入力端 E 02から入力したとき、 第 2の可変移相器 5 bの位 相を 360° 回転させて、位相設定値 Δ! ^における可変電力分配器からの出力信 号 （電界値 E2Lm_。2) を第 2の出力信号モニタ機構 8 bで記録したときの第 2 の伝送線路 2の電界値である。
ここで、 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 90° ハイブリッド回路 16 より入力側 （入力端 E Q 及び E。 2側） の誤差電界値 δ 第 1と第 2の伝送線路
1及び 2における 90° ハイプリッド回路 16の誤算電界値 δ hい第 1と第 2の 伝送線路 1及び 2における 90° ハイプリッド回路 16と 90° ハイプリッド回 路 1 7との間の第 1の伝送線路 1における誤差電界値 CR、 第 2の伝送線路 2に おける誤差電界値 Cい 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2における 90° ハイプリ ッド回路 1 6の誤算電界値 δ h 2、第 1と第 2の伝送/線路 1及び 2における 9 0。 ノヽイブリツド回路 1 7より出力側 （出力端 及び E2側） の誤差電界値 δ 3は、 それぞれ式 （2 2) 、 式 （2 3) 、 式 （24) 、 式 （2 5) 、 式 （2 6) 、 式 （ 2 7) で表される。
Figure imgf000023_0001
Figure imgf000023_0002
C。
Figure imgf000023_0003
(24)
C = 2Cn 2Lm (2 5)
Cff Cff
cff C"
(2 6)
Figure imgf000023_0004
この演算処理を誤差演算装置 9にて実施し検出する。
以上で明らかなように、 この実施の形態 5によれば、 可変電力分配器における 第 1と第 2の伝送線路 1及び 2での出力信号をモニタ機構 8 a 8 bでそれぞれ モニタし、 モエタデータを誤差演算装置 9に伝送し、 改良型 REV法を適用した 演算処理を行うことで、 可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝 送線路と第 2の伝送線路間の相対値） を検出することができる。 この誤差検出 fま 可変電力分配器を組み上げた後で、 各コンポーネントの誤差を見積もることがで きるので、 評価測定時間の大幅な時間短縮、 低コスト化が可能である。 実施の形態 6 .
図 1 2は、 この発明の実施の形態 6に係る可変電力分配器の構成を示すブ口ッ ク図である。 図 1 2に示す実施の形態 6に係る可変電力分配器は、 図 9に示す実 施の形態 4と同様に、 図 1 0に示す実施の形態 5の構成の他に、 誤差演算装置 9 の出力に基づいて可変抵抗減衰器 6 a、 6 b及び可変移相器 5 a、 5 bにお 寸る 振幅及び位相の補正値を演算する捕正演算装置 1 0と、 補正値演算装置 1 0の出 力に基づいて可変抵抗減衰器 6 a、 6 b及び可変移相器 5 a、 5 bの振幅補正量 及び位相補正量を制御する振幅位相制御装置 1 1とをさらに備えている。
すなわち、 検出した可変電力分配器内のコンポーネント毎の誤差 （第 1の伝送 線路と第 2の伝送線路間の相対値） を用いて、 可変電力分配器での誤差を考慮し た振幅及び位相設定値を補正する値を補正値演算装置 1 0により求め、 この補正 値を振幅位相制御装置 1 1に送ることで、 可変抵抗減衰器 6 a及び 6 b、 可変移 相器 5 a及び 5 bの設定値を補正するように制御可能となる。 なお、 補正値演算 装置では誤差演算装置 9にて得られた誤差を相殺するように補正値を求める。 また、 実施の形態 4と同様に、 前記振幅位相補正値の導出及び制御系は可変電 力分酉己器の系に対してフィードバックをかけられるような配線とすることにより 、 これらの動作に対して自動的にフィードバック制御をかけることが可能となる
産業上の利用の可能性
以上のように、 この発明によれば、 2系統の伝送線路間の誤差として振幅比 - 位相差を可変電力分配器として組み上げた後に演算でき、 また、 その誤差に基づ いて振幅■位相の設定 を補正することが可能な可変電力分配器並びにその誤差 検出方法及び設定値補正方法を得ることができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 第 1及び第 2の伝送線路からなる一対の伝送線路と、
前記一対の伝送線路の入力側に設けられた 2分配器と、
前記一対の伝送線路の出力側に設けられた 9 0 ° ハイプリッド回路と、 前記 2分配器と前記 9 0 ° ハイプリッド回路との間の一対の伝送線路の各々に 設けられて、 入力信号の振幅及び位相を制御すると共に電力増幅する可変移相器 、 可変抵抗減衰器、 及び電力増幅器と
を備えた可変電力分配器において、
前記 9 0 ° ハイブリッド回路からの出力信号をモニタするモニタ機構と、 前記モ二タ機構のモニタ出力に基づいて前記第 1と第 2の伝送線路間における 各コンポーネントに存在する誤差を検出する誤差検出手段と
を備えたことを特徴とする可変電力分配器。
2 . 請求項 1に記載の可変電力分配器において、
前記誤差検出手段は、 前記モニタ機構から、 前記第 1の伝送線路に設けられた 前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各 出力信号と、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させ たときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号とを得て、 素子電界べク トル回転法を適用して前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネントに 存在する誤差を検出する .
ことを特徴とする可変電力分配器。
3 . 請求項 2に記載の可変電力分配器において、
前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記可変移相器及ぴ前記可変抵抗減衰 器の設定値を補正して振幅及び位相を制御する制御手段をさらに備えた
ことを特徴とする可変電力分配器。
4 . 請求項 3に記載の可変電力分配器において 前記制御手段は、 前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記第 1と第 2の伝 送線路間における振幅比及び位相差を演算し、 前記可変移相器及び前言己可変抵抗 減衰器の設定値を補正する
ことを特徴とする可変電力分配器。
5 . 第 1及び第 2の線路からなる一対の伝送線路と、 前記一対の伝送線路 の入力側に設けられた 2分配器と、 前記一対の伝送線路の出力側に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路と、 前記 2分配器と前記 9 0 ° ハイブリッド回路との間の 一対の伝送線路の各々に設けられて、 入力信号の振幅及び位相を制御すると共に 電力増幅する可変移相器、 可変抵抗減衰器、 及び電力増幅器とを備えた可変電力 分配器の前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネントに存在する誤差 を検出する可変電力分配器の誤差検出方法において、
前記第 1の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前 記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、
前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前 記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、
前記各出力信号から素子電界べクトル回転法を適用して各コンポーネントに存 在する誤差を検出する
ことを特徴とする可変電力分配器の誤差検出方法。
6 . 請求項 5に記載の可変電力分配器の誤差検出方法により検出される誤 差の検出結果に基づいて前記第 1と第 2の伝送線路間における振幅比と位相差を 求め、 前記可変移相器及び前記可変抵抗減衰器の設定値を補正する
ことを特徴とする可変電力分配器の設定値補正方法。
7 . 請求項 1に記載の可変電力分配器において、
前記誤差検出手段は、 前記モニタ機構から、 前記第 1の伝送線路に設 ίすられた 前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及ぴ第 2の伝送線路からの各 出力信号と、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させ たときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号とを得て、 改良型素子電 界べクトル回転法を適用して前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネ ントに存在する誤差を検出する
ことを特徴とする可変電力分配器。
8 . 請求項 7に記載の可変電力分配器において、
前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記可変移相器及び前記可変抵抗減衰 器に設定値を補正して振幅及び位相を制御する制御手段をさらに備えた
ことを特徴とする可変電力分配器。
9 . 請求項 8に記載の可変電力分配器において、
前記制御手段は、 前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記第 1と第 2の伝 送線路間における振幅比及び位相差を演算し、 前記可変移相器及び前記可変抵抗 減衰器の設定値を補正する ,
ことを特徴とする可変電力分配器。
1 0 . 第 1及び第 2の伝送線路からなる一対の伝送線路と、 前記一対の伝 送線路の入力端に設けられた 2分配回路と、 前記一対の伝送線路の出力端に設け られた 9 0 ° ハイブリッド回路と、 前記 2分配回路と前記 9 0 ° ハイブリッド回 路との間の一対の伝送線路の各々に設けられて、 入力信号の振幅及び位相を制御 すると共に電力増幅する可変移相器、 可変抵抗減衰器、 及び電力増幅器とを備え た可変電力分配器の前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネントに存 在する誤差を検出する可変電力分配器の誤差検出方法において、
前記第 1の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前 記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、
前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前 記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、
前記各出力信号から改良型素子電界べクトル回転法を適用して各コンポーネン トに存在する誤差を検出する ことを特徴とする可変電力分配器の誤差検出方法,
1 1 . 請求項 1 0に記載の可変電力分配器の誤差検出方法により検出され る誤差の検出結果に基づいて前記第 1と第 2の伝送線路間における振幅比と位相 差を求め、 前記可変移相器及び前記可変抵抗減衰器の設定値を補正する
ことを特徴とする可変電力分配器の設定値補正方法。
1 2 . 第 1及び第 2の伝送線路からなる一対の伝送線路と、
前記一対の伝送線路の入出力側の各々に設けられた 9 0 ° ハイプリッド回路と 、
前記入力側の 9 0 ° ハイプリッド回路と前記出力側の 9 0 ° ハイプリッド回路 との間の一対の伝送線路の各々に設けられて、 入力信号の振幅及び位相を制御す る可変移相器及び可変抵抗減衰器と
を備えた可変電力分配器において、
前記 9 0 ° ハイブリッド回路からの出力信号をモニタするモニタ機構と、 前記モニタ機構のモニタ出力に基づいて前記第 1と第 2の伝送線路間における 各コンポーネントに存在する誤差を検出する誤差検出手段と
を備えたことを特徴とする可変電力分配器。
1 3 . 請求項 1 2に記載の可変電力分配器【こおいて、
前記誤差検出手段は、 前記モニタ機構から、 前記第 1の伝送線路に設けられた 前記可変移相器の位相を回転させたときの前記第 1及ぴ第 2の伝送線路からの各 出力信号と、 前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させ たときの前記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号とを得て、 改良型素子電 界べクトル回転法を適用して前記第 1と第 2の伝送線路間における各コンポーネ ントに存在する誤差を検出する
ことを特徴とする可変電力分配器。
1 4 . 請求項 1 3に記載の可変電力分配器において、 前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記可変移相器及び前記可変抵抗減衰 器に設定値を補正して振幅及ぴ位相を制御する制御手段をさらに備えた
ことを特徴とする可変電力分配器。
1 5 . 請求項 1 4に記載の可変電力分配器において、
前記制御手段は、 前記誤差検出手段の検出結果に基づいて前記第 1と第 2の伝 送線路間における振幅比及び位相差を演算し、 前記可変移相器及び前記可変抵抗 減衰器の設定値を捕正する
ことを特徴とする可変電力分配器。
1 6 . 第 1及び第 2の伝送線路からなる一対の伝送線路と、 前記一対の伝 送線路の入出力側の各々に設けられた 9 0 ° ハイブリッド回路と、 前記入力側の 9 0 ° ハイプリッド回路と前記出力俱 IJの 9 0 ° ハイプリッド回路との間の一対の 伝送線路の各々に設けられて、 入力信号の振幅及び位相を制御する可変移相器及 び可変抵抗減衰器とを備えた可変電力分配器の前記第 1と第 2の伝送線路間にお ける各コンポーネントに存在する誤差を検出する可変電力分配器の誤差検出方法 において、
前記第 1の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前 記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、
前記第 2の伝送線路に設けられた前記可変移相器の位相を回転させたときの前 記第 1及び第 2の伝送線路からの各出力信号をそれぞれ検出し、
前記各出力信号から改良型素子電界べクトル回転法を適用して各コンポーネン トに存在する誤差を検出する
ことを特徴とする可変電力分配器の誤差検出方法。
1 7 . 請求項 1 6に記載の可変電力分配器の誤差検出方法により検出され る誤差の検出結果に基づいて前記第 1 と第 2の伝送線路間における振幅比と位相 差を求め、 前記可変移相器及び前記可変抵抗減衰器の設定値を補正する
ことを特徴とする可変電力分配器の設定値補正方法。
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