WO2005027328A1 - ゲート駆動回路 - Google Patents

Abstract

　電力用スイッチング素子（９）の主電極間に印加される電圧を抵抗（４a、４b）で分圧することにより生成される電圧を電源電圧とするとともに電力用スイッチング素子（９）の主電極間に印加される電圧に応じてゲート電極に電流を提供する電流駆動手段（６）を備えることを特徴とする。この電流駆動手段（６）は、電力用スイッチング素子（９）の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧を電源電圧として用いるため、分圧抵抗の付加のみにより、電流駆動手段（６）の電源電圧を確保できる。

Description

明 細 書

ゲート駆動回路

技術分野

[0001] 本発明は、電力用スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路に関する。

背景技術

[0002] 電力用スイッチング素子を応用した電力変換器は、スイッチング素子の大容量化' 高速化に伴い、その応用範囲を着実に広げている。このような電力用スイッチング素 子において、特に、最近応用分野を伸ばしてきたのが MOSゲート型のスイッチング 素子である絶縁ゲートバイポーラトランジスタ (IGBT)や金属酸化物半導体電界効果 トランジスタ（MOSFET)である。

[0003] IGBTや MOSFETは、オン ·オフ状態を自己継続しな ゾンラッチング型のスイツ チング素子であり、サイリスタ等のラッチング型のスイッチング素子に比べて、ゲート 駆動による高い制御性を確保できるという大きな利点を有する。このノンラッチング型 のスイッチング素子は、ターンオン'ターンオフのスイッチング過渡期においても、ゲ ート制御によってサージ電圧やサージ電流を抑制したり、スイッチング過渡期の電流 や電圧の傾きを自在に制御したりすることが可能になる。

[0004] このように、ゲート制御によってサージ電流力 電力用スイッチング素子を保護しう るようにしたゲート駆動回路として、例えば制御入力用のゲート端子力も主電流の一 部を素子電流検出電流として分流するセンス端子を備えた電力用スイッチング素子 と、そのセンス端子によって分流される電流検出電流から一定電流を引き去る演算 手段と、この演算手段によって一定電流を引き去られた電流検出電流の電流値が正 の場合にその電流を積算する積算手段と、この積算手段の出力に基づき電力用スィ ツチング素子のゲート端子電圧を制御する制御手段とを具備するものが知られてい る（例えば、特開 2000-224837号公報参照)。このゲート駆動回路によれば、フィ ードバック制御によらずに安定して電力用スイッチング素子に流れる主電流を制御す ることがでさる。

[0005] 上記のゲート駆動回路においては、ゲート端子の他にセンス端子を備えた電力用 スイッチング素子に対し、フィードバック制御によらずにゲート端子を制御して、サー ジ電流力も電力用スイッチング素子を保護している。しかし、センス端子がなぐゲー ト端子のみを備えた電力用スイッチング素子に対しては、一般に、フィードバック制御 によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スイッチング素子を保護して いる。

[0006] フィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スィッチ ング素子を保護する従来のゲート駆動回路としては、例えば図 1に示すようなものが ある。電力用スイッチング素子 9のゲート電極 (制御入力端子）に対して、電圧増幅器 2からゲート信号出力をゲート抵抗 3を介して供給することにより、電力用スイッチング 素子 9の通常動作条件下のゲート駆動が行われる。また、同時に、電力用スィッチン グ素子 9のゲート電極に対して、電流駆動手段としての制御電流源 6から電流を供給 することにより、電力用スイッチング素子 9のアクティブゲート駆動が行われる。ここで 、制御電流源 6は、電圧増幅器 5により以下の通り制御される。すなわち、電圧増幅 器 5は、電力用スイッチング素子 9の主電極 (コレクタ'ェミッタ）間に印加される主電 圧 Vceを抵抗 4a、 4bで分圧することにより得た分電圧検出信号を入力信号として入 力し、制御電流源 6を制御している。参照符号 10は、電力用スイッチング素子 9に並 列接続されたフライホイールダイオードを示している。

[0007] 上記のゲート駆動回路において、電力用スイッチング素子 9のターンオフ時に発生 するサージ電圧は、以下のように制御される。外部からの信号の影響により、電圧増 幅器 2の出力電圧が減少すると、ゲート抵抗 3を介して印加されるゲート電圧もまた低 下する。やがて、電力用スイッチング素子 9のゲート電圧がスイッチング素子の静特 性によって決まるある一定のしき 、値電圧を下回ると、電力用スイッチング素子 9を流 れる電流が低下し始め、同時に電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceは、急速に 上昇し始める。

[0008] 主電圧 Vceは分圧抵抗 4a、 4bおよび位相補償コンデンサ 13a、 13bによって分圧さ れ、主電圧検出信号として電圧増幅器 5に入力する。そして、電圧増幅器 5で適当な レベルに増幅され、制御電流源 6を制御する。このため、主電圧 Vceの値がある一定 の値を超えると、制御電流源 6から注入される電流によって、電力用スイッチング素子 9のゲート電圧は上昇する。これによつて電力用スイッチング素子 9は導通状態に復 帰し、主電圧 Vceの更なる上昇が防止される。上記のゲート駆動回路のこのような動 作により、電力用スイッチング素子 9に印加される主電圧は回路によって決まる一定 の値を上回ることはなくなり、サージ電圧の発生が抑制される。

[0009] ゲート端子の他にセンス端子を備えた電力用スイッチング素子を用いたゲート駆動 回路においては、その電力用スイッチング素子に対し、フィードバック制御によらずに ゲート端子を制御して、サージ電流力も電力用スイッチング素子を保護するようにし ている。しかし、センス端子がなぐゲート端子のみを備えた電力用スイッチング素子 に対しては、フィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力 用スイッチング素子を保護するようにして!/、るのが一般的である。

[0010] フィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スィッチ ング素子を保護するゲート駆動回路においては、図 1に示すように、制御電流源 6の 一端がゲート駆動電源 lcの正側端子に接続されて 、る。このように接続されて!ヽるの は、次のような理由による。

[0011] 電力用スイッチング素子 9のゲート'ェミッタ間電圧 Vgeはゲート駆動電源 laおよび lbにより決まる。この値は、多くのスイッチング素子において、 ± 15V程度である。制 御電流源 6は、ゲート'ェミッタ間電圧 Vgeの値にかかわらず、電力用スイッチング素 子 9のゲート電極に対し電圧増幅器 5の制御によって決まる一定の電流を注入する 必要がある。

[0012] この電流が一定に保たれないと、ゲート'ェミッタ間電圧 Vgeの変動によって制御電 流源 6の出力電流値が変動し、主電圧 Vceの値をフィードバック制御する上の誤差の 要因となるためである。そのためには、制御電流源 6の電源電圧は、ゲート'ェミッタ 間電圧 Vgeの値よりもできるだけ高い値とする必要がある。実際には、回路の損失な どを勘案し、ゲート駆動電源 lcの値として数 Vから十数 V程度の電圧を提供すること ができる電源が必要となる。このように、図 1に示す従来技術では、過渡期におけるゲ ート制御のため、ゲート駆動電源だけでなぐより高い電圧を提供する電源が必要に なる。

[0013] また、図 1に示すゲート駆動回路では、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceに 比例した主電圧検出信号を得るために、分圧抵抗 4a、 4bおよび位相補償コンデンサ 13a、 13bを用いて主電圧 Vceを分圧し、この分電圧を入力信号として電圧増幅器 5 で増幅している。こうした構成では、電力損失の低減のため、電圧増幅器 5は十分に 大きな入力インピーダンスを有していなければならない。つまり、この入力インピーダ ンスが低いと、分圧抵抗 4a、 4bの値を小さくしなければならなくなる力 電力用スイツ チング素子 9に印加される主電圧 Vceが数 kVに達する高電圧の変換器の場合、分 圧抵抗 4a、 4bの値が小さいと、分圧抵抗 4a、 4bにおいて大きな電力損失が発生する

[0014] 本発明は、上記に鑑みてなされ、簡素な構成を有するアクティブゲート駆動手段の 電源を低コストで実現することを目的とする。本発明の他の目的は、アクティブゲート 駆動を行うための制御用信号検出手段を低消費電力化することが可能なゲート駆動 回路を提供することにある。

発明の開示

[0015] 本発明の第 1の態様に係るゲート駆動回路は、電力用スイッチング素子のゲート電 極を駆動するゲート駆動回路であって、電力用スイッチング素子の主電極間に印加 される主電圧に基づく所定の電圧を電源電圧として受けるとともに、主電圧に応じて ゲート電極を駆動する駆動手段を備える。

[0016] 上記ゲート駆動回路によれば、電力用スイッチング素子のゲート電極がアクティブ ゲート駆動の対象となるため、電力用スイッチング素子はサージ電圧等力も有効に保 護される。し力も、このゲート駆動回路に備わる駆動手段は、電力用スイッチング素子 の主電極間に印加される電圧（主電圧）を基にした所定の電圧を電源電圧として利 用するので、アクティブゲート駆動手段の電源を簡素化することができ、製造コストを 低減できる。

[0017] 本発明の第 2の態様に係るゲート駆動回路は、上記ゲート駆動回路において、所 定の電圧は主電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧であり、駆動手段は上 述の主電圧に応じてゲート電極に電流を提供する電流駆動手段であることを特徴と する。この電流駆動手段は、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧 を抵抗分圧することにより生成される電圧を電源電圧として用いる。すなわち、分圧 抵抗の付加のみにより、電流駆動手段の電源電圧を確保できる。

[0018] 本発明の第 3の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧は主電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧によってダイ オードを介して充電されるコンデンサの間の電圧であり、駆動手段は主電圧に応じて ゲート電極に電流を提供する電流駆動手段であることを特徴とする。この構成は、簡 素な構成と製造コストの低減という利点に加え、以下の利点を有する。電力用スイツ チング素子の主電極間には、一般的にパルス状の電圧が印加される力 主電極間に 印加される電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧は、ダイオードとコンデンサ とにより平滑化される。電流駆動手段は、この平滑化された電圧を電源電圧として動 作するため、より確実なアクティブゲート駆動が保証される。

[0019] 本発明の第 4の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧は、主電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧によってダ ィオードを介して充電されるコンデンサの間の電圧であり、コンデンサの他方の端子 がゲート駆動回路本体用の電源の正側端子に接続されており、かつ、駆動手段は主 電圧に応じてゲート電極に電流を提供する電流駆動手段であることを特徴とする。電 流駆動手段が動作するに必要な電源電圧は、電力用スイッチング素子における通常 動作時用のゲート駆動電源の電圧よりも所要値だけ高い。充電用コンデンサの他方 の端子をゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続することで、ゲート駆 動回路本体における電源電圧よりもコンデンサへの充電電圧の分だけ高い電圧が、 電流駆動手段に対し電源電圧として供給される。

[0020] 本発明の第 5の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧が主電極間において抵抗と直列に接続される定電圧ダイオード の間の電圧であり、駆動手段が主電圧に応じてゲート電極に電流を提供する電流駆 動手段であることを特徴とする。この構成によれば、定電圧ダイオードを用いることに より、簡素な回路配置を維持しつつ電流駆動手段に対して電源電圧を提供できる。 しカゝも、定電圧ダイオードの両端電圧が電源電圧として利用されるため、電流駆動手 段は安定した電源電圧により動作することができ、確実なアクティブゲート駆動が維 持される。 [0021] 本発明の第 6の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧は主電極間に抵抗と直列に接続される定電圧ダイオードの間の 電圧であり、定電圧ダイオードの他方の端子がゲート駆動回路本体用の電源の正側 端子に接続されており、かつ、駆動手段は主電圧に応じてゲート電極に電流を提供 する電流駆動手段であることを特徴とする。ゲート駆動回路本体における電源電圧よ りも定電圧ダイオードの端子間電圧の分だけ高 ヽ電圧が、電流駆動手段に対し電源 電圧として供給される。

[0022] 本発明の第 7の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧は主電極間に抵抗と直列に接続される定電圧ダイオードの間の 電圧であり、定電圧ダイオードには並列にコンデンサが接続されており、かつ、駆動 手段は、主電圧に応じてゲート電極に電流を提供する電流駆動手段であることを特 徴とする。この態様のゲート駆動回路は、本発明の第 5の態様によるゲート駆動回路 が奏する効果に加えて、定電圧ダイオード間の電圧が平滑化され、電流駆動手段に よるゲート電極駆動が安定化されるという効果を奏する。

[0023] 本発明の第 8の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧が主電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧であり、駆動 手段は主電圧が所定電圧値を超えたときに、主電圧に応じた電圧をゲート電極に印 加する電圧駆動手段であることを特徴とする。この電圧駆動手段は、電力用スィッチ ング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧を 電源電圧として用いる。このため、簡素な構成を有するゲート駆動回路を実現できる 。しカゝも、当該電圧駆動手段は、主電極間に印加される電圧が例えばサージ電圧の 発生により所定電圧値を超えたときに動作するため、電力用スイッチング素子はサー ジ電圧等から確実に保護される。

[0024] 本発明の第 9の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路に おいて、所定の電圧は、主電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧によってダ ィオードを介して充電されるコンデンサの間の電圧であり、駆動手段は、主電圧が所 定電圧値を超えたときに、主電圧に応じた電圧をゲート電極に印加する電圧駆動手 段であることを特徴とする。この構成により、平滑化された電圧が電源電圧として電圧 駆動手段へ印加され、よって、確実なアクティブゲート駆動が実現される。また、この 電圧駆動手段は、主電極間に印加される電圧が所定電圧値を超えたときに動作する ため、スイッチング素子をサージ電圧等力も確実に保護する。

[0025] 本発明の第 10の態様に係る発明は、第 1の態様に係るゲート駆動回路において、 所定の電圧は、主電圧を抵抗分圧することにより生成される電圧によってダイオード を介して充電されるコンデンサの間の電圧であり、コンデンサの他方の端子がゲート 駆動回路本体用の電源の正側端子に接続されており、かつ、駆動手段は、主電圧 が所定電圧値を超えたときに、主電極に応じた電圧をゲート電極に印加する電圧駆 動手段であることを特徴とする。コンデンサの他方の端子をゲート駆動回路本体にお ける電源の正側端子に接続することにより、ゲート駆動回路本体における電源電圧よ りもコンデンサの両端電圧の分だけ高い電圧が、電圧駆動手段に対し電源電圧とし て供給される。

[0026] 本発明の第 11の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、所定の電圧は主電極間に抵抗と直列に接続される定電圧ダイオードの間 の電圧であり、駆動手段は主電圧が所定電圧値を超えたときに、主電圧に応じた電 圧をゲート電極に印加する電圧駆動手段である。この電源駆動手段は、定電圧ダイ オードの端子間の電圧を電源電圧として用いるため、簡素な回路配置が維持される 。しかも、この電圧駆動手段は、主電極間の電圧がサージ電圧等により所定電圧値 を超えたときに動作して、スイッチング素子を確実に保護することができる。

[0027] 本発明の第 12の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、前記所定の電圧は、前記主電極間に抵抗と直列に接続される定電圧ダイ オードの間の電圧であり、前記定電圧ダイオードの他方の端子がゲート駆動回路本 体用の電源の正側端子に接続されており、かつ、前記駆動手段は、前記主電圧が 所定電圧値を超えたときに、前記主電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する 電圧駆動手段であることを特徴とする。ゲート駆動回路本体における電源電圧よりも 定電圧ダイオードの端子間電圧の分だけ高 ヽ電圧が、電圧駆動手段に対し電源電 圧として供給される。

[0028] 本発明の第 13の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、所定の電圧は、主電極間に抵抗と直列に接続される定電圧ダイオードの 間の電圧であり、定電圧ダイオードには並列にコンデンサが接続されており、かつ、 駆動手段は、主電圧が所定電圧値を超えたときに、主電圧に応じた電圧をゲート電 極に印加する電圧駆動手段であることを特徴とする。この態様のゲート駆動回路は、 第 11の態様によるゲート駆動回路が奏する効果に加えて、定電圧ダイオード間の電 圧が平滑化され、電流駆動手段によるゲート電極駆動が安定化されるという効果を 奏する。

[0029] 本発明の第 14の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、電力用スイッチング素子の主電極間に互いに直列に接続される少なくとも 1つの抵抗と該抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と、を更に備え、電流検 出手段により検出される信号が、主電圧に応じたゲート電極を駆動する電流又は電 圧を生成する制御用信号として用いられることを特徴とする。抵抗と電流検出手段と を直列接続した回路に流れる電流は、電力用スイッチング素子の主電極間に印加さ れる電圧に比例する。したがって、制御用信号、即ち電力用スイッチング素子の主電 極間に印加される電圧に比例した主電圧検出信号は、電流検出手段の検出信号と して検出することが可能となる。

[0030] 本発明の第 15の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に互いに直列に接続される少な くとも 1つの抵抗及び該抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記抵抗と 並列に接続される位相補償用のコンデンサとを備え、前記電流検出手段により検出 される信号が、前記主電圧に応じた前記ゲート電極を駆動する電流もしくは電圧を生 成する制御用信号として用いられることを特徴とする。抵抗と電流検出手段とを直列 接続した制御用信号検出回路の周波数特性の悪化が抑えられて、制御用信号が精 度よく検出される。

[0031] 本発明の第 16の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、電力用スイッチング素子の主電極間にバイポーラトランジスタと、該バイポ ーラトランジスタの主電極回路に直列に接続される少なくとも 1つの抵抗とを備え、主 電極回路に流れる電流を検出することにより得られる信号が、主電圧に応じたゲート 電極を駆動する電流又は電圧を生成する制御用信号として用いられることを特徴と する。

[0032] バイポーラトランジスタのェミッタ 'ベースを通じて、その主電極回路、例えばコレクタ 回路に流れる電流は、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に比例 する。したがって、制御用信号は、そのバイポーラトランジスタの主電極回路に流れる 電流を、抵抗を介して電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅した電 流増幅信号として検出することが可能となる。この電流増幅信号として制御用信号を 検出するときは、電流増幅器の入力インピーダンスにかかわらず、バイポーラトランジ スタの主電極回路に流れる電流は任意の値に設定することができる。このため、バイ ポーラトランジスタの主電極回路に直列接続する抵抗の値を調節することにより、消 費電力の少ない制御用信号検出回路を実現することが可能となる。

[0033] 本発明の第 17の態様に係るゲート駆動回路は、第 1の態様に係るゲート駆動回路 において、電力用スイッチング素子の主電極間に入力側トランジスタ回路と、該入力 側トランジスタとともにカレントミラー回路を構成する出力側トランジスタ回路と、入力 側トランジスタ回路に直列に接続される少なくとも 1つの抵抗とを備え、出力側トラン ジスタに流れる電流を検出することにより得られる信号が、主電圧に応じたゲート電 極を駆動する電流又は電圧を生成する制御用信号として用いられることを特徴とする

[0034] カレントミラー回路の入力側トランジスタ回路を流れる電流は、電力用スイッチング 素子の主電極間に印加される電圧に比例する。したがって、制御用信号は、上記と 同様に、出力側トランジスタ回路に流れる電流を、抵抗を介して電圧信号として検出 するか、もしくは電流増幅器で増幅した電流増幅信号として検出することが可能とな る。このため、本発明においても、消費電力の少ない制御用信号検出回路を実現す ることが可能となる。

[0035] また、本発明の第 14から第 17の態様によれば、上記共通の効果に加えてさらに、 電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と電流検出手段とを直列接続し、ァクティ ブゲート駆動を行うための制御用信号を電流検出手段で検出した信号としたので、こ の電流検出手段に流れる電流を、電流増幅器を適用して制御用信号を電流増幅信 号として検出するとき、抵抗と電流検出手段の直列接続回路に流れる電流は抵抗の 値を調節することにより、任意の値に設定することができる。したがって、アクティブゲ ート駆動を行うための制御用信号検出手段を低消費電力とすることが可能となる。 図面の簡単な説明

[0036] [図 1]図 1は、従来のゲート駆動回路の回路図である。

[図 2]図 2は、本発明の第 1の実施の形態であるゲート駆動回路の回路図である。

[図 3]図 3は、本発明の第 2の実施の形態の回路図である。

[図 4]図 4は、本発明の第 3の実施の形態の回路図である。

[図 5]図 5は、本発明の第 4の実施の形態の回路図である。

[図 6]図 6は、本発明の第 5の実施の形態の回路図である。

[図 7]図 7は、本発明の第 6の実施の形態の回路図である。

[図 8]図 8は、本発明の第 7の実施の形態の回路図である。

[図 9]図 9は、本発明の第 8の実施の形態の回路図である。

発明を実施するための最良の形態

[0037] 以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図 2から図 9においては、 図 1に示す構成要素と同一又は均等の構成要素には同一符号を付し、説明の過度 の繰り返しを省略する。

[0038] (第 1の実施の形態）

図 2は、本発明の第 1の実施の形態を示す図である。本実施の形態に係るゲート駆 動回路においては、電流駆動手段としての制御電流源 6の電源力 図 1中のゲート 駆動電源 lcに代えて、次のように構成されている。即ち、電力用スイッチング素子 9 の主電極 (コレクタ'ェミッタ）間に印加される主電圧 Vceを抵抗 4a、 4bで分圧すること により生成される電圧により、ダイオード 8を介してコンデンサ 7が充電され、この充電 電圧が制御電流源 6の電源電圧として使用されて ヽる。

[0039] 次に、上述のように構成された本実施の形態の動作を説明する。抵抗 4a、 4bによる 分圧電圧の値は、抵抗 4a、 4bの分圧比によって、任意に設定できる。したがって、制 御電流源 6の電源電圧値を、ゲート駆動電源 laの電圧を超えた所要値に容易に設 定することができる。 [0040] 電力用スイッチング素子 9の主電極間には、一般的には、ノ ルス状の電圧が印加さ れる。電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceを抵抗 4a、 4bで分圧することにより生 成される電圧によりダイオード 8を介してコンデンサ 7が充電されるため、その充電電 圧は平滑化されている。電流駆動手段は、この平滑化された充電電圧を電源電圧と することができるため、より確実なアクティブゲート駆動を実現できる。

[0041] なお、制御電流源 6の電源として、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceを抵抗 4 a、 4bで分圧することにより生成される電圧を直接に用いることもできる。しかし、上述 のように、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceは、一般的に、パルス状の電圧を 含むから、ダイオード 8とコンデンサ 7を用いて、平滑化された充電電圧を制御電流 源 6の電源とするほうが、より確実なアクティブゲート駆動が実現されるという点で望ま しい。

[0042] 上述したように、本実施の形態にぉ 、ては、アクティブゲート駆動手段としての制御 電流源 6の電源力 電力用スイッチング素子 9の主電極間に印加される電圧を基にし て構成されている。したがって、ゲート駆動電源以外の電源の必要がなくなり、制御 電流源 6の電源の構成を簡素化でき、製造コストを下げることができる。

[0043] (第 2の実施の形態）

図 3には、本発明の第 2の実施の形態を示す。第 1の実施の形態では、コンデンサ 7の低電位端子はスイッチング素子 9のェミッタ端子側に接続されている。しかし、ァ クティブゲート駆動を行うための制御電流源 6を動作する電源電圧は、電力用スイツ チング素子 9の通常動作条件におけるゲート駆動電源 laの電圧よりも所要値だけ高 い必要があるため、本実施の形態では、図 2におけるコンデンサ 7の低電位端子を、 ゲート駆動回路本体のゲート駆動電源 laの正側端子に接続している。

[0044] 図 3に示す通り、抵抗 4a、 4bの分圧比を所要比に設定した主電圧 Vceの分圧電圧 によりダイオード 8を介してコンデンサ 7が充電され、この充電電圧の分だけゲート電 源 laの電圧よりも高い電圧力 制御電流源 6に対し電源電圧として供給されている。 本実施の形態においては、電力用スイッチング素子 9の主電極間に印加される電圧 とゲート駆動回路本体におけるゲート電源 laとを有効利用することにより、追加の電 圧源を用いることなく制御電流源 6の電源を構成できるので、ゲート駆動回路の製造 コストを下げることができる。

[0045] (第 3の実施の形態）

図 4には、本発明の第 3の実施の形態を示す。上記第 1および第 2の実施の形態で は、アクティブゲート駆動手段として制御電流源 6が用いられていたが、電力用スイツ チング素子 9のゲート電極を駆動するアクティブゲート駆動手段は、電圧駆動手段と 抵抗によっても実現することができる。

[0046] 図 4に示す通り、本実施の形態のゲート駆動回路には電圧駆動手段としての電圧 増幅器 11が設けられている。この電圧増幅器 11には、電源電圧としてコンデンサ 7 の充電電圧が印加される。コンデンサ 7は、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vce を抵抗 4a、 4bで分圧することにより生成される電圧によってダイオード 8を介して充電 される。

[0047] 電圧増幅器 11の出力端子は、抵抗 12を介して電力用スイッチング素子 9のゲート 電極に接続されている。この電圧増幅器 11と抵抗 12とでアクティブゲート駆動手段 が構成されている。電圧増幅器 11は通常の状態では動作しないが、電力用スィッチ ング素子 9の主電極 (コレクタ'ェミッタ）間の電圧 Vceがある一定値を超えたときに動 作する。言い換えると、電圧増幅器 11は電圧 Vceがある一定値を超えたことを検知し て動作する。

[0048] なお、電圧増幅器 11の電源電圧として、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceを 抵抗 4a、 4bで分圧することにより生成される電圧を直接に用いることもできる。しかし 、より確実なアクティブゲート駆動が実現されるという点で、ダイオード 8とコンデンサ 7 により平滑化された電圧を電圧増幅器 11に印加することが望ましい。これは、電力用 スイッチング素子 9の主電圧 Vceは、一般的に、パルス状の電圧を含むからである。

[0049] (第 4の実施の形態）

図 5には、本発明の第 4の実施の形態を示す。上記第 3の実施の形態では、コンデ ンサ 7の低電位端子はスイッチング素子 9のェミッタ端子に接続されて 、る。しかし、 アクティブゲート駆動手段として電圧増幅器 11を用いた本実施の形態にぉ 、ても、 コンデンサ 7の低電位端子をゲート駆動回路本体におけるゲート電源 laの正側端子 に接続することができる。このような構成に付随する利点は、第 2の実施の形態にお いて既に述べた。

[0050] 本実施の形態においては、電力用スイッチング素子 9の主電極間に印加される電 圧とゲート駆動回路本体のためのゲート電源 laとを有効利用することにより、電圧増 幅器 11の電源回路を低コストで構成することができる。

[0051] (第 5の実施の形態）

図 6には、本発明の第 5の実施の形態を示す。上記各実施の形態では、制御電流 源 6または電圧増幅器 11には、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceを抵抗 4a、 4 bで分圧することにより生成される電圧に基づく電圧が電源電圧として供給される。こ れに対し、本実施の形態では、定電圧ダイオードにより生成される電圧に基づく電圧 が用いられる。

[0052] 図 6において、電力用スイッチング素子 9の主電極間に抵抗 14と所要の定電圧特 性をもつ定電圧ダイオード 15とが直列接続され、この定電圧ダイオード 15の両端電 圧が、電圧増幅器 11に対し電源電圧として印加されている。電圧増幅器 11は、電力 用スイッチング素子 9の主電圧 Vceがある一定値を超えたときに動作する。

[0053] 定電圧ダイオード 15の両端電圧は、所要の定電圧特性をもつものを選択すること によって、電圧増幅器 11の電源を最適な電圧値に設定することができる。また、前述 したように、電力用スイッチング素子 9の主電圧 Vceは一般にパルス状の電圧を含む から、定電圧ダイオード 15に並列にコンデンサ（図示せず)を接続して、平滑化され た充電電圧を電圧増幅器 11を得ると、より確実なアクティブゲート駆動が保証される という点で望ましい。さらに、本実施の形態では、アクティブゲート駆動手段として、電 圧増幅器 11を用いた例を示して 、るが、これに代えて前述した制御電流源を用いる ようにすることちでさる。

[0054] (第 6の実施の形態）

図 7には、本発明の第 6の実施の形態を示す。上記第 5の実施の形態では、定電圧 ダイオード 15の負側端子をスイッチング素子 9のェミッタ端子に接続している。しかし 、定電圧ダイオード 15の両端電圧を電圧増幅器 11の電源電圧として用いた構成に おいても、第 2の実施の形態において説明した理由と同じ理由で、定電圧ダイオード 15の負側端子をゲート駆動回路本体におけるゲート電源 laの正側端子に接続する ことができる。本実施の形態においても、電力用スイッチング素子 9の主電極間に印 カロされる電圧とゲート駆動回路本体におけるゲート電源 laとを有効利用することで、 電圧増幅器 11の電源を低コストで構成することができる。

[0055] (第 7の実施の形態）

図 8には、本発明の第 7の実施の形態を示す。上記各実施の形態では、電圧増幅 器 5 (図 2及び 3)又は電圧増幅器 11 (図 4から図 7)を制御するための制御用信号、 即ち電力用スイッチング素子 9の主電極間に印加される電圧 Vceに比例した主電圧 検出信号は、その電力用スイッチング素子 9の主電極間に印加される電圧 Vceを抵 抗 4a、 4bで分圧することにより得た電圧信号としていた。しかし、主電圧検出信号は 、抵抗分圧信号に限らず、電力用スイッチング素子 9の主電極間に直列に接続され る少なくとも 1つの抵抗と、この抵抗に流れる電流を検出するための電流検出手段と 力 得られる電流信号であってよ 、。

[0056] 本実施の形態では、上記電流検出手段は、主電極回路 (コレクタ'ェミッタ回路）に 抵抗 16を直列に接続したバイポーラトランジスタ 17であり、このバイポーラトランジス タ 17の主電極回路に流れる電流を検出した信号を、主電圧検出信号として用いてい る。

[0057] これを具体的に説明すると、図 8において、電力用スイッチング素子 9のコレクタとバ イポーラトランジスタ 17のェミッタとの間に抵抗 16が接続され、電力用スイッチング素 子 9のェミッタとバイポーラトランジスタ 17のコレクタと間には抵抗 18が接続されてい る。バイポーラトランジスタ 17のェミッタ電流とコレクタ電流は互いにほぼ等しいので、 抵抗 16に流れる電流と抵抗 18に流れる電流はほご等しい。このため、抵抗 18の両 端に生じる電圧は、抵抗 16に流れる電流に比例する。

[0058] 一方、抵抗 16の両端に加わる電圧は、ゲート電源 laの電圧およびバイポーラトラン ジスタ 17のェミッタ'ベース間電圧力 電力用スイッチング素子 9の主電極間に印加 される電圧 Vceに比べてはるかに小さ 、ことを考慮すれば、ほぼ電力用スイッチング 素子 9の主電圧 Vceと等しい。即ち、抵抗 18の両端に生じる電圧は、電力用スィッチ ング素子 9の主電極間に印加される電圧 Vceに比例する。

[0059] したがって、主電圧検出信号は、そのノイポーラトランジスタ 17の主電極回路に流 れる電流を、抵抗を介して電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅し た電流増幅信号として検出することが可能となる。この電流増幅信号として主電圧検 出信号を検出するときは、電流増幅器の入力インピーダンスにかかわらず、バイポー ラトランジスタ 17の主電極回路に流れる電流は任意の値に設定することができる。こ のため、バイポーラトランジスタ 17の主電極回路に直列接続する抵抗の値を調節す ることにより、消費電力の少ない主電圧検出信号検出回路を実現することが可能とな る。

[0060] なお、図 8における抵抗 16、バイポーラトランジスタ 17および抵抗 18を直列接続し た主電圧検出信号検出回路における抵抗 16、 18と並列に位相補償用のコンデンサ (図示せず)を接続することで、主電圧検出信号検出回路の周波数特性の悪化が抑 えられて、主電圧検出信号を精度よく検出することができる。

[0061] (第 8の実施の形態）

図 9には、本発明の第 8の実施の形態を示す。本実施の形態は、電流検出手段を、 2個のトランジスタ 19a、 19bを用いて構成したカレントミラー回路としたものである。図 9において、抵抗 16に流れる電流はカレントミラー回路における入力側トランジスタ回 路（トランジスタ 19a側の回路）に入り、カレントミラー回路における出力側トランジスタ 回路（トランジスタ 19b側の回路）の電流は抵抗 18に流れる。したがって、主電圧検 出信号は、上記と同様に、出力側トランジスタ回路に流れる電流を、抵抗 18を介して 電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅した電流増幅信号として検出 することが可能となる。このため、本実施の形態においても、消費電力の少ない主電 圧検出信号検出回路を実現することが可能となる。

[0062] カレントミラー回路の場合、トランジスタ 19aと 19bとは特性がほぼ同一のペアトラン ジスタが使用される上、 2つのトランジスタ 19a、 19bのベース'エミッタ間には同一の 電圧が印加されているので、 2つのトランジスタ 19a、 19bのコレクタ電流はほぼ等し い。したがって、抵抗 16に流れる電流と抵抗 18に流れる電流とはほぼ等しぐこれに より上記のように、抵抗 18によって主電圧検出信号を得ることできる。なお、カレントミ ラー回路は特に集積ィ匕に好適な回路構成であり、本実施の形態は、制御回路を集 積回路化するのに好適な方式である。 産業上の利用の可能性

本発明は、電力用スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路に関し、簡素な構成 を有するアクティブゲート駆動手段の電源を低コストで実現する。このため、本発明に よれば、電力用スイッチング素子を応用した電力変換器の低コストィ匕をも実現するこ とがでさる。

Claims

請求の範囲

[1] 電力用スイッチング素子（9)のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記 電力用スイッチング素子（9)の主電極間に印加される主電圧に基づく所定の電圧を 電源電圧として受けるとともに、前記主電圧に応じて前記ゲート電極を駆動する駆動 手段 (6； 11, 12)を備えることを特徴とするゲート駆動回路。

[2] 前記所定の電圧は前記主電圧を抵抗 (4a, 4b)分圧することにより生成される電圧で あり、前記駆動手段は前記主電圧に応じて前記ゲート電極に電流を提供する電流駆 動手段 (6)であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[3] 前記所定の電圧は、前記主電圧を抵抗 (4a, 4b)分圧することにより生成される電圧 によってダイオード（8)を介して充電されるコンデンサ（7)の間の電圧であり、前記駆 動手段は、前記主電圧に応じて前記ゲート電極に電流を提供する電流駆動手段（6 )であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[4] 前記所定の電圧は、前記主電圧を抵抗 (4a, 4b)分圧することにより生成される電圧 によってダイオード（8)を介して充電されるコンデンサ（7)の間の電圧であり、前記コ ンデンサ（7)の他方の端子がゲート駆動回路本体用の電源（la)の正側端子に接続 され、かつ、前記駆動手段は、前記主電圧に応じて前記ゲート電極に電流を提供す る電流駆動手段 (6)であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回 路。

[5] 前記所定の電圧は前記主電極間に抵抗（14)と直列に接続される定電圧ダイオード

(15)の間の電圧であり、前記駆動手段は前記主電圧に応じて前記ゲート電極に電 流を提供する電流駆動手段 (6)であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の ゲート駆動回路。

[6] 前記所定の電圧は前記主電極間に抵抗（14)と直列に接続される定電圧ダイオード

(15)の間の電圧であり、前記定電圧ダイオード（15)の他方の端子がゲート駆動回 路本体用の電源（la)の正側端子に接続されており、かつ、前記駆動手段は前記主 電圧に応じて前記ゲート電極に電流を提供する電流駆動手段 (6)であることを特徴 とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[7] 前記所定の電圧は前記主電極間に抵抗（14)と直列に接続される定電圧ダイオード (15)の間の電圧であり、前記定電圧ダイオード（15)には並列にコンデンサが接続さ れており、かつ、前記駆動手段は、前記主電圧に応じて前記ゲート電極に電流を提 供する電流駆動手段 (6)であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆 動回路。

[8] 前記所定の電圧は、前記主電圧を抵抗 (4a, 4b)分圧することにより生成される電圧 であり、前記駆動手段は、前記主電圧が所定電圧値を超えたとき、前記主電圧に応 じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段（11, 12)であることを特徴とす る請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[9] 前記所定の電圧は、前記主電圧を抵抗 (4a, 4b)分圧することにより生成される電圧 によってダイオード（8)を介して充電されるコンデンサ（7)の間の電圧であり、前記駆 動手段は、前記主電圧が所定電圧値を超えたときに、前記主電極に応じた電圧を前 記ゲート電極に印加する電圧駆動手段（11, 12)であることを特徴とする請求の範囲 第 1項に記載のゲート駆動回路。

[10] 前記所定の電圧は、前記主電圧を抵抗 (4a, 4b)分圧することにより生成される電圧 によってダイオード（8)を介して充電されるコンデンサ（7)の間の電圧であり、前記コ ンデンサ（7)の他方の端子がゲート駆動回路本体用の電源（la)の正側端子に接続 されており、かつ、前記駆動手段は、前記主電圧が所定電圧値を超えたときに、前記 主電極に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段（11, 12)であるこ とを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[11] 前記所定の電圧は、前記主電極間に抵抗（14)と直列に接続される定電圧ダイォー ド（15)の間の電圧であり、前記駆動手段は、前記主電圧が所定電圧値を超えたとき に、前記主電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段（11, 12) であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[12] 前記所定の電圧は、前記主電極間に抵抗（14)と直列に接続される定電圧ダイォー ド（15)の間の電圧であり、前記定電圧ダイオード（15)の他方の端子がゲート駆動回 路本体用の電源（la)の正側端子に接続されており、かつ、前記駆動手段は、前記 主電圧が所定電圧値を超えたときに、前記主電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に 印加する電圧駆動手段（11, 12)であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の ゲート駆動回路。

[13] 前記所定の電圧は、前記主電極間に抵抗（14)と直列に接続される定電圧ダイォー ド（15)の間の電圧であり、前記定電圧ダイオード（15)には並列にコンデンサが接続 されており、かつ、前記駆動手段は、前記主電圧が所定電圧値を超えたときに、前記 主電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段（11, 12)であるこ とを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[14] 前記電力用スイッチング素子（9)の主電極間に互いに直列に接続される少なくとも 1 つの抵抗（16, 18)と該抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段（17 ; 19a, 19b )と、を更に備え、

前記電流検出手段（17 ; 19a, 19b)により検出される信号が、前記主電圧に応じた 前記ゲート電極を駆動する電流又は電圧を生成するための制御用信号として用いら れることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[15] 前記電力用スイッチング素子の主電極間に互いに直列に接続される少なくとも 1つの 抵抗（16, 18)及び該抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段（17 ; 19a, 19b) と、前記抵抗と並列に接続される位相補償用のコンデンサと、を更に備え、

前記電流検出手段により検出される信号が、前記主電圧に応じた前記ゲート電極 を駆動する電流又は電圧を生成するための制御用信号として用いられることを特徴と する請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[16] 前記電力用スイッチング素子（9)の主電極間にノイポーラトランジスタ（17)と、該バ イポーラトランジスタの主電極回路に直列に接続される少なくとも 1つの抵抗（16, 18 )と、を更に備え、

前記主電極回路に流れる電流を検出することにより得られる信号力 前記主電圧 に応じた前記ゲート電極を駆動する電流又は電圧を生成するための制御用信号とし て用いられることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動回路。

[17] 前記電力用スイッチング素子（9)の主電極間に入力側トランジスタ（19a)回路と、該 入力側トランジスタ（19a)回路とともにカレントミラー回路を構成する出力側トランジス タ（19b)回路と、前記入力側トランジスタ（19a)回路に直列に接続される少なくとも 1 つの抵抗（16)と、を更に備え、 前記出力側トランジスタ（19b)回路に流れる電流を検出することにより得られる信号 力 前記主電圧に応じた前記ゲート電極を駆動する電流又は電圧を生成するための 制御用信号として用いられることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のゲート駆動 回路。