WO2004075405A2 - Betrieb einer halbbrücke, insbesondere einer feldeffekttransistor-halbbrücke - Google Patents

Betrieb einer halbbrücke, insbesondere einer feldeffekttransistor-halbbrücke Download PDF

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Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a method for controlling operation of a half-bridge by pulse width modulation, in particular in synchronous rectification operation.
  • the half-bridge has at least one controllable bridge valve which has a control connection which is electrically insulated from current-carrying connections of the bridge valve.
  • Field effect transistor half bridges and others e.g. B. IGBTs having half bridges are used in particular in power converters and DC / DC converters, for. B. in automotive engineering.
  • Partial electrical systems are coupled to one another via a DC voltage converter with a MOSFET half bridge.
  • a current generator is connected to the partial electrical system with a nominal voltage of 36 volts. It is therefore a task of the direct voltage converter to supply electrical energy to the sub-electrical system with 12
  • both bridge valves of the half-bridge are activated to reduce losses and to enable an effective energy flow into the partial electrical system with the higher nominal voltage.
  • charge must be discharged from the isolated control connection of the bridge valve or fed there, depending on the type of the bridge valve.
  • a current must flow out of the positively charged control connection in the sense of the conventional current direction (eg gate of an n-channel MOSFET).
  • the reverse case for. B. a p-channel MOSFET.
  • the alignment of any directionally selective circuit components would have to be adjusted, e.g. B. reverse the blocking and flow direction of diodes.
  • a further possibility is to design the driver area involved in the current flow to and from the control connection in such a way that it has a particularly low inductance. This makes it possible to counteract undesired charging of the control connection by removing the charge in a short time, i. H. the required large currents flow out of the control connection. This requires a direct spatial proximity of the driver area to the control connection and a driver which is designed to be correspondingly complex for the control measures.
  • a circuit arrangement for controlling operation of a half bridge by pulse width modulation, in particular in synchronous rectification operation which has the following: a first connection for electrically connecting the circuit arrangement to an insulated control connection (in particular one) of a bridge valve of the half bridge, a second connection for electrical Connecting the circuit arrangement to a further connection, in particular a source connection, of the bridge valve, an electrical line which electrically connects the first connection and the second connection to one another, and an electrical valve which can be switched on and off by pulse-width-modulated signals, the electrical valve is arranged in the electrical line, so that a current flow through the line can be released and blocked.
  • the circuit arrangement is characterized by at least one inductive component in the line mentioned, so that a time profile of an electrical current flow in the line is influenced by an inductance of the inductive component in addition to an influence of any parasitic inductance that may be present.
  • connection is also understood to mean that a corresponding electrical connection has already been established by a continuous electrical line.
  • the circuit arrangement can form a circuitry unit together with the half-bridge.
  • the inductance counteracts a reverse current flow due to an increasing voltage in the bridge valve.
  • the opposite path is taken. Instead of counteracting undesired charging of the control connection by active measures, the current flow out of the control connection is stabilized.
  • the size of the inductance can be selected so that the switching time is acceptable.
  • the size of the additional inductance should therefore be adapted to the respective application. In spite of a small additional inductance, as will be described in more detail below, further measures can be taken to maintain the stabilizing effect of the inductor over a longer period of time.
  • inductivities are achieved which are generally much smaller than 100 nH.
  • the inductance of the one inductive component or the plurality of inductive components in the line is a total of at least 500 nH, preferably at least 2 ⁇ H.
  • the at least one component has a region consisting of ferromagnetic and / or ferromagnetic material and / or soft magnetic material (e.g. made of ferrite), in particular entirely made of ferromagnetic and / or ferromagnetic material - chemical or soft magnetic material.
  • a substrate such as a substrate or a circuit board
  • teardrop-like region be applied from this material '.
  • an electrical one-way valve is connected between the first connection and the second connection, so that the electrical valve that can be switched on and off corresponds to the at least one inductive component electrically connecting sections of the line and the electrical one-way valve form a mesh.
  • the electrical one-way valve is switched so that a direct current flow from the first connection through the electrical one-way valve to the second connection is blocked, but a current flow in the opposite direction is possible through the electrical one-way valve.
  • the one-way valve is a semiconductor diode
  • the sign of the voltage is finally reversed. The process then continues until a value corresponding to the breakdown voltage of the diode is reached. This value can be maintained over a long period of time since the inertia of the inductance maintains a corresponding current flow through the mesh.
  • the mesh forms an oscillating circuit damped by the ohmic resistances involved.
  • the electrical one-way valve it is not necessary to choose large ohmic resistances and thereby prevent the current direction from being reversed.
  • an electrical one-way valve (for distinction: a second one-way valve) is connected in parallel to the inductive component (35, 37) or to at least one of the inductive components.
  • a resistor is also connected in parallel to the inductive component in series with the second one-way valve.
  • the second electrical one-way valve is connected such that a flow of current from the first connection through the second electrical one-way valve to the second connection is blocked, but a current flow in the opposite direction is possible through the second electrical one-way valve. If the control connection is discharged, the second one-way valve is therefore blocked. If, on the other hand, the control connection is charged, a current can flow in parallel through the branch with the second one-way valve and through the inductance into the control connection.
  • a resistor (possibly with a plurality of partial resistors) is connected in series to the at least one inductive component in the line via which the charge is discharged from the control connection. If the bridge valve is connected to the circuit arrangement, the capacitance inherent in the bridge valve between the first and the second connection, the inductance and the resistance form an oscillating circuit.
  • the resistance is dimensioned such that the threshold voltage of the bridge valve is not reached again after it is switched off due to the damping of the vibration by the resistance.
  • the resistance is preferably selected so that the sign of the voltage present between the first and the second connection is reversed and then approaches the value zero without reversing its sign again before the bridge valve is subsequently switched on, if at the two current-carrying ones Connections of the bridge valve no voltage edge occurs, which leads to an increase in voltage above zero.
  • the half-bridge is preferably operated in such a way and / or the circuit arrangement is designed in such a way that a voltage flank that occurs after switching off at the two current-carrying connections of the bridge valve does not appear until the voltage present between the first and the second connection of the circuit arrangement Reversed sign.
  • the inductance Due to the inductance, however, it is achieved that the current through the inductance (and thus out of the control connection) continues to flow in the same direction even after the voltage has reversed its sign u.
  • the size of the resistor and the earliest possible time of switching on again are preferably coordinated with one another in such a way that the current through the inductance has dropped to a predetermined minimum value or to zero at this time. If the resistance was greater, the current flow from the control connection would unnecessarily be braked when the bridge valve was switched off and the switch-off would be delayed.
  • a second electrical valve which can be switched on and off can be connected in series, which is switched on when the bridge valve is switched on and switched off when switched off becomes.
  • an electrical one-way valve eg a diode
  • the first connection e.g to gate
  • the second Connection e.g. to source
  • At least one electrical one-way valve is connected between the first connection and the higher potential of a DC voltage source, the electrical one-way valve being connected such that a flow of current from the higher potential to the first connection through the electrical one-way valve is blocked a current flow in the opposite direction is possible through the electrical one-way valve.
  • the DC voltage source supplies the charge required for switching on the bridge valve
  • the electrical one-way valve can prevent a too large one due to the inductance Voltage at the first switched on and off valve drops, the mono- and could destroy the disengageable 'valve.
  • a method for controlling operation of a half-bridge by pulse width modulation, in particular in synchronous rectification operation is proposed.
  • this method when a bridge valve of the half-bridge is switched off, an electrical current flow between an insulated control connection of the bridge valve on the one hand and a further connection, in particular a source connection, of the bridge valve or a component electrically connected to the further connection of the half-bridge on the other via an inductive component conducted, so that a time course of the electrical current flow is influenced by an inductance of the inductive component in addition to an influence of any parasitic inductance that may be present.
  • FIG. 1 shows a first, particularly preferred embodiment of a circuit arrangement with a connected field effect transistor half bridge
  • FIG. 2 shows a second embodiment of a circuit arrangement with a connected field effect transistor half bridge
  • FIG. 3 shows a time profile of a voltage between a gate connection and a source connection during and after switching off a field effect transistor of the half-bridge in the circuit arrangement according to FIG. 2 and
  • FIG. 4 shows a time profile of a voltage between a gate connection and a source connection during and after switching off a field effect transistor of the half-bridge in the circuit arrangement according to FIG. 1.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement 1 with a connected field-effect transistor half-bridge 13, which has two n-channel MOSFETs (metal oxide semiconductor field-effect transistors) 15, 17 and in each case one free-wheeling diode 19, 21 connected in parallel with the MOSFET 15, 17 ,
  • a ground connection 7 is connected to a source connection 29 of the field-effect transistor 17 referred to below as the “lower” MOSFET.
  • a drain terminal 33 of the lower MOSFET 17 is connected to a half-bridge output 5, the z. B. is connected via a power choke, not shown, to a partial vehicle electrical system of a motor vehicle with a nominal voltage of 12 volts.
  • a source connection 27 of the field-effect transistor 15 referred to below as the “upper” MOSFET is also connected to the half-bridge output 5.
  • a drain connection 31 of the upper MOSFET 15 is connected to a DC voltage connection 3.
  • the DC voltage connection 3 can e.g. B. a partial electrical system of a motor vehicle with a nominal voltage of 36 volts.
  • the gate of the lower MOSFET 17 is connected to a gate terminal 25 of a first driver circuit 11.
  • the gate of the upper MOSFET 15 is connected to a gate terminal 23 of a second driver circuit 9.
  • a source connection 22 of the first driver circuit 11 is connected to the ground connection 7.
  • a source connection 20 of the second driver circuit 9 is connected to the half-bridge output 5.
  • the first driver circuit 11 and the second driver circuit 9 have the same structure. The structure is therefore described below, with reference to the reference numerals of components of both driver circuits 9, 11.
  • the lower potential of a DC voltage source 32, 34 is connected to the source connection 20, 22.
  • a series connection of two switching transistors 43 and 47 or 45 and 49 is connected between the higher and the lower potential of the DC voltage source 32, 34, the emitters of the two transistors 43 and 47 or 45 and 49 being connected to one another via a common emitter path 36, 38 are connected.
  • the base of the two transistors 43 and 47 or 45 and 49 is likewise connected to one another and connected via a resistor 28, 30 to a positive pole of a generator 24, 26 for generating pulse-width-modulated signals.
  • the negative pole of the generator 24, 26 is connected to the source connection 20, 22. Since the two transistors 43 and 47 or 45 and 49 are transistors of different types, the same signal from the generator 24, 26 switches on one of the two transistors 43 and 47 or 45 and 49 and the respective one other of the two transistors 43 and 47 or 45 and 49 turned off simultaneously.
  • the source connection 20, 22 is connected to the gate connection 23, 25 via a first diode 39, 41.
  • the first diode 39, 41 is polarized so that a current flow from the source Connection 20, 22 to the gate connection 23, 25 is possible, but a current flow in the opposite direction is blocked by the first diode 39, 41.
  • the common emitter path 36, 38 is connected to the gate connection 23, 25 via an inductor 35, 37 formed by an inductive component.
  • the inductance lies e.g. B. in the range 10 + 2 ⁇ H.
  • a series circuit with a first resistor 55, 57 and with a second diode 51, 53 is connected in parallel with the inductance 35, 37.
  • the gate connection 23, 25 is connected via a third diode 59, 61 to the higher potential of the DC voltage source 32, 34.
  • the third diode 59, 61 is polarized so that a current flow from the gate connection 23, 25 to the higher potential of the DC voltage source 32, 34 is possible, but a current flow in the opposite direction is blocked by the third diode 59, 61 ,
  • a current path forms via the inductance 35, 37, via part of the common emitter path 36, 38, via the switching transistor 43, 45 connected to the lower potential of the DC voltage source 32, 34 and via the connection between a line 16, 18 to the switching transistor 43, 45 to the source connection 20, 22. At least over part of this line 16, 18, when the MOSFET 15, 17 is switched off, charge is derived from the gate of the MOSFET 15, 17.
  • MOSFET 15, 17 Processes when the MOSFET 15, 17 are switched off are also described below with reference to FIG. 4.
  • the components of the two driver circuits 9, 11 and the respective ones connected to them are again used simultaneously MOSFET 15, 17 is referred to, although the MOSFET 15, 17 of the half-bridge 13 are turned on and off in opposite directions, and in practice a dead time is observed even before one of the two MOSFETs 15, 17 is turned on, in which neither 17 is switched on.
  • the source connection 27, 29 and the drain connection 31, 33 of the MOSFET 15, 17 are connected to one another in an electrically conductive manner.
  • the switching transistor 47, 49 connected to the higher potential of the DC voltage source 32, 34 is switched on and the switching transistor 43, 45 connected to the lower potential of the DC voltage source 32, 34 is switched off.
  • the gate is therefore connected to the higher potential of the DC voltage source 32, 34 via the switching transistor 47, 49 and via the inductor 35, 37 and via the series circuit 55 and 51 or 57 and 53 connected in parallel.
  • the switching off of the MOSFET 15, 17 is now initiated in that the switching transistor 47, 49 is switched off via a signal from the generator 24, 26 and, at the same time, the switching transistor 43, 45 connected to the lower potential of the DC voltage source 32, 34 is switched on.
  • the gate is connected to the lower potential of the DC voltage source 32, 34 via the inductance 35, 37 and via the switching transistor 43, 45. Because of the inductance 35, 37, a high current does not immediately flow out of the gate, but rather the current begins to rise approximately in accordance with the shape of a sine curve. Accordingly takes the voltage U GS similar to a cosine curve (Fig. 4).
  • Stretch drain-source becomes non-conductive. From this point in time, the voltage between drain and source can rise steeply and the effect described at the outset can occur, which can lead to the gate being recharged again. When the voltage edge occurs depends in particular on the direction of current at the half-bridge output 5.
  • the third diode 59, 61 is, as already described in the general part of the description, serve, after switching of the MOSFET 15, 17 to prevent a too high voltage to the switched-off 'switch transistor 43, 45th If the potential at the gate connection 23, 25 assumes higher values than the higher potential of the DC voltage source 32, 34, a current begins to flow through the third diode 59, 61 and reduces the excessively high voltage.
  • the circuit arrangement 91 shown in FIG. 2 with the field-effect transistor half-bridge 13 connected to it has extensive similarities with the arrangement shown in FIG. 1. It also has a first driver switch device 69 and a second driver circuit 71. Identical and functionally identical features are designated with the same reference symbols as in FIG. 1 and are not explained again. This applies in particular to the construction of the half-bridge 13. The differences are discussed below.
  • the common emitter path 16, 18 of the two switching transistors 43 and 47 or 45 and 49 is connected to the gate connection 23, 25 via the inductance 35, 37 and a resistor 83, 85 connected in series therewith. Both sides of the resistor 83, 85 are each connected via a diode 87, 89 or 79, 81 to the higher potential of the DC voltage source 32, 34, a current flow from the resistor 83, 85 to the higher potential of the DC voltage source 32, 34 being possible is, however, a current flow in the opposite direction through the diode 87, 89 and 79, 81 is blocked.
  • the diodes 87, 89 and 79, 81 serve the same purpose as the diode 59, 61 from FIG. 1.
  • a further diode 75, 77 is connected between the lower potential of the DC voltage source 32, 34 and the common emitter path 16, 18, whereby a current flow from the lower potential of the DC voltage source 32, 34 to the common emitter path 36, 38 is possible, however Current flow in the opposite direction is blocked by the further diode 75, 77.
  • the further diode 75, 77 serves to ensure that the
  • the resistor 83, 85 dampens an oscillation, inter alia, by the inductance 35, 37 and by that in the
  • MOSFET 15, 17 existing capacitance between the gate and source formed resonant circuit in the sense that the voltage U GS does not return to positive values after reaching negative values and before the MOSFET 15, 17 is switched on again, but gradually approaches zero. This applies in any case if, when the MOSFET 15, 17 is switched off, there is no or only a small span between source and drain. flank occurs. If a large voltage edge occurs, the voltage U GS can again assume positive values, which, however, turn out to be lower than without the measures described.
  • the current through the inductor 35, 37 continues to flow away from the gate due to its stabilizing effect, even after the voltage U GS has assumed negative values. Only when the voltage U GS has reached its minimum does the current direction reverse again. The current decreases to zero over a long period of time until the MOSFET 15, 17 is switched on again.
  • an inductance in the gate line can effectively prevent charging of the gate before the field effect transistor is switched on again.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (1) zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke (13) durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb, mit einem ersten Anschluss (23, 25) zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung (1) an einen isolierten Steueranschluss eines Brückenventils (15, 17) der Halbbrücke (13), mit einem zweiten Anschluss (20, 22) zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung (1) an einen weiteren Anschluss des Brückenventils (15, 17), mit einer elektrischen Leitung (16, 18), die den ersten Anschluss (23, 25) und den zweiten Anschluss (20, 22) elektrisch miteinander verbindet, und mit einem durch pulsweitenmodulierte Signale ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil (43, 45), wobei das elektrische Ventil (43, 45) in der elektrischen Leitung (16, 18) angeordnet ist, sodass ein Stromfluss durch die Leitung (16, 18) freigebbar und sperrbar ist. Es wird vorgeschlagen, zumindest ein induktives Bauelement (35, 37) in der Leitung (16, 18) vorzusehen, sodass ein zeitlicher Verlauf eines elektrischen Stromflusses in der Leitung (16, 18) zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vorhandenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements (35, 37) beeinflusst wird.

Description

Beschreibung
Betrieb einer Halbbrücke, insbesondere einer Feldeffekttransistor-Halbbrücke
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrich- tungsbetrieb. Die Halbbrücke weist zumindest ein steuerbares Brückenventil auf, das einen gegen stromführende Anschlüsse des Brückenventils elektrisch isolierten Steueranschluss hat.
Feldeffekttransistor-Halbbrücken und andere, z. B. IGBTs aufweisende Halbbrücken werden insbesondere in Stromumrichtern und Gleichspannungswandlern eingesetzt, z. B. in der Kraftfahrzeugtechnik.
Es sind bereits elektrische Bordnetze von Kraftfahrzeugen mit Teil-Bordnetzen vorgeschlagen worden, die unterschiedliche Nennspannungen haben, insbesondere 36 Volt und 12 Volt. Die
Teil-Bordnetze sind über einen Gleichspannungswandler mit einer MOSFET-Halbbrücke miteinander gekoppelt. Ein Stromgenerator ist dabei an das Teil-Bordnetz mit 36 Volt Nennspannung angeschlossen. Es ist daher eine Aufgabe des Gleichspannungs- wandlers, elektrische Energie in das Teil-Bordnetz mit 12
Volt Nennspannung zu übertragen. Es kann jedoch auch vorkommen, dass elektrische Energie umgekehrt in das Teil-Bordnetz mit 36 Volt Nennspannung zu übertragen ist. Wegen der großen vorkommenden Energieströme werden Leistungshalbleiter für den Gleichspannungswandler benötigt. Es kommen daher vorwiegend n-Kanal-MOSFETs in der Halbbrücke zum Einsatz.
Bei der Synchrongleichrichtung werden beide Brückenventile der Halbbrücke aktiv geschaltet, um Verluste zu reduzieren und einen effektiven Energiestrom auch in das Teil-Bordnetz mit der höheren Nennspannung zu ermöglichen. Beim Ausschalten eines der Brückenventile muss Ladung aus dem isolierten Steueranschluss des Brückenventils abgeführt bzw. dorthin zugeführt werden, je nach Typ des Brückenventils. In der weiteren Beschreibung und in den Patentansprüchen wird lediglich der Fall behandelt, dass dabei im Sinne der konventionellen Stromrichtung ein Strom aus dem positiv geladenen Steueranschluss abfließen muss (z. B. Gate eines n-Kanal- MOSFET) . Sämtliche Teile der Beschreibung gelten jedoch analog auch für den umgekehrten Fall, z. B. eines p-Kanal- MOSFET. In diesem Fall wäre die Ausrichtung eventuell vorhandener richtungsselektiver Schaltungsbauteile anzupassen, z. B. die Sperr- und Durchflussrichtung von Dioden umzukehren.
Beim Ausschalten des Brückenventils kommt es zu steilen Span- nungsflanken, die bei der Auslegung von beteiligten Bauelementen und Schaltungsanordnungen hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) zu berücksichtigen sind.
Insbesondere besteht die Gefahr, dass auf Grund der kapaziti- ven Kopplung zwischen dem Steueranschluss und den stromführenden Anschlüssen (wodurch ein kapazitiver Spannungsteiler gebildet ist) und auf Grund der steigenden Spannung an den stromführenden Anschlüssen die Spannung zwischen dem Steueranschluss und einem ersten der stromführenden Anschlüsse (z. B. zwischen Gate und Source) wieder auf einen Wert gehoben wird (oder diesen Wert nicht unterschreitet) , der über der zum Einschalten des Brückenventils erforderlichen Schwellenspannung liegt. Die Folge' wäre ein Brückenkurzschluss, der Verluste und EMV-Störungen verursacht.
Eine Möglichkeit, dieser Gefahr zu begegnen, besteht darin, den Steueranschluss durch eine negative Treiberspannung in einem Zustand zu halten, der sicherstellt, dass die durch die kapazitive Kopplung bewirkte Spannung nicht die Schwellen- Spannung erreicht. Dies bedeutet jedoch größeren Aufwand für den entsprechenden Treiber, der somit teurer in der Herstellung wird. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, der inhärenten Kapazität (z. B. zwischen Gate und Source) einen externen Kondensator parallel zu schalten und auf diese Weise die Gesamtka- pazität zu erhöhen. Dadurch nimmt die Spannung zwischen diesen Anschlüssen langsamer zu und/oder es stellt sich eine geringere Spannung ein. Bei dieser Lösung erhöht sich der Aufwand für die Abführung der Ladung aus dem Steueranschluss beim Ausschalten bzw. für die Zuführung der Ladung in den Steueranschluss beim Einschalten. Im Ergebnis muss der Treiber für das Schalten größerer Ströme in der selben Schaltzeit ausgelegt werden, wodurch er wiederum teurer in der Herstellung wird, oder es müssen längere Schaltzeiten in Kauf genommen werden.
Noch eine weitere Möglichkeit besteht darin, den bei dem Stromfluss zu und von dem Steueranschluss beteiligten Treiberbereich so auszulegen, dass er eine besonders niedrige Induktivität hat. Dies ermöglicht es, einer unerwünschten Auf- ladung des Steueranschlusses entgegenzusteuern, indem man in kurzer Zeit Ladung abtransportiert, d. h. die erforderlichen großen Ströme aus dem Steueranschluss fließen lässt. Erforderlich hierfür sind eine unmittelbare räumliche Nähe des Treiberbereichs zu dem Steueranschluss und ein für die Steue- rungsmaßnahmen entsprechend aufwändig ausgestalteter Treiber.
Es ist eine Aufgabe 'der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren der eingangs genannten Art bereitzustellen, die wirksam und bei möglichst geringem schaltungstechnischem Aufwand einen Brückenkurzschluss durch unbeabsichtigte Aufladung des Steueranschlusses verhindern.
Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 9 gelöst. Weiterbildungen sind Gegenstand der jeweils abhängigen Ansprüche. Es wird eine Schaltungsanordnung zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb, vorgeschlagen, die folgendes aufweist: - einen ersten Anschluss zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung an einen isolierten Steueranschluss (insbesondere einen ) eines Brückenventils der Halbbrücke, einen zweiten Anschluss zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung an einen weiteren Anschluss, insbesondere einen Source-Anschluss, des Brückenventils, eine elektrische Leitung, die den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss elektrisch miteinander verbindet, und - ein durch pulsweitenmodulierte Signale ein- und ausschaltbares elektrisches Ventil, wobei das elektrische Ventil in der elektrischen Leitung angeordnet ist, sodass ein Stromfluss durch die Leitung freigebbar und sperrbar ist.
Die Schaltungsanordnung ist gekennzeichnet durch zumindest ein induktives Bauelement in der genannten Leitung, sodass ein zeitlicher Verlauf eines elektrischen Stromflusses in der Leitung zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vor- handenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements beeinflusst wird.
Unter Anschluss wird auch verstanden, dass eine entsprechende elektrische Verbindung durch eine durchgehende elektrische Leitung bereits hergestellt ist. Insbesondere kann die Schaltungsanordnung zusammen mit der Halbbrücke eine schaltungstechnische Einheit bilden.
Durch die zusätzliche Induktivität des zumindest einen induk- tiven Bauelements kann erreicht werden, dass der Stromfluss aus dem Steueranschluss des Brückenventils für eine längere Zeit und/oder stabiler aufrechterhalten wird, als es ohne die zusätzliche Induktivität der Fall wäre: die Induktivität wirkt einem umgekehrten Stromfluss auf Grund einer ansteigenden Spannung im Brückenventil entgegen. Im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Ansatz, die Induktivität zu minimieren, um möglichst schnell große Ströme schalten zu können, wird also genau der entgegengesetzte Weg beschritten. Statt einer unerwünschten Aufladung des Steueranschlusses durch aktive Maßnahmen entgegenzuwirken, wird der Stromfluss aus dem Steueranschluss heraus stabilisiert.
Zwar tritt auf Grund der Induktivität eine unvermeidliche Schaltverzögerung ein, jedoch kann die Größe der Induktivität so gewählt werden, dass die Schaltzeit akzeptabel ist. Die Größe der zusätzlichen Induktivität sollte daher auf den je- weiligen Anwendungsfall angepasst werden. Auch können trotz einer kleinen zusätzlichen Induktivität, wie im Folgenden noch genauer beschrieben wird, weitere Maßnahmen ergriffen werden, um die Stabilisierungswirkung der Induktivität über längere Zeit aufrechtzuerhalten.
Beispielsweise werden bei heutigen integrierten Treiberschaltungen Induktivitäten erzielt, die in der Regel wesentlich kleiner als 100 nH sind. Diese Angabe bezieht sich auf die Leitung , über die die Ladung aus dem Steueranschluss abge- führt wird. Bei einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass die Induktivität des einen induktiven Bauelements oder der mehreren induktiven Bauelemente in der Leitung insgesamt zumindest 500 nH beträgt, vorzugsweise mindestens 2 μH beträgt.
Bei integrierten Schaltungen kann dies beispielsweise dadurch erreicht werden, dass das zumindest eine Bauelement einen aus ferri- und/oder ferromagnetischem Material und/oder weichmagnetischem Material bestehenden Bereich (z. B. aus Ferrit) aufweist, insbesondere ganz aus ferri- und/oder ferromagneti- schem oder weichmagnetischem Material besteht. Z. B. kann auf ein Trägermaterial (etwa ein Substrat oder eine Platine) ein perlenfÖrmiger oder tropfenartiger Bereich aus diesem Material ' aufgebracht werden.
Bei einer besonders bevorzugten Weiterbildung, mit der der zeitliche Verlauf des Stromflusses aus dem Steueranschluss beeinflusst werden kann, ist zwischen den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss ein elektrisches Einwegventil geschaltet, sodass das ein- und ausschaltbare elektrische Ventil, das zumindest eine induktive Bauelement, entsprechende elektrisch verbindende Abschnitte der Leitung und das elektrische Einwegventil eine Masche bilden. Dabei ist das elektrische Einwegventil so geschaltet, dass ein direkter Stromfluss von dem ersten Anschluss durch das elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist.
Beim Ausschalten des Brückenventils beginnt ein Strom aus dem Steueranschluss herauszufließen, der durch die Induktivität hindurch strömt. Mit fortschreitender Zeit wird daher die Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss abgebaut.
Ist das Einwegventil eine Halbleiterdiode wird schließlich das Vorzeichen der Spannung umgekehrt. Der Vorgang schreitet dann weiter fort, bis etwa ein der Durchbruchspannung der Diode entsprechender Wert erreicht ist. Dieser Wert kann über einen langen Zeitraum 'hinweg gehalten werden, da die Trägheit der Induktivität einen entsprechenden Stromfluss durch die Masche aufrechterhält.
Dadurch liegt also eine über das Einwegventil abfallende Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss an, die einer Wiederaufladung des Steueranschlusses auf Grund der in dem Brückenventil vorhandenen Kapazitäten und auf Grund einer über das ausgeschaltete Brückenventil abfallenden Spannung entgegenwirkt. Weiterhin stabilisiert auch der von der Induktivität aufrechterhaltene Stromfluss durch die Masche den Ladezustand des Steueranschlusses. Würde nämlich eine Aufladung des Steueranschlusses stattfinden, würde die entsprechende Ladung in der Stromflussrichtung abgeführt werden.
Die Masche bildet einen durch die beteiligten ohmschen Widerstände gedämpften Schwingkreis. Allerdings ist es wegen dem elektrischen Einwegventil nicht erforderlich, große ohmsche Widerstände zu wählen und dadurch eine Umkehr der Stromrichtung zu verhindern.
Bei einer Weiterbildung insbesondere dieser Ausgestaltung ist ein elektrisches Einwegventil (zur Unterscheidung: ein zwei- tes Einwegventil) parallel zu dem induktiven Bauelement (35, 37) bzw. zu zumindest einem der induktiven Bauelemente geschaltet. Vorzugsweise ist weiterhin ein Widerstand ebenfalls parallel zu dem induktiven Bauelement in Reihe zu dem zweiten Einwegventil geschaltet. Das zweite elektrische Einwegventil ist so geschaltet, dass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss durch das zweite elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das zweite elektrische Einwegventil möglich ist. Wird der Steueranschluss entladen, ist daher das zweite Einwegventil gesperrt. Wird dagegen der Steueranschluss geladen, kann ein Strom parallel durch den Zweig mit dem zweiten Einwegventil und durch die Induktivität in den Steueranschluss fließen.
Dies erlaubt auf Grund des möglichen größeren Stromflusses ein schnelles Einschalten des Brückenventils. Weiterhin ist der beim Einschalten des Brückenventils durch die Induktivität fließende Strom geringer. Daher ist es schneller möglich, die Stromrichtung durch die Induktivität umzukehren und das Brückenventil wieder auszuschalten. Bei einer anderen zweckmäßigen Ausführungsform ist in die Leitung, über die die Ladung aus dem Steueranschluss abgeführt wird, ein Widerstand (ggf. mit einer Mehrzahl von Teil- Widerständen) in Reihe zu dem zumindest einen induktiven Bau- element geschaltet. Ist das Brückenventil an die Schaltungsanordnung angeschlossen, so bilden die dem Brückenventilinhä- rente Kapazität zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss, die Induktivität und der Widerstand einen Schwingkreis. Insbesondere ist der Widerstand so dimensioniert, dass die Schwellenspannung des Brückenventils nach seinem Ausschalten auf Grund der Dämpfung der Schwingung durch den Widerstand nicht wieder erreicht wird. Vorzugsweise wird der Widerstand so gewählt, dass die zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss anliegende Spannung in ihrem Vorzeichen um- gekehrt wird und sich dann dem Wert Null nähert, ohne vor einem anschließenden Einschalten des Brückenventils ihr Vorzeichen erneut umzukehren, falls an den beiden stromführenden Anschlüssen des Brückenventils keine Spannungsflanke auftritt, die zu einem Anstieg der Spannung über null führt.
Weiterhin wird vorzugsweise die Halbbrücke so betrieben und/oder ist die Schaltungsanordnung so ausgelegt, dass eine nach dem Ausschalten an den beiden stromführenden Anschlüssen des Brückenventils auftretende Spannungsflanke erst dann auf- tritt, wenn die zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung anliegende Spannung ihr Vorzeichen umgekehrt hat. Dies hat den Vorteil, dass der isolierte Steueranschluss des Brückenventils zum Zeitpunkt des Auftretens der Spannungsflanke negativ vorgeladen ist und daher nicht o- der nicht so schnell die Schwellenspannung erreicht wird.
Aufgrund der Induktivität wird jedoch erreicht, dass der Strom durch die Induktivität (und damit aus dem Steueranschluss heraus) auch nachdem die Spannung ihr Vorzeichen u - gekehrt hat noch weiter in der selben Richtung fließt. Vorzugsweise werden die Größe des Widerstandes und der frü- heste mögliche Zeitpunkt des Wiedereinschaltens so aufeinander abgestimmt, dass der Strom durch die Induktivität zu diesem Zeitpunkt auf einen vorgegebenen Mindestwert oder auf Null abgefallen ist. Bei einem größeren Wert des Widerstandes würde der Stromfluss aus dem Steueranschluss beim Ausschalten des Brückenventilsunnötig gebremst und damit das Ausschalten verzögert .
Insbesondere kann zu dem (ersten) ein- und ausschaltbaren e- lektrischen Ventil, das bei dem Ausschalten des Brückenventils eingeschaltet wird, ein zweites ein- und ausschaltbares elektrisches Ventil in Reihe geschaltet sein, das im eingeschalteten Zustand des Brückenventilseingeschaltet ist und bei dem Ausschalten ausgeschaltet wird. In diesem Fall kann ein elektrisches Einwegventil (z. B. eine Diode) parallel zu dem ersten ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil geschaltet sein, sodass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss (z. B. an Gate) durch das elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss (z. B. an Source) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist. Diese Ausgestaltung verhindert, dass die über das zweite ein- und ausschaltbare elektrische Ventil abfallende Spannung zu groß wird und ein unerwünschter Ver- luststrom durch dieses Ventil zu fließen beginnt.
Bei einer Weiterbildung ist zumindest ein elektrisches Einwegventil zwischen den ersten Anschluss und das- höhere Potenzial einer Gleichspannungsquelle geschaltet, wobei das elekt- rische Einwegventil so geschaltet ist, dass ein Stromfluss von dem höheren Potenzial zu dem ersten Anschluss durch das elektrische Einwegventil gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist. Die Gleichspannungsquelle liefert die beim Ein- schalten des Brückenventils erforderliche Ladung für den
Steueranschluss. Durch das elektrische Einwegventil kann verhindert werden, dass wegen der Induktivität eine zu große Spannung an dem ersten ein- und ausschaltbaren Ventil abfällt, die das ein- und ausschaltbare' Ventil zerstören könnte.
Zusätzlich zu den beschriebenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung wird ein Verfahren zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb, vorgeschlagen. Gemäß diesem Verfahren wird beim Ausschalten eines Brückenventils der Halbbrücke ein elektrischer Stromfluss zwischen einem isolierten Steueranschluss des Brückenventils einerseits und einem weiteren Anschluss, insbesondere einem Source-Anschluss, des Brückenventils bzw. einem elektrisch mit dem weiteren Anschluss der Halbbrücke verbundenen Bauteil andererseits über ein induktives Bauelement geleitet, sodass ein zeitlicher Verlauf des elektrischen Stromflusses zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vorhandenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements beein- flusst wird.
Wie bereits anhand einer speziellen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beschrieben wurde, wird bevorzugt, dass nach dem Ausschalten das elektrische Potenzial des Steueranschlusses durch den elektrischen Stromfluss in ein Potenzial mit umgekehrtem Vorzeichen geändert wird und dass unter Ausnutzung der Induktivität des induktiven Bauelements das umgekehrte Vorzeichen des Potenzials solange beibehalten wird, bis das Brückenventil wieder eingeschaltet 'wird oder bis das Potenzial aufgrund kapazitiver Effekte in dem Brückenventil wieder sein Vorzeichen wechselt. Das Potenzial ist insbesondere auf das Potenzial des weiteren Anschlusses bezogen.
Die Erfindung wird nun anhand der beigefügten Zeichnung bei- spielhaft näher erläutert. Sie ist jedoch nicht auf die Beispiele beschränkt. Die einzelnen Figuren der Zeichnung zeigen: Fig. 1 eine erste, besonders bevorzugte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung mit angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke, Fig. 2 eine zweite Ausführungsform einer Schaltungsanordnung mit angeschlossener Feldeffekttransistor- Halbbrücke,
Fig. 3 einen zeitlichen Verlauf einer Spannung zwischen einem Gate-Anschluss und einem Source-Anschluss während und nach einem Ausschalten eines Feldeffekttransistors der Halbbrücke bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 und
Fig. 4 einen zeitlichen Verlauf einer Spannung zwischen einem Gate-Anschluss und einem Source-Anschluss während und nach einem Ausschalten eines Feldeffekttransistors der Halbbrücke bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung 1 mit einer angeschlos- senen Feldeffekttransistor-Halbbrücke 13, die zwei n-Kanal- MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren) 15, 17 und jeweils eine parallel zu dem MOSFET 15, 17 geschaltete Freilaufdiode 19, 21 aufweist. Ein Masseanschluss 7 ist mit einem Source-Anschluss 29 des im folgenden als "unterer" MOSFET bezeichneten Feldeffekttransistors 17 verbunden. Ein Drain-Anschluss 33 des unteren MOSFET 17 ist mit einem Halbbrückenausgang 5 verbunden, der z. B. über eine nicht dargestellte Leistungsdrossel an ein Teil-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges mit einer Nennspannung von 12 Volt angeschlossen ist.
Mit dem Halbbrückenausgang 5 ist weiterhin ein Source- Anschluss 27 des im Folgenden als "oberer" MOSFET bezeichneten Feldeffekttransistors 15 verbunden. Ein Drain-Anschluss 31 des oberen MOSFET 15 ist mit einem Gleichspannungsnetz- Anschluss 3 verbunden. Mit dem Gleichspannungsnetz-Anschluss 3 kann z. B. ein Teil-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges mit einer Nennspannung von 36 Volt verbunden werden.
Das Gate des unteren MOSFET 17 ist mit einem Gate-Anschluss 25 einer ersten Treiberschaltung 11 verbunden. Das Gate des oberen MOSFET 15 ist mit einem Gate-Anschluss 23 einer zweiten Treiberschaltung 9 verbunden. Ein Source-Anschluss 22 der ersten Treiberschaltung 11 ist mit dem Massanschluss 7 verbunden. Ein Source-Anschluss 20 der zweiten Treiberschaltung 9 ist mit dem Halbbrückenausgang 5 verbunden. Die erste Treiberschaltung 11 und die zweite Treiberschaltung 9 sind gleich aufgebaut. Im Folgenden wird daher, unter Nennung jeweils der Bezugszeichen von Bauelementen beider Treiberschaltungen 9, 11, der Aufbau beschrieben.
Das niedrigere Potenzial einer Gleichspannungsquelle 32, 34 ist mit dem Source-Anschluss 20, 22 verbunden. Zwischen das höhere und das niedrigere Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 ist eine Reihenschaltung von zwei Schaltransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 geschaltet, wobei die Emitter der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 über eine gemeinsame Emitterstrecke 36, 38 miteinander verbunden sind. Die Basis der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 ist e- benfalls miteinander verbunden und über einen Widerstand 28, 30 mit einem Pluspol eines Generators 24, 26 zur Erzeugung von pulsweitenmodulierten Signalen verbunden. Der Minuspol des Generators 24, 26 ist mit dem Source-Anschluss 20, 22 verbunden. Da es sich bei den 'beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 um Transistoren unterschiedlichen Typs han- delt, wird durch dasselbe Signal des Generators 24, 26 der eine der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 eingeschaltet und jeweils der andere der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 gleichzeitig ausgeschaltet.
Der Source-Anschluss 20, 22 ist über eine erste Diode 39, 41 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Die erste Diode 39, 41 ist so gepolt, dass ein Stromfluss von dem Source- Anschluss 20, 22 zu dem Gate-Anschluss 23, 25 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die erste Diode 39, 41 gesperrt ist.
Die gemeinsame Emitterstrecke 36, 38 ist über eine durch ein induktives Bauteil gebildete Induktivität 35, 37 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Die Induktivität liegt z. B. im Bereich 10 + 2 μH. Parallel zu der Induktivität 35, 37 ist eine Reihenschaltung mit einem ersten Widerstand 55, 57 und mit einer zweiten Diode 51, 53 geschaltet. Die zweite Diode
51, 53 ist so geschaltet, dass ein Stromfluss von der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38 in Richtung des Gate-Anschlusses 23, 25 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die zweite Diode 51, 53 gesperrt ist.
Der Gate-Anschluss 23, 25 ist über eine dritte Diode 59, 61 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden. Die dritte Diode 59, 61 ist so gepolt, dass ein Stromfluss von dem Gate-Anschluss 23, 25 zu dem höheren Po- tenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die dritte Diode 59, 61 gesperrt ist.
Ausgehend von dem Gate-Anschluss 23, 25 bildet ein Strompfad über die Induktivität 35, 37, über einen Teil der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38, über den mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundenen Schalttransistor 43, 45 und über die Verbindung zwischen dem Schalttransistor 43, 45 zu dem Source-Anschluss 20, 22 eine Leitung 16, 18. Zumindest über einen Teil dieser Leitung 16, 18 wird bei einem Ausschalten des MOSFET 15, 17 Ladung aus dem Gate des MOSFET 15, 17 abgeleitet.
Vorgänge beim Ausschalten des MOSFET 15, 17 werden im Folgen- den auch unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben. Dabei wird wieder gleichzeitig auf die Bauelemente der beiden Treiberschaltungen 9, 11 und auf die jeweils daran angeschlossenen MOSFET 15, 17 Bezug genommen, obwohl die MOSFET 15, 17 der Halbbrücke 13 gegenläufig ein- und ausgeschaltet werden und in der Praxis sogar vor dem Einschalten eines der beiden MOSFET 15, 17 eine Totzeit eingehalten wird, in der keiner der beiden MOSFET 15, 17 eingeschaltet ist.
Im eingeschalteten Zustand sind der Source-Anschluss 27, 29 und der Drain-Anschluss 31, 33 des MOSFET 15, 17 elektrisch leitend miteinander verbunden. In diesem Zustand ist der mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene Schalttransistor 47, 49 eingeschaltet und der mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene Schalttransistor 43, 45 ausgeschaltet. Daher ist das Gate über den Schalttransistor 47, 49 und über die Induktivi- tat 35, 37 sowie über die parallel dazu geschaltete Reihenschaltung 55 und 51 bzw. 57 und 53 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden.
Besteht der eingeschaltete Zustand schon eine ausreichende Zeitspanne lang, fließt allenfalls noch ein sehr geringer
Strom durch die Induktivität 35, 37 in Richtung des Gate. Die Spannung UGS zwischen dem Gate-Anschluss 23, 25 und dem Source-Anschluss 20, 22 ist etwa gleich der Spannung U0 der
Gleichspannungsquelle 32, 34.
In diesem Zustand wird nun das Ausschalten des MOSFET 15, 17 eingeleitet, indem über ein Signal des Generators 24, 26 der Schalttransistor 47, 49 ausgeschaltet wird und gleichzeitig der mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene Schalttransistor 43, 45 eingeschaltet wird. Dadurch wird das Gate über die Induktivität 35, 37 und über den Schalttransistor 43, 45 mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden. Auf Grund der Induktivität 35, 37 fließt nicht sofort ein hoher Strom aus dem Gate heraus, sondern beginnt der Strom etwa entsprechend dem Verlauf einer Sinuskurve anzusteigen. Dementsprechend nimmt die Spannung UGS ähnlich wie bei einer Cosinuskurve ab (Fig. 4) .
Mit fortschreitendem Stromfluss fällt die Spannung UGS auf die Schwellenspannung Uth des MOSFET 15, 17 ab, bei der die
Strecke Drain-Source nicht-leitend wird. Ab diesem Zeitpunkt kann die Spannung zwischen Drain und Source steil ansteigen und der eingangs geschilderte Effekt einsetzen, der zu einem erneuten Aufladen des Gate führen kann. Wann die Spannungs- flanke auftritt, hängt insbesondere von der Stromrichtung an dem Halbbrückenausgang 5 ab.
Der Strom aus dem Gate nimmt jedoch kontinuierlich zu und wirkt - stabilisiert durch die Induktivität 35, 37 - einem erneuten Aufladen des Gate entgegen. Durch den abnehmenden weiteren Stromfluss aus dem Gate heraus fällt die Spannung UGS auf negative Werte, bis dem Betrag nach die Schwellenspannung Us der Diode 39, 41 erreicht ist. An dieser Stelle knickt die in Fig. 4 dargestellte Kurve ab und geht in eine Waagerechte über. Danach zirkuliert - stabilisiert durch die Induktivität 35, 37 - ein Strom im Gegenuhrzeigersinn von Fig. 1 durch die von der Leitung 16, 18 und von der ersten Diode 39, 41 gebildeten Masche.
Die dritte Diode 59, 61 dient, wie im allgemeinen Teil der Beschreibung bereits beschrieben, dazu, nach dem Wiedereinschalten des MOSFET 15, 17 eine zu hohe Spannung an dem ausgeschalteten 'Schalttransistor 43, 45 zu verhindern. Nimmt das Potenzial an dem Gate-Anschluss 23, 25 höhere Werte an als das höhere Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34, beginnt ein Strom durch die dritte Diode 59, 61 zu fließen und baut die zu hohe Spannung ab.
Die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung 91 mit daran angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke 13 weist weitgehende Gemeinsamkeiten mit der in Fig. 1 dargestellten Anordnung auf. Sie weist ebenfalls eine erste Treiberschal- tung 69 und eine zweite Treiberschaltung 71 auf. Gleiche und funktionsgleiche Merkmale sind mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet und werden nicht nochmals erläutert. Dies gilt insbesondere für den Aufbau der Halbbrücke 13. Auf die Unterschiede wird im Folgenden eingegangen.
Die Unterschiede betreffen sämtlich den zwischen der Serienschaltung der Schalttransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 und dem Gate-Anschluss 23, 25 sowie dem Source-Anschluss 20, 22 liegenden Schaltungsbereich der ersten Treiberschaltung 69 bzw. der zweiten Treiberschaltung 71.
Die gemeinsame Emitterstrecke 16, 18 der beiden Schaltransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 ist über die Induktivität 35, 37 und über einen dazu in Reihe geschalteten Widerstand 83, 85 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Beide Seiten des Widerstandes 83, 85 sind jeweils über eine Diode 87, 89 bzw. 79, 81 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden, wobei ein Stromfluss von dem Widerstand 83, 85 zu dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die Diode 87, 89 bzw. 79, 81 gesperrt ist. Die Dioden 87, 89 bzw. 79, 81 dienen dem selben Zweck wie die Diode 59, 61 aus Fig. 1.
Weiterhin ist zwischen dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 und der gemeinsamen Emitterstrecke 16, 18 eine weitere Diode 75, 77 geschaltet, wobei ein Stromfluss von dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 zu der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die weitere Diode 75, 77 gesperrt ist.
Entsprechend der Erläuterung im allgemeinen Teil der Be- Schreibung dient die weitere Diode 75, 77 dazu, dass die
Spannung zwischen der gemeinsamen Emitterstrecke 16, 18 und dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 nicht so groß wird, dass der mit dem höheren Potenzial verbundene Schalttransistor 47, 49 unbeabsichtigt eingeschaltet wird. Dies kann insbesondere dann auftreten, wenn die Spannung UGS. negative Werte annimmt. Der Schalttransistor 47, 49 könnte dann mit Erreichen einer Schwellenspannung einen Verluststrom führen, der so groß ausfällt, dass die Schwellenspannung erhalten wird und nicht überschritten wird.
Vorgänge in der Schaltungsanordnung 91 beim Ausschalten des MOSFET 15, 17 werden im Folgenden auch unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben. Dabei wird wiederum nur auf die Unterschiede zu der Schaltungsanordnung 1 eingegangen.
Mit dem Ausschalten des MOSFET 15, 17 fließt auf Grund der Induktivität 35, 37 nicht sofort ein hoher Strom aus dem Gate heraus, sondern beginnt der Strom etwa entsprechend dem Verlauf einer Sinuskurve anzusteigen. Dementsprechend nimmt die Spannung UGS wiederum ähnlich wie bei einer Cosinuskurve ab (Fig. 4) . Jedoch ist im Unterschied zu der Schaltungsanord- nung 1 gemäß Fig. 1 keine unmittelbar zwischen den Gate- Anschluss 23, 25 und den Source-Anschluss 20, 22 geschaltete Diode 39, 41 vorgesehen. Es kann daher nicht in gleicher Weise ein Strom zirkulieren. Dennoch wird, nachdem die Strecke Drain-Source des MOSFET 15, 17 ab Erreichen der Schwellen- Spannung Uth elektrisch nicht-leitend geworden ist, ein unerwünschtes Wiederaufladen des Gate verhindert. Dabei wirken die Induktivität 35, 37 und der Widerstand 83, 85 zusammen.
Der Widerstand 83, 85 dämpft eine Schwingung eines unter an- derem durch die Induktivität 35, 37 und durch die in dem
MOSFET 15, 17 vorhandene Kapazität zwischen Gate und Source gebildeten Schwingkreises in dem Sinne, dass die Spannung UGS nach dem Erreichen negativer Werte und vor einem erneuten Einschalten des MOSFET 15, 17 nicht wieder positive Werte an- nimmt, sondern sich allmählich null nähert. Dies gilt jedenfalls dann, wenn im ausgeschalteten Zustand des MOSFET 15, 17 zwischen Source und Drain keine oder nur eine kleine Span- nungsflanke auftritt. Wenn eine große Spannungsflanke auftritt, kann Spannung UGS wieder positive Werte annehmen, die jedoch geringer als ohne die beschriebenen Maßnahmen ausfallen.
Dementsprechend fließt der Strom durch die Induktivität 35, 37 auf Grund deren stabilisierender Wirkung weiterhin, auch nachdem die Spannung UGS negative Werte angenommen hat, von dem Gate weg. Erst wenn die Spannung UGS ihr Minimum erreicht hat, kehrt sich die Stromrichtung wieder um. Der Strom nimmt über einen langen Zeitraum hinweg auf null ab, bis der MOSFET 15, 17 wieder eingeschaltet wird.
Zusammenfassend ist festzustellen, dass durch eine Induktivi- tat in der Gateleitung wirksam ein Aufladen des Gate vor dem Wiedereinschalten des Feldeffekttransistors verhindert werden kann.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung (1; 91) zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke (13) durch Pulsweitenmodulation, insbesonde- re im Synchrongleichrichtungsbetrieb, mit
- einem ersten Anschluss (23, 25) zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung (1; 91) an einen isolierten Steueranschluss eines Brückenventils (15, -17) der Halbbrücke (13), - einem zweiten Anschluss (20, 22) zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung (1; 91) an einen weiteren Anschluss, insbesondere einen Source-Anschluss, des Brückenventils (15, 17),
- einer elektrischen Leitung (16, 18), die den ersten An- schluss (23, 25) und den zweiten Anschluss (20, 22) elektrisch miteinander verbindet, und
- einem durch pulsweitenmodulierte Signale ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil (43, 45), wobei das elektrische Ventil (43, 45) in der elektrischen Leitung (16, 18) angeordnet ist, sodass ein Stromfluss durch die Leitung (16, 18) freigebbar und sperrbar ist, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h zumindest ein induktives Bauelement (35, 37) in der Leitung (16, 18), sodass ein zeitlicher Verlauf eines elektrischen Stromflusses in der Leitung (16, 18) zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vorhandenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements (35, 37) beein- flusst wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Induktivität des einen induktiven Bauelements (35, 37) oder der mehreren induktiven Bauelemente in der Leitung (16, 18) insgesamt zumindest 500 nH beträgt, vorzugsweise zumindest 2 μH beträgt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das zumindest eine induktive Bauelement (35, 37) einen aus ferri- und/oder ferromagnetischem Material bestehenden Bereich aufweist .
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wo- bei ein elektrisches Einwegventil (75, 77) parallel zu dem ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil (43, 45) geschaltet ist, sodass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss (23, 25) durch das elektrische Einwegventil (75, 77) zu dem zweiten Anschluss (20, 22) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil (75, 77) möglich ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zwischen den ersten Anschluss (23, 25) und den zweiten Anschluss (20, 22) ein elektrisches Einwegventil (39, 41) geschaltet ist, sodass das ein- und ausschaltbare elektrische Ventil (43, 45) , das zumindest eine induktive Bauelement (35, 37), entsprechende elektrisch verbindende Abschnitte der Leitung (16, 18) und das elektrische Einwegventil (39, 41) eine Masche bilden, und wobei das elektrische Einwegventil (39, 41) so geschaltet ist, dass ein direkter Stromfluss von dem ersten Anschluss (23, 25) durch das elektrische Einwegventil (39, 41) zu dem zweiten Anschluss (20, 22) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elekt- rische Einwegventil (39, 41) möglich ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei ein elektrisches Einwegventil (51, 53) , vorzugsweise' in Reihenschaltung mit einem Widerstand (55, 57), parallel zu dem induktiven Bauelement (35, 37) bzw. zu zumindest einem der induktiven Bauelemente geschaltet ist und wobei das e- lektrische Einwegventil (51, 53) so geschaltet ist, dass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss (23, 25) durch das elektrische Einwegventil (51, 53) zu dem zweiten Anschluss (20, 22) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil (51, 53) möglich ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei zumindest ein elektrisches Einwegventil (59, 61; 79, 81, 87, 89) zwischen den ersten Anschluss (23, 25) und das höhere Potenzial einer Gleichspannungsquelle (32, 34) geschaltet ist, wobei das elektrische Einwegventil (59, 61; 79, 81, 87, 89) so geschaltet ist, dass ein Stromfluss von dem höheren Potenzial zu dem ersten Anschluss (23, 25) durch das elektrische Einwegventil (59, 61; 79, 81, 87, 89) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elek- frische Einwegventil (59, 61; 79, 81, 87, 89) möglich ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei in der Leitung (16, 18) ein Widerstand (83, 85) in Reihe zu dem zumindest einen induktiven Bauelement (35, 37) ge- schaltet ist.
9. Verfahren zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke (13) durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchron- gleichrichtungsbetrieb, wobei beim Ausschalten eines Brücken- ventils (15, 17) der Halbbrücke (13) ein elektrischer Stromfluss zwischen einem isolierten Steueranschluss des Brückenventils (15, 17) einerseits und einem weiteren Anschluss, insbesondere einem Source-Anschluss, des Brückenventils (15, 17) bzw. einem elektrisch mit dem weiteren Anschluss der Halbbrücke (13) verbundenen Bauteil andererseits über ein induktives Bauelement (35, 37) geleitet wird, sodass ein zeitlicher Verlauf des elektrischen Stromflusses zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vorhandenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements (35, 37) beeinflusst wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei nach dem Ausschalten das elektrische Potenzial des Steueranschlusses durch den elektrischen Stromfluss in ein Potenzial mit umgekehrtem Vorzei- chen geändert wird und wobei unter Ausnutzung der Induktivität des induktiven Bauelements (35, 37) das umgekehrte Vorzeichen des Potenzials solange beibehalten wird, bis das Brü- ckenventil (15, 17) wieder eingeschaltet wird oder bis das Potenzial aufgrund kapazitiver Effekte in dem Brückenventil (15, 17) wieder sein Vorzeichen wechselt.
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