DE102005032085A1 - Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last - Google Patents

Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last Download PDF

Info

Publication number
DE102005032085A1
DE102005032085A1 DE102005032085A DE102005032085A DE102005032085A1 DE 102005032085 A1 DE102005032085 A1 DE 102005032085A1 DE 102005032085 A DE102005032085 A DE 102005032085A DE 102005032085 A DE102005032085 A DE 102005032085A DE 102005032085 A1 DE102005032085 A1 DE 102005032085A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
terminal
vbat
current
voltage source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE102005032085A
Other languages
English (en)
Inventor
Stephan Bolz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Priority to DE102005032085A priority Critical patent/DE102005032085A1/de
Priority to FR0606127A priority patent/FR2888392A1/fr
Priority to US11/483,696 priority patent/US7208848B2/en
Publication of DE102005032085A1 publication Critical patent/DE102005032085A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1805—Circuit arrangements for holding the operation of electromagnets or for holding the armature in attracted position with reduced energising current
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F2007/1888—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings using pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1805—Circuit arrangements for holding the operation of electromagnets or for holding the armature in attracted position with reduced energising current
    • H01F7/1811—Circuit arrangements for holding the operation of electromagnets or for holding the armature in attracted position with reduced energising current demagnetising upon switching off, removing residual magnetism
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1555—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only for the generation of a regulated current to a load whose impedance is substantially inductive

Abstract

Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last (L1), welche in der Einschaltphase mit einer erhöhten Versorgungsspannung und in der Haltephase statisch oder im PWM-Betrieb mit der Bordspannung betrieben wird, mit einem zwischen der Bordspannungsquelle und der induktiven Last liegenden Transistor als Schalter, wobei mit diesem Transistor ein weiterer Transistor in Reihe geschaltet ist, und sowohl die Sourceanschlüsse als auch die Gateanschlüsse beider Transistoren miteinander verbunden sind, und wobei durch die Substratdioden beider Transistoren ungewollte Stromflüsse verhindert werden.

Description

  • In der Kraftfahrzeug-Elektronik werden zunehmend schnell schaltende induktive Lasten erforderlich. Typische Anwendungsbeispiele sind elektromagnetische Kraftstoff-Einspritzventile für Diesel- oder Benzin-Motoren (Hochdruck-Direkt-Einspritz-Systeme Pumpe-Düse, HPDI), Dreiphasen-Frequenzumrichter zum Betrieb von Elektromotoren/Generatoren mit elektronischer Kommutierung (ISG), bidirektionale DC/DC-Konverter (z.B. 14/42 V für integrierte Starter-Generatoren ISG) oder elektromagnetische Ventiltriebe (EVT).
  • Für Betriebsspannungen > 200 V werden als Schalter zumeist Leistungstransistoren vom Typ MOS-Fet verwendet, wobei aus Kostengründen bevorzugt N-Kanal-Typen zur Anwendung kommen. Wenn im Folgenden von „Transistor" die Rede ist, so ist jeweils ein Leistungstransistor vom Typ „N-Kanal-MOS-Fet" gemeint.
  • Beispielsweise beim Betrieb elektromagnetischer Einspritzventile ist zum Einschalten ein schneller Stromanstieg wünschenswert, was aber wegen der dem Ventil eigenen Induktivität nur mit einer gegenüber der üblicherweise 12 V-Bordnetzspannung Vbat erhöhten Betriebsspannung V+ möglich ist. Nach Erreichen eines vorgegebenen Stromwertes wird der Ventilstrom durch PWM-Betrieb (Puls-Weiten-Modulation) auf einen ebenfalls vorgegebenen, niedrigeren Wert geregelt.
  • Eine für diese Betriebsweise geeignete, bekannte prinzipielle Schaltung ist in 1 dargestellt. In 2a ist der Spannungsverlauf und in 2b der Stromverlauf eines Schaltvorgangs dargestellt.
  • Die Spule L1 eines nicht weiter dargestellten Kraftstoff-Einspritzventils kann mittels eines ersten Transistors T1 mit der erhöhten Versorgungsspannung V+ und mittels eines zweiten Transistors T2 mit Bezugspotential verbunden werden. Zwischen den Sourceanschluss des ersten Transistors T1 und Bezugspotential ist eine vom Bezugspotential zum Sourceanschluss hin stromleitende Freilaufdiode D1 geschaltet, und zwischen den Drainanschluss des zweiten Transistors T2 und die erhöhte Betriebsspannung V+ ist eine vom Drainanschluss zum Pluspol der erhöhten Betriebsspannung V+ hin stromleitende Rekuperationsdiode D2 geschaltet.
  • Bei Beginn eines Einschaltvorganges werden beide Transistoren T1 und T2 stromleitend geschaltet. An der Spule L1 liegt nun die erhöhte Versorgungsspannung V+ an (2a) und der Strom durch die Spule steigt schnell an (2b).
  • Bei Erreichen eines oberen Stromsollwertes wird der erste Transistor T1 nicht leitend geschaltet und der Spulenstrom fließt nun durch die Freilaufdiode D1 und den zweiten Transistor T2, wobei er langsam abnimmt. Erreicht der Strom nun einen unteren Sollwert, so wird der erste Transistor T1 wieder stromleitend geschaltet, woraufhin der Spulenstrom abermals ansteigt. Durch wiederholtes Leitend- und Nichtleitend-Schalten des ersten Transistors T1 kann so der Spulenstrom während der Einschaltdauer des Ventils auf einem annähernd konstanten Wert gehalten werden. Zum Ende der Einschaltdauer werden beide Transistoren T1 und T2 gleichzeitig nicht leitend geschaltet, worauf sich die Spule L1 über die beiden Dioden D1, D2 in die Energiequelle V+ entlädt.
  • Nachteile bei dieser Schaltungsanordnung sind
    • – ein vergleichsweise schlechter Wirkungsgrad, da die erhöhte Versorgungsspannug V+ erst mittels eines Schaltreglers aus der Bordnetzspannung (Vbat = 12 V) generiert werden muss und beim Schaltvorgang hohe Spannung und hoher Strom gleichzeitig am ersten Transistor T1 anliegen (Schaltverluste);
    • – die hohe Momentanleistung am ersten Transistor T1 erfordert sehr kurze Schaltzeiten, was sich wiederum bei der EMV-Abstrahlung (elektromagnetische Verluste) negativ bemerkbar macht. Selbst mit zusätzlichen, kostspieligen Maßnahmen wie Abschirmung des Kabelbaumes zum Kraftstoff-Einspritzventil hin sind die geforderten Grenzwerte nur schwer einzuhalten;
    • – es ist ein leistungsstarker, teurer Schaltregler (nicht dargestellt) zur Erzeugung der erhöhten Versorgungsspannung V+ aus der Bordnetzspannung Vbat erforderlich, da er die gesamte Leistung zum Betrieb des Ventils liefern muss.
  • Deshalb werden bevorzugt Schaltungen eingesetzt, die eine funktionale Trennung von schnellem Stromaufbau aus einer erhöhten Versorgungsspannung V+ zu Beginn des Einschaltens und der Versorgung mit dem (niedrigeren) Betriebsstrom während der sog. Haltephase aus einer niedrigeren Spannung, beispielsweise der Bordspannung Vbat, ermöglichen.
  • In 3 ist eine für eine solche Betriebsweise geeignete, weitere bekannte, prinzipielle Schaltung dargestellt. 4a zeigt den Spannungsverlauf und 4b den Stromverlauf eines Schaltvorgangs bei statischem Betrieb, während 5a den Spannungsverlauf und 5b den Stromverlauf eines Schaltvorgangs bei PWM-Betrieb zeigt.
  • Bei dieser Schaltung nach 3 sind die Bauelemente T1, T2, D1, D2, L1 und V+ wie bei der Schaltung nach 1 angeordnet. Zusätzlich ist zwischen Bezugspotential und dem Sourceanschluss des ersten Transistors T1 eine Reihenschaltung der Bordspannungsquelle Vbat, eines dritten Transistors T3 und einer dritten Diode D3 eingefügt.
  • Der Minuspol der Bordspannungsquelle Vbat liegt auf Bezugspotential, der Pluspol ist mit dem Drainanschluss des dritten Transistors T3 verbunden, und die dritte Diode D3 ist vom Sourceanschluss des dritten Transistors T3 zum Sourceanschluss des ersten Transistor T1 stromleitend.
  • Zu Beginn des Schaltvorganges werden der erste und zweite Transistor T1 und T2 stromleitend geschaltet. Strom fließt nun von der Versorgungsspannungsquelle V+ durch die Spule L1. Bei Erreichen eines oberen Stromsollwertes (4b) wird der erste Transistor T1 nicht leitend und der dritte Transistor T3 stromleitend geschaltet, wobei der Strom nun von der Bordspannungsquelle Vbat (4a) durch den dritten Transistor T3, die dritte Diode D3, die Spule L1, den zweiten Transistor T2 und zurück zur Bordspannungsquelle Vbat fließt.
  • Der Spulenstrom hängt von der Bordspannung Vbat, der Flussspannung der dritten Diode D3 und der Summe der Widerstände im Strompfad ab (Spulenwiderstand, Leitungs- und Kontaktübergangswiderstände, Einschaltwiderstände der Transistoren etc.). IL1 = (Vbat – VD3)/ΣRi
  • Da in der Praxis sowohl die Bordspannung Vbat, als auch die Summe der Widerstände erheblich variieren, ist eine Regelung des Spulenstromes auf diese Art nur schwer möglich.
  • Der dritte Transistor T3 wird deshalb während der Haltephase zumeist nicht statisch stromleitend geschaltet, sondern periodisch leitend- und nicht leitend geschaltet (5a), wodurch sich in der Spule L1 ein mittlerer Stromwert einstellt (5b). Durch geeignete Variation des Tastverhältnisses lässt sich so der gewünschte Stromwert regeln.
  • Insgesamt hat dieses Schaltungskonzept zur Betätigung von Magnetventilen gegenüber der Schaltung nach 1 einige Vorteile:
    • – der Wirkungsgrad des nicht dargestellten Schaltreglers, der die erhöhte Versorgungsspannung V+ aus der Bordnetzspannung Vbat erzeugt, spielt eine geringere Rolle, da die erhöhte Versorgungsspannung V+ nur während des Stromaufbaus belastet wird;
    • – der Schaltregler kann dadurch wesentlich kleiner und kostengünstiger gestaltet werden;
    • – die hohe Momentanleistung am ersten Transistor T1 tritt nur einmal beim Nichtleitendschalten auf. Da der dritte Transistor T3 aus einer wesentlich niedrigeren Spannung (hier der Bordspannung Vbat) gespeist wird, sind die Schaltverluste entsprechend geringer;
    • – dies erlaubt eine wesentliche Erhöhung der Schaltzeiten, was sich positiv bei der EMV-Abstrahlung bemerkbar macht;
    • – die zusätzliche, kostspielige Abschirmung des Kabelbaumes zum Kraftstoff-Einspritzventil kann entfallen und die geforderten EMV-Grenzwerte sind wesentlich leichter einzuhalten.
  • Der dritte Transistor T3 ist, wie alle anderen Transistoren, als MOS-Fet ausgeführt, da wegen des sehr kleinen Einschaltwiderstandes die Verlustleistung gering ist. Allerdings haben MOS-Fets eine bisher noch nicht erwähnte, intrinsische Substratdiode, die im Normalbetrieb aber in Sperrrichtung betrieben wird und nicht weiter stört. In der Zeichnung sind diese Substratdioden dargestellt, allerdings, weil zum jeweiligen Transistor gehörend, ohne eigene Bezugszeichen.
  • Bei einem Schaltungskonzept mit Doppelspannungsversorgung bedeutet dies aber, dass bei eingeschaltem ersten Transistor T1 die Spannung and der Spule L1 wesentlich höher ist als die Bordnetzspannung Vbat.
  • Ohne die dritte Diode D3 würde nun aber die Substratdiode des – stromsperrenden – dritten Transistors T3 in Flussrichtung betrieben werden und ein erheblicher Strom von der erhöhten Versorgungsspannung V+ durch die Transistoren T1 und T3 zur Bordspannung Vbat fließen. Dies hätte die Zerstörung dieser Transistoren zur Folge, was aber durch die sperrende dritte Diode D3 verhindert wird.
  • Da nun aber der Spulenstrom, wenn der dritte Transistor T3 in der Haltephase stromleitend geschaltet ist, durch die Diode D3 fließt, entsteht in dieser eine erhebliche Verlustleistung. Dies führt in der Praxis dazu, dass die Diode D3 das thermisch am höchsten belastete Bauteil der gesamten Schaltung ist, was wiederum erhebliche Folgeaufwände bei der Entwärmung nach sich zieht.
  • Dieses Problem wurde bisher dadurch gelöst, dass als Diode D3
    • – eine Schottkydiode mit geringerer Flussspannung (dies ist allerdings dadurch eingeschränkt, dass Hochstrom-Schottkydioden mit entsprechender Sperrspannung kaum verfügbar sind, dass ihr Sperrstrom bei erhöhter Temperatur stark ansteigt und dass diese Dioden sehr kostspielig sind),
    oder
    • – eine Leistungsdiode mit entsprechenden Gehäuseform (beispielsweise TO220) und einer aufwendigen Entwärmung zum Gerätegehäuse hin
    verwendet wurde.
  • Aufgabe der Erfindung ist es, die durch die dritte Diode D3 entstehende Verlustleistung und erhöhte Kosten zu reduzieren.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Vorrichtung gemäß den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst.
  • Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
    •
  • Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nachstehend anhand einer schematischen Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:
  • 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer bekannten, prinzipiellen Schaltung zur Leistungsverringerung beim Betrieb induktiver Lasten,
  • 2a den Spannungsverlauf eines Schaltvorgangs der Schaltung nach 1,
  • 2b den Stromverlauf eines Schaltvorgangs der Schaltung nach 1,
  • 3 ein zweites Ausführungsbeispiel einer weiteren, bekannten, prinzipiellen Schaltung zur Leistungsverringerung beim Betrieb induktiver Lasten,
  • 4a den Spannungsverlauf eines statischen Schaltvorgangs der Schaltung nach 3 oder 6,
  • 4b den Stromverlauf eines statischen Schaltvorgangs der Schaltung nach 3 oder 6,
  • 5a den Spannungsverlauf eines pulsweitenmodulierten Schaltvorgangs der Schaltung nach 3 oder 6,
  • 5b den Stromverlauf eines pulsweitenmodulierten Schaltvorgangs der Schaltung nach 3 oder 6, und
  • 6 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen, prinzipiellen Schaltung zur Leistungsverringerung beim Betrieb induktiver Lasten.
  • Die Lösung der oben genannten Aufgabe besteht darin, dass die dritte Diode D3 durch einen invers zum dritten Transistor T3 betriebenen vierten MOS-Fet-Transistor T4 ersetzt wird. Durch die inverse Anordnung des Transistors T4 zum dritten Transistor T3 wird die Substratdiode des Transistors T6 bei eingeschaltetem Transistor T1 – in der Einschaltphase – stromsperrend betrieben.
  • 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung. Die prinzipielle Schaltung dieses Ausführungsbeispiels entspricht im wesentlichen der Schaltung nach 3, nur dass die dritte Diode D3 durch den invers zu Transistor T3 betriebenen vierten Transistor T4 ersetzt ist.
  • Der Sourceanschluss des vierten Transistors T4 ist mit dem Sourceanschluss des dritten Transistors T3 verbunden, während der Drainanschluss des vierten Transistors T4 mit dem Sourceanschluss des ersten Transistors T1 verbunden ist.
  • Die Gateanschlüsse der beiden Transistoren T3 und T4 sind miteinander verbunden und werden von einer gemeinsamen, nicht dargestellten Signalquelle angesteuert.
  • Spannungs- und Stromverlauf bei einem Schaltvorgang der Schaltung nach 6 entspricht dem Spannungs- und Stromverlauf bei einem Schaltvorgang der Schaltung nach 3.
  • So zeigt 5a den Spannungsverlauf und 5b den Stromverlauf eines Schaltvorgangs bei PWM-Betrieb.
  • Ist die Schaltung jedoch statisch betrieben, so sind 4a und 4b gültig.
  • Nachfolgend wird die Funktion der Schaltung bei PWM-Betrieb beschrieben.
  • Zu Beginn eines Schaltvorgangs werden der erste und der zweite Transistor T1 und T2 stromleitend geschaltet. An der Spule L1 liegt die erhöhte Versorgungsspannung V+. Strom fließt von der Versorgungsspannungsquelle V+ durch die Spule L1.
  • Die Substratdiode des vierten Transistors T4 verhindert, dass Strom von der Versorgungsspannungsquelle V+ auch zur Bordspannungsquelle Vbat fließen kann.
  • Ist ein gewünschter Betriebsstromwert in der Spule L1 erreicht (5b), so wird der erste Transistor T1 nicht leitend, worauf der durch die Spule L1 fließende Strom langsam abnimmt.
  • Jetzt verhindert die Substratdiode des nicht leitenden ersten Transistors T1, dass Strom von der Versorgungsspannungsquelle V+ auch zur Bordspannungsquelle Vbat fließen kann.
  • Erreicht der Strom nun einen unteren Sollwert, so wird der dritte Transistor T3 und mit ihm der vierte Transistor T4 bei hoher Gate-Source-Spannung (z.B. 10 V) stromleitend geschaltet, wobei der Strom nun von der Bordspannungsquelle Vbat durch den dritten Transistor T3, den vierten Transistor T4, die Spule L1, den zweiten Transistor T2 und zurück zur Bordspannungsquelle Vbat fließt und wieder langsam ansteigt.
  • Durch wiederholtes Leitend- und Nichtleitend-Schalten (Nichtleitend-Schalten bei niedriger Gate-Source-Spannung, z.B. 0 V) der beiden Transistoren T3, T4 kann so der Spulenstrom während der Haltedauer des Ventils auf einem annähernd konstanten Wert gehalten werden. Zum Ende der Einschaltdauer werden alle vier Transistoren T1 bis T4 gleichzeitig nicht leitend geschaltet, worauf sich die Spule L1 über die Freilaufdiode D1 und die Rekuperationsdiode D2 in die Energiequelle V+ entlädt.
  • Sind T3 und T4 nicht leitend geschaltet, so
    • – verhindert die Substratdiode von Transistor T3 bei niedriger Spannung an der Spule L1 (erster Transistor T1 nicht leitend geschaltet) einen Stromfluss von der Bordspannungsquelle Vbat zur Spule L1,
    • – verhindert die Substratdiode von Transistor T4 bei hoher Spannung an der Spule L1 (erster Transistor T1 leitend geschaltet) einen Stromfluss von der Versorgungsspannungsquelle V+ zur Bordspannungsquelle Vbat.
  • Gemäß einer durchgeführten Messung an einer Schaltung nach 6 reduzierte sich durch den Ersatz einer Diode D3 durch einen erfindungsgemäß verwendeten invers betriebenen Transistor T4 die Verlustleistung an diesem Transistor T4 um 63.7%, wobei für den Vergleich als Diode D3 bereits eine Hochstrom-Schottkydiode herangezogen wurde!
  • Die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltung nach 6 gegenüber einer Schaltung nach 3 sind folgende:
    • – es entsteht weniger Verlustleistung im Transistor T4 als in einer Diode D3, da der Spannungsabfall am Einschaltwiderstand eines MOS-Fet (T4) geringer als die Flussspannung einer Diode (D3) ist;
    • – es sind keine weiteren Bauteile erforderlich, da für die Ansteuerung des Transistors T4 die Ansteuerschaltung des Transistors T3 mit genutzt werden kann;
    • – die Schaltung ist kostengünstiger, da die teure Diode D3 durch einen preiswerteren MOS-Fet T4 ersetzt wird;
    • – die Schaltung ist kostengünstiger, da ein einfacheres Entwärmungskonzept verwendet werden kann;
    • – die Schaltung ist kostengünstiger, da die MOS-Fets T3 und T4 vom gleichen Typ sein können, was Fertigungsvorteile beim Bestücken bringt (Gleichteilekonzept).

Claims (4)

  1. Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last (L1), deren erster Anschluss mit dem Sourceanschluss eines ersten Transistors (T1) verbunden ist, dessen Drainanschluss mit dem Pluspol einer Spannungsquelle (V+) mit einer gegenüber einer Bordspannung (Vbat) erhöhten Versorgungsspannung verbunden ist, und deren zweiter Anschluss mit dem Drainanschluss eines zweiten Transistors (T2) verbunden ist, dessen Sourceanschluss mit Bezugspotential (GND) – dem Minuspol der Spannungsquelle (V+) – verbunden ist, wobei eine vom Bezugspotential (GND) zum ersten Anschluss der induktiven Last (L1) hin stromleitende Freilaufdiode (D1) vorgesehen ist, wobei eine vom zweiten Anschluss der induktiven Last (L1) zum Pluspol der Spannungsquelle (V+) hin stromleitende Rekuperationsdiode (D2) vorgesehen ist, wobei zwischen Bezugspotential (GND) und dem ersten Anschluss der induktiven Last (L1) eine Reihenschaltung der Bordspannungsquelle (Vbat) und eines dritten Transistors (T3) angeordnet ist, und wobei der Minuspol der Bordspannungsquelle (Vbat) auf Bezugspotential (GND) liegt und der Pluspol mit dem Drainanschluss des dritten Transistors (T3) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem dritten Transistor (T3) und dem ersten Anschluss der induktiven Last (L1) ein vierter Transistor (T4) eingefügt ist, dessen Sourceanschluss mit dem Sourceanschluss des dritten Transistors (T3) verbunden ist, dessen Drainanschluss mit dem Pluspol der Bordspannungsquelle (Vbat) verbunden ist, und dessen Gateanschluss mit dem Gateanschluss des dritten Transistors (T3) verbunden ist.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistoren (T1 bis T4) vom Typ „Leistungs-MOS-Fet" sind.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei hoher Spannung an der Last (L1) (Transistor T1 stromleitend, Transistoren T3 und T4 nicht leitend) die Substratdiode des vierten Transistors (T4) einen Stromfluss von der Versorgungsspannungsquelle (V+) zur Bordspannungsquelle (Vbat) verhindert, und dass bei niedriger Spannung an der Last (L1) (Transistoren T1, T3 und T4 nicht leitend) die Substratdiode des dritten Transistors (T3) einen Stromfluss von der Bordspannungsquelle (Vbat) zur Last (L1) verhindert.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (T1) nur stromleitend gesteuert werden darf, wenn der zweite und der dritte Transistor (T3 und T4) nicht leitend sind, und dass der zweite und der dritte Transistor (T3 und T4) nur stromleitend gesteuert werden dürfen, wenn der erste Transistor (T1) nicht leitend ist.
DE102005032085A 2005-07-08 2005-07-08 Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last Withdrawn DE102005032085A1 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005032085A DE102005032085A1 (de) 2005-07-08 2005-07-08 Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last
FR0606127A FR2888392A1 (fr) 2005-07-08 2006-07-05 Dispositif pour reduire la puissance lors de l'exploitation d'une charge inductive.
US11/483,696 US7208848B2 (en) 2005-07-08 2006-07-10 Device for power reduction during the operation of an inductive load

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005032085A DE102005032085A1 (de) 2005-07-08 2005-07-08 Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE102005032085A1 true DE102005032085A1 (de) 2007-01-18

Family

ID=37563395

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102005032085A Withdrawn DE102005032085A1 (de) 2005-07-08 2005-07-08 Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7208848B2 (de)
DE (1) DE102005032085A1 (de)
FR (1) FR2888392A1 (de)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2065905A1 (de) 2007-11-29 2009-06-03 Finsecur S.A. Verfahren und Vorrichtung zum Verschließen einer Brandschutztür
DE102009000721A1 (de) * 2009-02-09 2010-08-12 Zf Friedrichshafen Ag Ansteuerschaltung für eine Getriebebremse
DE102011085085A1 (de) 2011-10-24 2013-04-25 Continental Automotive Gmbh Schaltungsanordnung zum Zuführen von Energie zur induktiven Erwärmung zu einem Kraftstoffeinspritzventil
DE102021201015A1 (de) 2021-02-04 2022-08-04 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011089228A1 (de) * 2011-12-20 2013-06-20 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung zum Ansteuern elektrisch betätigbarer Ventile in verschiedenen Betriebsarten
DE102013009801A1 (de) * 2013-06-12 2014-12-18 Audi Ag Kraftfahrzeug mit zwei Bordnetzen mit unterschiedlichen Bordnetzspannungen
DE102018211411A1 (de) * 2017-12-14 2019-06-19 Conti Temic Microelectronic Gmbh Verfahren zum Betrieb eines Spannungswandlers, Spannungswandler

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0865150A2 (de) * 1997-03-12 1998-09-16 Ascom FRAKO GmbH Schaltung zur stufenlosen direkten oder indirekten Variation des durch einen von einer Netz-Gleich- oder Wechselspannung oder einer beliebigen Kombination derselben betriebenen Verbraucher fliessenden Gleich- und/oder Wechselstroms

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3224744B2 (ja) * 1996-07-08 2001-11-05 富士通株式会社 降圧型ｄｃ−ｄｃレギュレータ

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0865150A2 (de) * 1997-03-12 1998-09-16 Ascom FRAKO GmbH Schaltung zur stufenlosen direkten oder indirekten Variation des durch einen von einer Netz-Gleich- oder Wechselspannung oder einer beliebigen Kombination derselben betriebenen Verbraucher fliessenden Gleich- und/oder Wechselstroms

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2065905A1 (de) 2007-11-29 2009-06-03 Finsecur S.A. Verfahren und Vorrichtung zum Verschließen einer Brandschutztür
FR2924527A1 (fr) * 2007-11-29 2009-06-05 Finsecur Soc Par Actions Simpl Procede et dispositif de fermeture de porte coupe-feu
DE102009000721A1 (de) * 2009-02-09 2010-08-12 Zf Friedrichshafen Ag Ansteuerschaltung für eine Getriebebremse
DE102011085085A1 (de) 2011-10-24 2013-04-25 Continental Automotive Gmbh Schaltungsanordnung zum Zuführen von Energie zur induktiven Erwärmung zu einem Kraftstoffeinspritzventil
WO2013060632A1 (de) 2011-10-24 2013-05-02 Continental Automotive Gmbh Schaltungsanordnung zum zuführen von energie zur induktiven erwärmung zu einem kraftstoffeinspritzventil
DE102011085085B4 (de) * 2011-10-24 2014-04-03 Continental Automotive Gmbh Schaltungsanordnung zum Zuführen von Energie zur induktiven Erwärmung zu einem Kraftstoffeinspritzventil
DE102021201015A1 (de) 2021-02-04 2022-08-04 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils
WO2022167023A1 (de) 2021-02-04 2022-08-11 Continental Automotive Technologies GmbH Verfahren zur ansteuerung eines elektrischen magnetventils

Also Published As

Publication number Publication date
FR2888392A1 (fr) 2007-01-12
US20070007930A1 (en) 2007-01-11
US7208848B2 (en) 2007-04-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19732828C2 (de) Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Leuchtdioden-Arrays
DE102007006179B4 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer induktiven Last
EP1620947A2 (de) Betrieb einer halbbrücke, insbesondere einer feldeffekttransistor-halbbrücke
DE102006047243A1 (de) Bordnetz mit mindestens einem Leistungstransistor und Verfahren zum Schutz eines Bordnetzes
WO2000044048A1 (de) Hybrid-leistungs-mosfet
DE10344572A1 (de) Gateansteuerungseinrichtung zur Reduktion einer Stoßspannung und einem Schaltverlust
DE102005032085A1 (de) Vorrichtung zur Leistungsverringerung beim Betrieb einer induktiven Last
DE102011009672A1 (de) Elektrische Heizung, Fahrzeug mit elektrischer Heizung sowie Verfahren zum Steuern einer elektrischen Heizung
DE102005027442B4 (de) Schaltungsanordnung zum Schalten einer Last
DE3835662A1 (de) Vorrichtung zur ansteuerung induktiver verbraucher in einem kraftfahrzeug
DE10252827B3 (de) Schaltungsanordnung zur schnellen Ansteuerung insbesondere induktiver Lasten
DE102007001414B3 (de) Schaltungsanordnung sowie Verfahren zum Betrieb einer induktiven Last
EP2449239B1 (de) Ansteuerschaltung für mehrere induktive lasten und verfahren für eine ansteuerung von induktiven lasten
DE102005009465A1 (de) Transistoranordnung für Gleich- und Wechselrichter
DE102019005176A1 (de) Buck-boost-wandler sowie verfahren und treiber zu deren steuerung
DE102016213200B4 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer induktiven Last
DE102018213130A1 (de) Elektrisches Bordnetz und Kraftfahrzeug mit einem solchen Bordnetz
EP2945288B1 (de) Schaltungsanordnung und verfahren zum ansteuern eines halbleiterschaltelements
EP3931963B1 (de) Leistungselektronische vorrichtung und verfahren zur elektrischen spannungsversorgung einer treiberschaltung eines leistungshalbleiterschalters
DE10120944B4 (de) Steuerschaltung für Piezoaktoren, insbesondere Piezoventile
EP1326338B1 (de) Vorrichtung zur Ansteuerung eines elektrischen Leistungsbauelements
EP0450126B1 (de) Schutz- und Überwachungseinrichtung für eine Pulswiderstandsanordnung eines Spannungszwischenkreisumrichters
EP1038353A1 (de) Schaltungsanordnung zum getakteten ansteuern einer last
EP2474088A2 (de) Vorrichtung zum ansteuern eines elektromotors mit einem gepulsten ansteuersignal
DE102018211427A1 (de) Elektrisches Koppeln zweier Gleichspannungsnetze

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
8139 Disposal/non-payment of the annual fee