WO2004107695A1

WO2004107695A1 - 適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置

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Publication number: WO2004107695A1
Application number: PCT/JP2004/007190
Authority: WO
Inventors: Masaya Uchida
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2003-05-27
Filing date: 2004-05-26
Publication date: 2004-12-09
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Abstract

　適当な変調符号化方式を選択してデータ通信を行うデジタル通信装置を提供する。品質測定手段は、受信信号からデータ通信の回線品質を測定する。適応変調制御手段は、品質測定手段で測定された回線品質を、複数の変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較することにより、いずれかの変調符号化方式を選択する。その際、適応変調制御手段は、複数の変調符号化方式の中の２つの、擾乱が無い条件下における前記特性を示す曲線の交点での回線品質の値を閾値とする。

Description

明細書

適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置技術分野

[0001] 本発明は、適応変調方式を用いたデジタル無線通信装置に関する。

背景技術

[0002] 近年の移動体通信の普及や進歩はめざましぐまたそれに対する期待も大きい。そして、マルチメディアやインターネットを意識したシステムにすること、高速データレートのデータ通信をサポートすること、世界共通規格とすることを目標に 3GPPでは新たな規格の策定が行われてレ、る。

[0003] 3GPPなどの無線通信の規格では効率良くデータ伝送するために AMC (Adaptiv e Modulation and Coding)技術が採用されている。

[0004] AMCでは、回線品質の動的変化に適応的に対応することにより、無線チャネル資源を有効に利用し、効率的にデータ伝送を行うことができる。データ受信装置は、回線品質を測定し、それに基づいて、データ送信に用いる変調方式および符号化率、すなわち MCS (Modulation Coding Scheme)を選択してデータ送信装置に通知する。データ送信装置は、その MCSを用いてデータ送信を行う。

[0005] 現在、 MCSを適切に選択する方法について様々な検討が行われている（例えば、特開 2002— 199033号公報、特開 2002— 320262号公報、特表 2002— 527938号公報を参照）。

発明の開示

[0006] 様々な検討が行われてレ、るが、最適な MCSを選択する方法が確立されてレ、なレヽのが現状である。そのため、本来選択されるべき適切な MCSが選択されないという状態が起こり得る。また、 3GPPの規格の中でも、その具体的な制御方法が定められておらず、実現方法には自由度が与えられている。

[0007] 本発明の目的は、 MCSを適切に選択することのできる、適応変調方式のデジタル通信装置を提供することである。

[0008] 上記目的を達成するために、本発明のデータ通信装置は、複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いるものを適応的に選択するデータ通信装置である。そして、本発明のデータ通信装置は、品質測定手段および適応変調制御手段を有している。

[0009] 品質測定手段は、受信信号からデータ通信の回線品質を測定する。適応変調制御手段は、品質測定手段で測定された回線品質を、複数の変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較することにより、いずれかの変調符号化方式を選択する。

[0010] また、適応変調制御手段は、複数の変調符号化方式の中の 2つの、擾乱が無い条件下における特性を示す曲線の交点での回線品質の値を閾値とすることとしてもよレ、。

[0011] また、適応変調制御手段は、現在の閾値の上位側の変調符号化方式で伝送された、閾値から所定の品質幅の間でのデータのスループットを、下位側の変調符号ィ匕方式の最大スループットに収束させるように閾値を動的に制御することとしてもよい。図面の簡単な説明

[0012] [図 1]本実施形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 2]本実施形態による各 MCSの SIRに対するスループットの静特性の一例を示すグラフである。

[図 3]適応変調制御回路の構成を示すブロック図である。

[図 4]適応変調制御回路の他の構成例を示すブロック図である。

[図 5]本発明を適用したレイク合成を行うデータ受信装置の構成を示すブロック図でめる。

[図 6]擬似信号を用いたシミュレーションにより静特性を求めるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 ₇]エラーレート計算と閾値更新を行う閾値更新回路の構成を示すブロック図である。

発明を実施するための最良の形態

[0013] 本発明の一実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0014] 図 1は、本実施形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。データ受信装置は不図示のデータ送信装置から送信されたデータを受信する。その際、データ受信装置は回線品質を測定し、その回線品質に基づいて変調方式および符号化率

、すなわち MCS (Modulation Coding Scheme)を選択してデータ送信装置に通知する。データ送信装置は、データ受信装置から通知された MCSを用いてデータを符号化し、拡散して送信する。

[0015] 図 1を参照すると、データ受信装置は、送受信共用装置 1、逆拡散器 2、拡散器 3、品質測定器 4、制御データ復号器 5、データ復号器 6、符号化回路 7、および適応変調制御回路 8を有している。

[0016] 送受信共用回路 1は、アンテナを用いて無線電波で信号を送受信する。

[0017] 逆拡散器 2は、送受信共用装置 1で受信された信号を逆拡散し、品質測定器 4、制御データ復号器 5、およびデータ復号器 6に送る。

[0018] 品質測定器 4は、逆拡散された受信信号のデータチャネルの回線品質を測定し、品質情報として符号化回路 7および適応変調制御回路 8に送る。回線品質は一例として SIR (信号電力対干渉電力比）である。

[0019] 制御データ復号器 5は、データ送信装置で用いられた MCSを示す MCS情報を復号し、データ復号器 6に通知する。

[0020] データ復号器 6は、制御データ復号器 5から通知された MCS情報に従ってデータを復号する。また、データ復号器 6はデータのエラーを検出し、それをエラー情報として符号化回路 7および適応変調制御回路 8に通知する。エラー情報は一例として BL

ER (Block Error Rate)である。

[0021] 適応変調制御回路 8は、品質測定器 4からの品質情報と、データ復号器 6からのェラー情報を基にして最適な MCSを選択し、適応変調情報として符号ィヒ回路 7に通知する。

[0022] 符号化回路 7は、品質測定器 4からの品質情報と、データ復号器 6からのエラー情報と、適応変調制御回路 8からの適応変調情報とを符号化し、送信信号として拡散器 3に送る。

[0023] 拡散器 3は、符号化回路 7からの送信信号を任意の拡散符号で拡散して送受信共用装置 1に送る。 [0024] 図 2は、本実施形態による各 MCSの SIRに対するスループットの静特性の一例を示すグラフである。ここで静特性とは、マルチパスゃフエージングのような擾乱の無い状態における SIRとスループットの関係のことを指す。この静特性は、マルチパスゃフエージングの影響が無い条件で予め測定したり、シミュレーションを行うことにより得られる。図 2には、隣接する 2つの MCS (MCS (k)および MCS (k+ l) )の静特性を示す曲線が示されている。図 2において、 k， k+ 1は MCSの番号である。 T は静特 k, k+ 1 性から求まる閾値であり、 t は現在の閾値である。 B は閾値 T 近傍の目 k, k+ 1 k, k+ 1 k, k+ 1 標エラーレートであり、 b は閾値 t 近傍でのブロックエラーレートである。 Pは k, k+ 1 k, k+ 1 k

、 MCS (k)の最大スループットである。 P は閾値 T 近傍での平均スループッ k, k+ 1 k, k+ 1

トであり、 p は閾値 t 近傍での平均スループットである。

k, k+ 1 k, k+ 1

[0025] 一般に、 MCSは、変調方式の多値化の度合いが高ければ、理想時（SIR=∞)のスループット（最大スループット）は高くなる力 SIRが低い状態でのスループットの低下が著しい。一方、多値化の度合いが低ければ、理想時のスループットは低くなるが、 SIRが低い状態でのスループットの低下は、多値化の度合いが高い場合に比べて小さい。

[0026] 同様に、符号ィヒ率が高ければ、理想時（SIR=∞)のスループットは高くなる力 SI Rが低い状態でのスループットの低下が著しい。一方、符号化率が低ければ、理想時のスループットは低くなる力 S、 SIRが低い状態でのスループットの低下は比較的小さい。

[0027] そのため SIRに対するスループット特性の異なる 2つの MCSの曲線は図 2に示したように交差している。そのため、データ受信装置として最適なスループットを得るためには、その交点にて MCSを切り替えればよレ、。つまり、 SIRが交点の SIR値 T よ k, k+ 1 りも小さいとき MCS (k)を選択し、 SIRが T よりも大きいとき MCS (k+ 1)を選択 k, k+ 1

すればスループットを最大に維持することができる。そのためには、 MCS (k)と MCS (k+ 1)の 2つの曲線の交点を求め、その交点の SIR値を MCS選択の閾値として用いればよい。

[0028] AMCの制御が十分な精度でフェージングに追随でき、各パケットの SIRによる閾値で MCSの切り替えが正確に行われており、また干渉成分が白色ガウスノイズと見なせる場合には、マルチパスやフェージングの影響があっても、各スロットほたはパケット）のような微少な単位で評価した場合、その微少単位内での SIRを一定と見なすことができれば、その微少単位毎のスループット特性は静特性と一致する。これは AMC制御の理想条件であり、したがって、各 MCSの静特性曲線の交点における SI Rを予め閾値と定めておくことにより、固定の閾値で容易にデータ通信のスループットを最適に維持することができる。

[0029] 従来は、微少単位毎ではなくフエージングによる変動を長時間で平均化した SIRを基準としたスループット特性 (スループット動特性）に基づレ、た閾値設定が行われる場合があつたが、本質的には上記のように静特性を基準として閾値設定を行う必要力 Sある。

[0030] マルチパスや制御チャネルなどの干渉成分により SIRの測定値が飽和したり、ビット計算の丸め誤差により AMCの制御が十分な精度でフェージングに追随できないなどの様々な影響により、装置で実測されるスループット静特性が理想的な静特性からシフトすることがある。その場合には、理想的な静特性に基づいて予め得られた閾値ではデータ通信のスループットを最適に維持することができない。

[0031] 現在の閾値 tが最適閾値 Tよりも大きければ、本来であれば上位 MCS (図 2では M CS (k+ 1) )で伝送すべきところを、下位 MCS (図 2では MCS (k) )で伝送することになり、最適なスループットが得られない。

[0032] 逆に、現在の閾値 tが最適閾値 Tより小さければ、本来であれば下位 MCSで伝送すべきところを上位 MCSで伝送することとなり、最適なスループットが得られないことにカロえ、エラーレートの悪化をも招いてしまう。

[0033] このような場合には閾値を最適閾値にするように動的に制御すればよい。なお、その場合でも静特性に基づいて予め得られた閾値を初期値として用いれば、閾値を短時間で収束できるので有効である。

[0034] 図 2を見ても分力、るように、一般に、各 MCSのスループット静特性はある SIRの近辺で急峻に立上り、ある最大値で飽和する。そのため、 2つの曲線の交点の付近では、下位の MCS (図 2では MCS (k) )のスループットはほぼ最大値（図 2では Pk)に「飽和している。 [0035] したがって、上位の MCS (図 2では MCS (k+ 1) )のスループット特性がシフトしても、交点でのスループットは下位の MCSの最大スループット（図 2では Pk)のまま一定であるとみなすことができる。

[0036] 交点での上位の MCSのブロックエラーレート B は式（1)で示される。

k, k+ 1

[0037] B = (P -P ) /P =一定 · · ·（：!）

k, k+ 1 k+ 1 k k+ 1

P ： MCS (k)の最大スループット

k

P ： MCS (k+ 1)の最大スループット

k+ 1

[0038] このブロックエラーレート B は、すなわち最適な閾値でのブロックエラーレート（ k, k+ 1

目標エラーレート）であり、 2つの MCSの最大スループット P , P で決まる一定値で k k+ 1

ある。スループット特性がシフトした場合でも、ブロックエラーレートが目標エラーレートとなるように閾値を動的に制御すれば、データ通信のスループットを常に最適に維持すること力 sできる。

[0039] スループット特性がシフトした場合に閾値を最適に制御するには、現在の閾値近傍でブロックエラーレートを測定し、そのブロックエラーレートに基づき、閾値でのブロックエラーレートを最適エラーレートにするように閾値を修正すればよい。

[0040] 図 3は、適応変調制御回路の構成を示すブロック図である。図 3を参照すると、適応変調制御回路 8は、比較器 9、閾値テーブル 10、エラーレート計算回路 11、および閾値更新計算回路 12を有してレ、る。

[0041] エラーレート計算回路 11は、データ復号器 6からのエラー情報、品質測定器 4からの品質情報、および閾値テーブル 10に設定された閾値を用いて、 SIRが閾値近傍のときのブロックエラーレートを算出する。 MCSが 3つ以上であれば閾値が 2つ以上となるが、エラーレート計算回路 11は各閾値近傍のブロックエラーレートを算出する。エラーレート計算回路 11で算出されたブロックエラーレートは閾値更新計算回路 12 に与えられる。

[0042] 閾値更新計算回路 12は、エラーレート計算回路 11で算出されたブロックエラーレートを用いて新しい閾値を求め、閾値テーブル 10を更新する。その際、閾値更新計算回路 12は、閾値でのブロックエラーレートが目標エラーレートとなるように新たな閾値を決める。 [0043] 閾値テーブル 10は各閾値を格納するとともに、その情報を比較器 9およびエラーレート計算回路 11に与える。また、閾値の情報は、適応変調情報の一部として符号化回路 7にも与えられる。

[0044] 比較器 9は、閾値テーブル 10から与えられた閾値と品質情報とを比較してデータ送信に用いるべき MCSを選択し、適応変調情報として符号化回路 7に送る。

[0045] 適応変調制御回路 8での閾値の制御方法の一例を図 2を用いて具体的に説明する。

[0046] ここでは、データ復号器 6はパケット単位でのエラーを適応変調制御回路 8に通知するものとする。それを通知するエラー情報には全パケットに関するエラーの有無と MCSの情報が含まれてレ、る。

[0047] まず、現在の閾値 t の右側に所定の品質幅 Δの集計領域 (t < SIR< t

k, k+ 1 k， k+ 1 k, k

+ Δ )を設定する。ここで、 Δは例えば任意に設定可能なパラメータである。そして

+ 1

、 Δは、フェージングなどの影響で SIRが変化することにより、集計領域で受信されるパケットの数がエラーレートを算出するのに適当なサンプル数となるようにシステムに応じて設定される。

[0048] エラーレート計算回路 11は、フェージングなどの影響で集計領域で受信される上位 MCS (図 2では MCS (k+ 1) )のパケットのブロックエラーレートを所定時間毎に算出する。ここで、所定時間は任意に設定可能なパラメータである。この時間は、 Δと同様に適当なサンプル数が得られるように、かつ MCSの選択が十分な頻度で変更されるようにシステムに応じて設定される。

[0049] より具体的には、エラーレート計算回路 11は、品質測定器 4からの品質情報の SIR が集計領域にある間にデータ復号器 6から通知されたエラー情報から上位 MCSの全パケット数とエラーパケット数を集計し、式（2)に代入して現在の閾値近傍でのプロックエラーレートを求める。

[0050] b = M /N · · · (2)

k, k+ 1 k, k+ 1 k, k+ 1

b ：現在の閾値 t 近傍でのブロックエラーレート

k, k+ 1 k, k + 1

M ：現在の閾値 t 近傍でのエラーパケット数

k，k+ l k，k+ l

N ：現在の閾値 t 近傍での全パケット数 [0051] 一方、式（1)を、交点（最適閾値）でのブロックエラーレートから、最適閾値近傍の Δ幅領域でのブロックエラーレート (目標エラーレート）に書き直すと、式（3)が得られる。

[0052] B = (P -P ) /P = ほぼ一定 · ' ·（3)

k, k+ 1 k+ 1 k, k+ 1 k+ 1

P ：最適閾値 T 近傍での平均スループット

k, k+ 1 k, k+ 1

[0053] 式（3)で得られる値は式（1)で得られる値よりもやや大きい値となる。

[0054] 式（2)で得られた現在の閾値近傍でのブロックエラーレートを、式（3)で得られた目標エラーレートに収束させるように閾値を制御するために、新たな閾値は式 (4)で示されるィ直となる。

[0055] t' = t +c (b -B ) · · · (4)

k, k+ 1 k, k+ 1 k, k+ 1 k, k+ 1

t' ：新しい閾値

k, k+ 1

t ：現在の閾値

k， k+ 1

c ：閾値を収束させるための係数 (収束係数） >0

[0056] 式 (4)は、現在の閾値近傍のブロックエラーレートと目標エラーレートの差に収束係数を乗じた値を、現在の閾値に加えることによって新たな閾値を求めている。つまり、所定時間間隔でブロックエラーレートを求め、このブロックエラーレートが目標エラーレートより大きければ閾値を上げ、小さければ閾値を下げることによって閾値を目標値に収束させている。

[0057] 本実施形態によれば、品質測定器 4は回線品質を測定し、適応変調制御回路 8は、その回線品質を、上位と下位の MCSのスループットの静特性に基づいて得られる閾値と比較することにより、 MCSを選択するので、現在の回線品質において最大のスループットが得られる最適な MCSを選択し、効率良くデータを伝送することができる。

[0058] また、本実施形態によれば、回線品質の閾値によって MCSを切り替えてデータ伝送に用いる通信システムにおいて、エラーレート計算回路 11は、現在の閾値近傍における、その閾値の上位側の MCSで伝送されたデータのブロックエラーレートを測定し、閾値更新計算回路 12は、現在の閾値近傍のブロックエラーレートを、上位および下位の MCSの静特性から得られる目標エラーレートに収束させるように閾値を制御し、比較器 9は、閾値更新計算回路 12によって制御された閾値に従って MCSを選択するので、マルチパスやフェージングの影響で各 MCSのスループット特性が静特性からシフトしても、閾値でのスループットが下位側の MCSの飽和した最大スループットから変化しないことを利用して、最適に制御された閾値により、常に最大のスル一プットが得られる最適な MCSを選択し、効率良くデータを伝送することができる。

[0059] なお、本実施形態では、擾乱によるスループット特性のシフトを、閾値を動的に制御することにより相殺し、最適な MCSを選択可能とすることにより、データ通信のスル一プットを最適に維持する例を示したが、本発明はそれに限定されない。

[0060] 例えば、擾乱による MCSのスループット特性のシフトが十分に小さければ、閾値を動的に制御する必要が無ぐデータ受信装置の構成が簡略化される。

[0061] 図 4は、適応変調制御回路の他の構成例を示すブロック図である。図 4を参照すると、適応変調制御回路は比較器 9と閾値テーブル 10を有している。

[0062] 比較器 9と閾値テーブル 10は図 3と同じものである。閾値テーブル 10には、 MCS のスループット静特性の曲線同士の交点から求まる閾値が記録されている。閾値テ一ブル 10に設定されている閾値は動的な制御を受けなレ、。また、閾値の情報は、適応変調情報の一部として符号ィ匕回路 7にも与えられることとしてもよい。

[0063] また、本実施形態では説明を簡単化するためにレイク合成を行わないデータ受信装置を例示したが、本発明はレイク合成を行うデータ受信装置に適用することもできる。マルチパスはスループット特性をシフトさせる大きな要因となりうる。データ受信装置はレイク合成を行うことによりマルチパスの影響を低減することにより、 SIRを改善しまた安定させるので、その結果スループット特性のシフトが低減される。

[0064] 図 5は、本発明を適用した、レイク合成を行うデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図 5を参照すると、データ受信装置は、送受信共用装置 1、逆拡散器 2、拡散器 3、品質測定器 4、制御データ復号器 5、データ復号器 6、符号化回路 7、適応変調制御回路 8、およびレイク合成器 20を有している。

[0065] 送受信共用装置 1、逆拡散器 2、拡散器 3、品質測定器 4、制御データ復号器 5、デ一タ復号器 6、符号化回路 7、および適応変調制御回路 8は図 1と同様のものである。レイク合成器 20はマルチパスの複数の信号を合成する。 [0066] レイク合成器 20に代えて MPIC (マルチパス干渉キャンセラ）を用レ、てもシフトを低減できる。その場合、図 5のレイク合成器 20はマルチパス干渉キャンセラとなる。

[0067] また、データ通信では、再送条件などからエラーレートに上限が規定される場合がある。 MCSの選択上では最大のスループットが得られとしても、データ通信として定められた上限を超えるエラーレートを許容することは好ましくない。その場合、目標ェラーレートを、エラーレートの上限を超えない範囲に引き下げて設定することとすればよい。目標エラーレートを引き下げることにより、つまり閾値の SIRを引き上げることにより、データ通信のスループットはやや低下するがエラーレートが上限値を超えないようにできる。

[0068] また、本実施形態では、各 MCSの SIRに対するスループットの静特性を、擬似信号を用いたシミュレーションにより求めることとしてもよい。

[0069] 図 6は、擬似信号を用いたシミュレーションにより静特性を求めるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図 6には、送受信共用装置 1、逆拡散器 2、および拡散器 3の周辺のみが示されている。そして、他の部分は省略され不図示となっており、不図示の部分は図 1と同じ構成である。

[0070] 図 6のデータ受信装置は、図 1のものに加えて、擬似信号発生器 21、ノイズ発生器

22、カロ算器 23、およびスィッチ 24を有している。

[0071] スィッチ 24は、通常動作時には、送受信共用装置 1を逆拡散器 2に接続する。また、スィッチ 24は、静特性環境下での閾値を求めるときには、加算器 23の出力端を逆拡散器 2に接続する。擬似信号発生器 21は、希望波信号を擬似した信号を発生する。ノイズ発生器 22は、干渉成分を擬似した白色ガウスノイズを発生する。加算器 23 は、擬似信号発生器 21からの信号と、ノイズ発生器 22からの白色ガウスノイズを加算する。擬似信号発生器 21で発生する擬似希望波信号と、ノイズ発生器 22で発生する白色ガウスノイズとの比を調整することにより任意の SIRが得られる。

[0072] 図 6の構成によれば、静特性環境下での閾値を求めるとき、擬似信号発生器 21およびノイズ発生器 22がマルチパスやフェージングが無い状態での受信信号を擬似し、適応変調制御回路 8がその擬似受信信号による閾値を求めるので、マルチパスやフェージングの影響が排除され、かつデータ受信装置に依存する擾乱が含められ、より実際に近い静特性環境下での閾値が求まる。

[0073] また、本実施形態では、エラーレート計算回路 11でエラーレートを算出し、閾値更新計算回路 12で新たな閾値を求めることとしたが、本発明はこれに限定されない。例えば、エラーレート算出と閾値算出を一体的に構成してもよい。

[0074] 図 7は、エラーレート計算と閾値更新を行う閾値更新回路の構成を示すブロック図である。実際には (MCS数- 1)個の閾値があり、それら全てが動的に制御されるが、ここでは MCS (k)と、 MCS (k+ 1)の間の閾値のみにっレ、て示す。

[0075] 図 7を参照すると、閾値更新回路は、加算器 30， 42、比較器 31— 33、 AND回路

34, 36、カウンタ 35, 37、遅延回路 38、減算器 39、ゲート回路 40、および乗算器 4 1を有している。

[0076] 加算器 30は、現在の閾値 t と所定幅 Δを加算する。

k, k+ 1

[0077] 比較器 31 , 32は 2つの入力 a, bを比較し、 bく aのとき 1を出力する。比較器 31の a 入力と比較器 32の b入力には、品質測定器 4からの品質情報 Siが与えられている。ここで、 iは時系列のパケット番号を示す。 Siは、 i番目のパケット（以下、 iパケットと称す）の SIR値を示す。比較器 31の b入力には、現在の閾値 t が与えられている。

k, k+ 1

比較器 32の a入力には、加算器 30によって得られた t + Δが与えられている。し

k, k+ 1

たがって、比較器 31と比較器 32により、 t < Si< t + Δという条件が与えら

k, k+ 1 k, k+ 1

れる。

[0078] 比較器 33は 2つの入力 a, bを比較し、 a = bのとき 1を出力する。比較器 33の a入力には MCSiが与えられている。 MCSiは、 iパケットにて用いられている MCSを示す。

[0079] AND回路 34の入力には比較器 31— 33の出力が与えられているので、 AND回路

34の出力のフラグ信号 R は、 SIR値が t < Si< t + Δの領域（集計領

k, k+ 1, i k, k+ 1 k, k+ 1

域）で受信された、 MCS (k+ 1)を用いてレ、るパケットをパルスで示す。

[0080] フラグ信号 R は、カウンタ 35および AND回路 36に入力される。 AND回路 36 k, k+ 1 , i

の他端には iパケットのエラーフラグ Eiが与えられてレ、る。エラーフラグ Eiは iパケットにエラーがあったことを示すフラグである。 AND回路 36の出力はカウンタ 37に与えられている。

[0081] カウンタ 35は、集計領域 t < Si< t + Δで受信された、 MCS (k+ 1)を用いているパケットの総数をカウントし、所定のカウント値（以下、カウント満了値と称す）に到達すると Carryパルスを出力する。

[0082] カウンタ 37は、集計領域 t <Si<t + Δで受信された、 MCS(k+l)を用

k, k+1 k, k+1

いているパケットのうちエラーのあったものをカウントする。カウンタ 35の値がカウント満了値に達したときのカウンタ 37の値はエラーレートに相当する。

[0083] Canyパルスは、所定の遅延時間だけ遅延された後にカウンタ 37をリセットする。

[0084] 減算器 39は、カウンタ 37の出力 M から基準値 L を減算する。基準値 L

k， k+1 k， k+1 k, k は、最適閾値 T 近傍でのエラーレート（目標エラーレート）に相当する値である

+1 k，k+l

[0085] ゲート回路 40は、 Carryパルスをイネ一ブルとして減算器 39の出力を乗算器 41に与える。乗算器 41はゲート回路 40から与えられた信号に収束係数 cを乗算する。カロ算器 42は、現在の閾値 t に乗算器 41の出力を加算し、新たな閾値 t' として

k, k+1 k, k + 1 出力する。なお、上述の Carryパルスは、閾値が更新されたことを示すフラグ（

k, k+1

閾値更新フラグ信号) W にもなる。新たな閾値 t' は、閾値更新フラグ信号 W

k, k+i k，k+i

のタイミングで認識されることができる。

k, k+1

Claims

請求の範囲

[1] 複数の変調符号ィ匕方式の中力、らデータ通信に用レ、るものを適応的に選択するデータ通信装置であって、

受信信号からデータ通信の回線品質を測定する品質測定手段と、

前記品質測定手段で測定された回線品質を、複数の前記変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較することにより、いずれかの変調符号化方式を選択する適応変調制御手段とを有するデータ通

[2] 前記適応変調制御手段は、複数の前記変調符号化方式の中の 2つの、擾乱が無い条件下における前記特性を示す曲線の交点での回線品質の値を前記閾値とする、請求項 1記載のデータ通信装置。

[3] 前記適応変調制御手段は、現在の閾値の上位側の変調符号化方式で伝送された、前記閾値から所定の品質幅の間でのデータのスループットを、下位側の変調符号化方式の最大スループットに収束させるように前記閾値を動的に制御する、請求項 1 記載のデータ通信装置。

[4] 前記適応変調制御手段は、現在の前記閾値から前記品質幅の間における、前記上位側の変調符号ィ匕方式で伝送されたデータのエラーレートを求め、該エラーレートを、前記上位側および下位側の変調符号化方式の最大スループットから求まる目標エラーレートに収束させるように前記閾値を動的に制御する、請求項 3記載のデー

[5] 前記適応変調制御手段は、

現在の前記閾値力前記品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたデータのエラーレートを求めるエラーレート計算手段と、

前記エラーレート計算手段で求めらた前記エラーレートを、前記上位側および下位側の変調符号ィ匕方式の最大スループットから求まる目標エラーレートに収束させるように閾値を制御する閾値更新計算手段と、

前記閾値更新計算手段によって制御された前記閾値に従っていずれかの変調符号化方式を選択する比較手段とを有する、請求項 4記載のデータ通信装置。

[6] 前記目標エラーレートは、前記閾値の上位および下位の変調符号化方式の、擾乱が無い条件下における、回線品質に対するスループットの特性を示す曲線の交点での、前記上位の変調符号化方式によるエラーレートの計算値である、請求項 4記載のデータ通信装置。

[7] 前記適応変調制御手段は、前記エラーレートと前記目標エラーレートの差に所定の収束係数を乗じた値を前記現在の閾値に加えて新たな閾値を求める、請求項 4記載にデータ通信装置。

[8] 前記適応変調制御手段は、

現在の前記閾値力前記品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたパケット数と該パケットのうちのエラーパケット数をカウントし、前記ェラーパケット数から所定の目標値を減算して差分を算出しており、前記パケット数が所定のカウント満了値に達したとき前記差分に所定の収束係数を乗算し、現在の前記閾値に加算して新たな閾値とする閾値更新回路と、

前記閾値更新回路により得られる前記閾値に従っていずれかの変調符号化方式を選択する比較手段とを有する、請求項 3記載のデータ通信装置。

[9] 前記閾値更新回路は、

現在の前記閾値から所定の品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号ィ匕方式で伝送されたパケットの数をカウントする第 1のカウンタと、

現在の前記閾値から前記品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたパケットのうちエラーのあったもの数をカウントする第 2のカウンタと、前記第 2のカウンタの出力から前記目標値を減算する減算器と、

前記第 1のカウンタが所定のカウント満了値に達したときの前記減算器の出力値を特定するゲート回路と、

前記ゲート回路により特定された前記減算器の前記出力値に前記収束係数を乗算する乗算器と、

前記乗算器の出力を現在の前記閾値に加算して新たな閾値とする加算器とを有する、請求項 8記載のデータ通信装置。

[10] 前記目標値は、前記閾値の上位および下位の変調符号化方式の、擾乱が無い条件下における、回線品質に対するスループットの特性を示す曲線の交点での、前記上位の変調符号ィ匕方式によるエラーパケット数の計算値である、請求項 8記載のデータ通信装置。

[11] 希望波信号を擬似した信号を発生する擬似信号発生手段と、干渉成分を擬似したノイズを発生するノイズ発生手段をさらに有し、

前記擬似信号発生手段にて発生した前記信号と前記ノイズ発生手段にて発生したノイズを合成して受信信号の代わりに用いて前記回線品質に対するスループットの特性を求める、請求項 10記載のデータ通信装置。

[12] 前記適応変調制御手段は、いずれか 2つの変調符号化方式の、擾乱が無い条件下における、回線品質に対するスループットの特性を示す曲線の交点での回線品質の値を前記閾値の初期値とする、請求項 3記載のデータ通信装置。

[13] 希望波信号を擬似した信号を発生する擬似信号発生手段と、干渉成分を擬似したノイズを発生するノイズ発生手段をさらに有し、

前記擬似信号発生手段にて発生した前記信号と前記ノイズ発生手段にて発生したノイズを合成して受信信号の代わりに用いて前記回線品質に対するスループットの特性を求める、請求項 12記載のデータ通信装置。

[14] 前記適応変調制御手段は、前記エラーレートに上限値が規定されていれば、前記目標エラーレートを前記上限値以下に下げる、請求項 4記載のデータ通信装置。

[15] 前記受信信号をレイク合成して前記品質測定手段に与えるレイク合成手段をさらに有する、請求項 1記載のデータ通信装置。

[16] マルチパスの干渉を除去した受信信号を前記品質測定手段に与えるマルチパス干渉キャンセラをさらに有する、請求項 1記載のデータ通信装置。

[17] 前記回線品質は信号電力対干渉電力比である、請求項 1記載のデータ通信装置。

[18] 適応変調方式のデータ通信装置において複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用レ、るものを適応的に選択する適応変調制御方法であって、

受信信号力データ通信の回線品質を測定するステップと、

測定された前記回線品質を、複数の前記変調符号ィヒ方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較- 比較結果に基づレ、て、 V、ずれかの変調符号化方式を選択するステップとを有する適応変調制御方法。