WO2022167023A1 - Verfahren zur ansteuerung eines elektrischen magnetventils - Google Patents

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WO2022167023A1
WO2022167023A1 PCT/DE2021/200230 DE2021200230W WO2022167023A1 WO 2022167023 A1 WO2022167023 A1 WO 2022167023A1 DE 2021200230 W DE2021200230 W DE 2021200230W WO 2022167023 A1 WO2022167023 A1 WO 2022167023A1
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solenoid valve
switching means
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supply voltage
ground potential
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Christoph Löffler
Lorenz Weber
Else Maul
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Continental Automotive Technologies GmbH
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Definitions

  • Electric solenoid valves have been known for decades and are used in motor vehicles in brake systems and for chassis control, for example for adapting the damper behavior.
  • Solenoid valves represent an essentially inductive electrical load, which, as is known, reacts with a corresponding delay to voltage changes and, in particular, has the known lag behavior and induction of a countervoltage even when the supply voltage is switched off.
  • the solenoid valve is often used in a highly dynamic working environment, which on the one hand requires the specified position of the solenoid valve to be reached and maintained very quickly, and on the other hand is exposed to significantly fluctuating loads on the working medium controlled by the valve, so that the solenoid valve is exposed to this Changes in the working medium is exposed to constant impulses, which in turn have to be compensated for by the electrical control.
  • DE 10 2005 032 085 A1 shows in FIG. 1 a generally suitable circuit arrangement made up of transistors T1 and T2 and diodes D1 and D2 and describes in para Adjustment of the working point.
  • the transistor T2 is not used to regulate the operating point and is therefore also not pulse-width modulated.
  • DE 10 2005 032 085 A1 teaches as a further development a circuit arrangement according to FIG. 3 with an additional switching means T3 and a further freewheeling diode D3, which, instead of the supply voltage V+, also switches on the on-board voltage source Vbat as an alternative, also on the high side of the inductive load under PWM control becomes.
  • US Pat. No. 5,940,262 A also describes a control circuit for an electromagnetic device, e.g. a valve, with the corresponding two switching means and freewheeling diodes, whereby the second switching means 22, which is also arranged at ground potential, i.e. the low side, is switched on and off, but not switched in pulse-width modulated fashion.
  • an electromagnetic device e.g. a valve
  • the second switching means 22 which is also arranged at ground potential, i.e. the low side, is switched on and off, but not switched in pulse-width modulated fashion.
  • the object of the invention is to specify a method for controlling an electric solenoid valve which, on the one hand, can be used to control different operating points in a cost-effective manner and, on the other hand, quickly and yet stably.
  • a first connection of the solenoid valve can be connected to the supply voltage in a switchable manner via a first switching means and this first connection of the solenoid valve is also permanently connected to the Ground potential is connected.
  • the polarity of this 1 is of course exactly opposite to the supply voltage present when the switching means is closed. Only at This freewheeling diode becomes conductive when the supply voltage of the solenoid valve, which was previously energized via the supply voltage, is switched off and the corresponding reverse voltage induction is applied.
  • the second connection of the solenoid valve is switchably connected to ground potential via a second switching means and this second connection of the solenoid valve is permanently connected to the supply voltage via a second freewheeling diode, the polarity of which is of course the opposite of the supply voltage.
  • the solenoid valve When the second switching means is closed, the solenoid valve is adjusted in its first working direction to a predetermined position and held there, as is also customary in the prior art by pulse-width-modulated closing of the first switching means.
  • the current through the solenoid valve is measured by oversampling, ie at a sampling frequency that is preferably a multiple of the clock frequency of the pulse width modulation.
  • smoothing then takes place at least also by averaging or integration, preferably in combination with an additional filter, in particular a low-pass filter.
  • additional filter in particular a low-pass filter.
  • the combination of, for example, analog filtering with a cut-off frequency adapted to the sampling rate and subsequent additional digital smoothing by averaging or integration proves to be particularly preferred in the present application, as this on the one hand eliminates high-frequency interference from the pulse-width module level control or, for example, from vibrations in the working medium can be compensated, on the other hand the signal behavior is not delayed too much by the filtering.
  • the actual position of the solenoid valve is preferably derived indirectly from the current detected by the solenoid valve.
  • a corresponding device for controlling an electric solenoid valve with a memory with a corresponding control method and a control unit for carrying out this control method is claimed, since this represents a customary tradable unit.
  • the invention is explained in more detail below using exemplary embodiments with reference to the figures.
  • the figures each show a solenoid valve 1 with its two connections 1.1 and 1.1
  • This load circuit is connected to the 1st connection 1.1 via the 1st switching means HS to the supply voltage U and the freewheeling diode D1, which has the opposite polarity to this supply voltage U and which is permanently and firmly connected to the ground potential from the 1st connection 1.1 of the solenoid valve, in particular no parallel ones Switching means or the like are provided.
  • the 2nd freewheeling diode D2 is permanently connected to the supply voltage U, but with opposite polarity to the supply voltage U.
  • the 2nd connection 1.2 is switchably connected to the ground potential via the 2nd switching means LS.
  • the two switching means HS and LS are shown here in the figures in a sketchy manner as switches, but are of course designed as power transistors in the practical embodiment, with a decisive advantage of this circuit arrangement presented here being that only these 2 switching means are required as switching means in the load circuit shown here and just no 4 switching means, as usual in an H-bridge.
  • So-called buck converters are usually used in control units for shock absorbers in order to adjust the current of the solenoid valves.
  • the buck converter can adjust voltages approximately in the range between 0V and the supply voltage, usually the battery voltage in vehicles.
  • FIG. 1 shows how, when the second switching device LS is closed, the solenoid valve 1 is adjusted in its first working direction to a predetermined position and held there by pulse width modulated closing of the first switching device HS.
  • the current shown here in broken lines in FIG. 1 now flows from the supply voltage U via the closed HS through the solenoid valve 1 and via the closed LS.
  • a freewheeling circuit is also formed via the freewheeling diode D1, as sketched in FIG. 1 with dots.
  • the average voltage across the solenoid valve 1, ie between the connections 1.1 and 1.2, according to the selected PWM ratio reaches only a portion of the supply voltage U, or a correspondingly lower current is established.
  • the current and thus ultimately the position of the solenoid valve can be adjusted by regulating the voltage at the solenoid valve. Steep rising edges can be realized with this circuit, while the falling edges would be flat if the induced voltage could not be reduced more quickly via the freewheeling diodes.
  • a negative voltage must be applied to the solenoid valve so that the falling edge is also steeper.
  • This can be implemented by expanding the circuit, as shown in FIG.
  • both switching means HS and LS are first opened, so that the current has to flow through the coil via the power supply and the two freewheeling diodes D1 and D2.
  • the voltage from the voltage source thus counteracts the flow of current, which means that the magnetic field of the coil and the current through the coil are reduced more quickly.
  • this switch is preferably also PWM-controlled.
  • the falling edge not only becomes steeper as a result, but can also be controlled over time.
  • the freewheeling circuit shown in dotted lines in Figure 2 can become effective again by closing the second switching means LS and the voltage or the Affect current via solenoid valve 1.
  • the control algorithm is thus modified in such a way that the lower limit of the set voltage is extended from 0V to minus 11-Batt and any desired intermediate value can be set via pulse width modulation.
  • a special algorithm is used to decide which switching means, in particular power FET, is currently open, closed or clocked with a specific pulse width (PWM).
  • PWM pulse width
  • Figure 4 now outlines the particularly preferred embodiment of the current measurement, in which the current I (through the solenoid valve 1 - not shown here) by oversampling compared to the clock frequency of the pulse width modulation of the activation of at least one of the switching means and subsequent smoothing at least also by averaging or integration done.
  • 4 has a so-called “shunt”, ie the lower resistance 4.1 above, in the load circuit of the solenoid valve 1 and the voltage drop across this is detected by a differential amplifier 4.2.
  • a simple Nyquist filter 4.3 that is to say a low-pass filter, is initially connected upstream, which is based on the desired oversampling of the downstream analog/digital converter 4.4.
  • the sampling rate of the 4.4. Be greater than those interference frequencies of the PWM that are to be suppressed. This provides complete sampling of the current signal to be measured. With a correspondingly high sampling rate, however, the pre-filter 4.3 can be designed with a very wide bandwidth and react quickly to changes.
  • the cut-off frequency of the pre-filter 4.3 only has to be defined according to the Nyquist theorem based on the desired sampling rate of the oversampling.
  • a DMA 4.5 and a ring memory 4.6 and subsequent integrator or summation generator 4.7 are provided in this exemplary embodiment, with the mean value of the stream being calculated from the total value divided by the number of sampled values based on the known number of sampled values of the oversampling by the solenoid valve.
  • the DC component in the current signal is therefore determined independently of the position of the measurement window.
  • the DC component superimposed on the fluctuating current signal can thus be determined within the measurement interval plus the settling time of the Nyqu ist filter.
  • this has the further advantage that the length of the measurement interval can be adjusted via software and thus the period duration or frequency of the PWM to be filtered out.
  • it is often necessary to configure the PWM frequency customer-specifically, ie different PWM frequencies are used.
  • the proposed method it is possible to adapt a current measuring circuit once developed to different PWM frequencies by software configuration.
  • the invention presented is preferably used for a solenoid valve of an actively controllable chassis component, in particular an adaptable damper.

Abstract

Es wird ein Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils (1) beschrieben, wobei das Magnetventil (1) zwei elektrische Anschlüsse sowie elektrische Schaltmittel aufweist, wobei über die Schaltmittel zumindest einer der Anschlüsse mit einer Versorgungsspannung (U) und der jeweils andere Anschluss mit einem Massepotential verbunden werden kann, wobei durch eine pulsweitenmodulierte Ansteuerung der Schaltmittel die Position des Magnetventils steuerbar ist sowie an zumindest einem der Anschlüsse des Magnetventils zumindest eine Freilaufdiode vorgesehen ist. Dabei ist ein erster Anschluss (1.1) des Magnetventils (1) über ein erster Schaltmittel (HS) schaltbar mit der Versorgungsspannung (U) verbindbar und dieser erste Anschluss (1.1) des Magnetventils über eine erste Freilaufdiode (D1) fest mit dem Massepotential verbunden. Der zweite Anschluss (1.2) des Magnetventils ist über ein zweites Schaltmittel (LS) schaltbar mit dem Massepotential verbunden ist und dieser zweite Anschluss (1.2) des Magnetventils über eine zweite Freilaufdiode (D2) fest mit der Versorgungsspannung (U) verbunden. Um das Magnetventil schnell und effizient jedoch auch in eine der ersten entgegengesetzte zweite Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellen zu können, wird vorgeschlagen, bei geöffnetem ersten Schaltmittel (HS) durch pulsweitenmoduliertes Schließen des zweiten Schaltmittels (LS) oder bei geöffnetem zweiten Schaltmittel (LS) durch pulsweitenmoduliertes Schließen des zweiten Schaltmittels (HS) eine entsprechende Rückführung zu erreichen.

Description

Beschreibung
Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils
Elektrische Magnetventile sind seit Jahrzehnten bekannt und werden im Kraftfahrzeugbereich in Bremssystemen sowie zur Fahrwerkssteuerung, beispielsweise zur Adaption des Dämpferverhaltens, eingesetzt.
Magnetventile stellen dabei eine im Wesentlichen induktive elektrische Last dar, welche bekanntermaßen auf Spannungsänderungen entsprechend verzögert reagiert und insbesondere auch bei Abschaltung der Versorgungsspannung das bekannte Nachlaufverhalten und Induktion einer Gegenspannung aufweist.
Zudem ist zu berücksichtigen, dass das Magnetventil oft in einer hochdynamischen Arbeitsumgebung eingesetzt wird, welche zum einen ein sehr schnelles erreichen und halten der vorgegebenen soll Position des Magnetventils erfordert, andererseits erheblich schwankenden Belastungen des durch das ventilgesteuerten Arbeitsmediums ausgesetzt ist, sodass das Magnetventil durch diese Veränderungen im Arbeitsmedium dauernden Impulsen ausgesetzt ist, welche durch die elektrische Ansteuerung wiederum ausgeglichen werden müssen.
Für die Ansteuerung solcher elektrische Magnetventile sind dabei diverse Schaltungen bekannt, unter anderem die sogenannte elektrische H-Brücken- Schaltung, bei welcher jeweils für jeden der 2 Anschlüsse des Magnetventils sowohl ein elektrische Schaltmittel zur Versorgungsspannung hin als auch jeweils ein elektrische Schaltmittel zum Massepotential hin vorgesehen sind. Als elektrische Schaltmittel kommen dabei insbesondere elektrische Leistungstransistoren zum Einsatz, welche jedoch aufgrund der erforderlichen Schaltgeschwindigkeiten, der Höhe der zu schaltenden Ströme und zudem Festigkeit gegen eventuelle induzierte Spannungen immer noch kostenintensiv sind.
Durch den Einsatz von Freilaufdioden können dabei die induzierte Spannung bzw. der Stromfluss zusätzlich beeinflusst und abgeleitet werden. Die DE 10 2005 032 085 A1 zeigt in deren Figur 1 eine allgemein geeignete Schaltungsanordnung aus den Transistoren T1 und T2 und die Dioden D1 und D2 und beschreibt in Abs. [0006-0007] den allgemein bekannten Betriebsverlauf der PWM-Ansteuerung des Transistors T1 zur Einstellung des Arbeitspunkts. Der Transistor T2 wird in der DE 10 2005 032 085 A1 dabei nicht zur Regelung des Arbeitspunkts eingesetzt und daher auch nicht mit pulsweitenmoduliert. Vielmehr lehrt die DE 10 2005 032 085 A1 als Weiterbildung eine Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 mit einem zusätzlichen Schaltmittel T3 und einer weiteren Freilaufdiode D3, die anstelle der Versorgungsspannung V+ noch die Bordspannungsquelle Vbat als Alternative ebenfalls auf der Highside der induktiven Last PWM-gesteuert zugeschaltet wird.
Die US 5940262 A beschreibt ebenfalls eine Ansteuerschaltung eines elektromagnetischen Geräts, bspw Ventils mit entsprechenden zwei Schaltmitteln sowie Freilaufdioden, wobei auch dort das zweite, ebenfalls zum Massepotential, also Lowside angeordnete Schaltmittel 22 zwar grundsätzlich ein- und ausgeschaltet, nicht aber im pulsweitenmoduliert geschaltet wird.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils anzugeben, welche zum einen kostengünstig und zum anderen schnell und dennoch stabil unterschiedliche Arbeitspunkte ansteuerbar sind.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen und der Beschreibung zu entnehmen.
Dabei wird auch hier die an sich bekannte, gegenüber einer H-Brücke deutlich vereinfachte Schaltung verwendet, bei welcher ein erster Anschluss des Magnetventils über ein erster Schaltmittel schaltbar mit der Versorgungsspannung verbindbar ist und dieser erste Anschluss des Magnetventils zudem über eine erste Freilaufdiode fest mit dem Massepotential verbunden ist.
Die Polung dieser 1 . Freilaufdiode ist selbstverständlich gerade entgegengesetzt zur bei geschlossenem Schaltmittel anliegenden Versorgungsspannung. Einzig bei Abschaltung der Versorgungsspannung des zuvor über die Versorgungsspannung bestromten Magnetventils und entsprechender Gegenspannungsinduktion wird diese Freilaufdiode leitend.
Der zweite Anschluss des Magnetventils ist über ein zweites Schaltmittel schaltbar mit dem Massepotential verbunden und dieser zweite Anschluss des Magnetventils über eine zweite Freilaufdiode fest mit der Versorgungsspannung verbunden ist, wobei deren Polung natürlich gerade entgegengesetzt zur Versorgungsspannung ist.
Anstelle von 4 Schaltmittel werden also bei dieser Ausgestaltung bekanntermaßen nur 2 Schaltmittel im Laststromkreis des Magnetventils benötigt und sind im Gegensatz zur H-Brückenschaltung die anderen 2 Zweige fest und permanent, d. h. nicht schaltbar mit dem jeweiligen Potential verbunden. Rein vorsorglich sei klargestellt, dass mit der Anzahl der 2 Schaltmittel ausschließlich auf den unmittelbaren Laststromkreis Bezug genommen wird und nicht etwa auf potenziell andere zusätzliche Schaltmittel zur Erzeugung des Ansteuersignals für diese Schaltmittel im Laststromkreis.
Bei geschlossenem zweiten Schaltmittel wird dabei wie an sich auch im Stand der Technik üblich durch pulsweitenmoduliertes Schließen des ersten Schaltmittels das Magnetventil in seine erste Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt und dort gehalten.
Für diese Anordnung ergibt sich jedoch darüber hinaus ein besonders geeignetes Ansteuerungsverfahren, indem zum Zurückfahren, also das Magnetventil in seine der ersten entgegengesetzte zweite Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellen, bei geöffnetem ersten Schaltmittel zusätzlich durch pulsweitenmoduliertes Schließen des zweiten Schaltmittels die potenziell maximal induzierte Gegenspannung in Höhe dem negativen der Versorgungsspannung zusätzlich reduziert und gesteuert werden kann, indem eben das 2. Schaltmittel pulsweitenmoduliert geschlossen wird. Vorzugsweise wird der Strom durch das Magnetventil und die Istposition des Magnetventils direkt oder indirekt aus einer anderen Größe abgeleitet erfasst und abhängig von der vorgegebenen Sollposition des Magnetventils die Schaltmittel pulsweitenmoduliert angesteuert. In einer bevorzugten Ausgestaltung erfolgt die Messung des Stroms durch das Magnetventil durch eine Überabtastung, dh einer Abtastfrequenz vorzugsweise eines Mehrfachen der Taktfrequenz der Pulsweitenmodulation. Nachfolgend erfolgt jedoch Glättung zumindest auch durch Mittelwertbildung oder Integration, vorzugsweise in Kombination mit einem zusätzlichen Filter, insbesondere Tiefpassfilter. Die Kombination aus beispielsweise auch analoger Filterung mit einer auf die Abtastrate angepassten Grenzfrequenz und nachfolgenden zusätzlichen digitalen Glättung durch Mittelwertbildung bzw. Integration erweist sich im vorliegenden Anwendungsfall als besonders bevorzugt, da dadurch zwar einerseits hochfrequente Störungen durch die pulsweiten Modulebene Ansteuerung oder beispielsweise durch Vibrationen im Arbeitsmedium ausgeglichen werden können, andererseits das Signalverhalten nicht zu stark durch die Filterung verzögert wird.
Aus Kostengründen wird vorzugsweise die Istposition des Magnetventils indirekt aus dem erfassten Strom durch das Magnetventil abgeleitet.
Zudem wird eine entsprechende Vorrichtung zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils mit einem Speicher mit einem entsprechenden Steuerverfahren sowie einer Steuereinheit zum Durchführen dieses Steuerverfahren beansprucht, da diese eine übliche handelbare Einheit darstellt.
Zudem wird die bevorzugte Verwendung der Vorrichtung und/oder des Verfahrens für die Ansteuerung für ein Magnetventil in einer aktiv steuerbaren Fahrwerkskomponente, insbesondere eines adaptierbaren Dämpfers in einem Kraftfahrzeug beansprucht.
Die Erfindung wird nachfolgend noch anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Figuren näher erläutert. So zeigen die Figuren jeweils ein Magnetventil 1 mit seinen 2 Anschlüssen 1.1 und
1.2 im Laststromkreis.
Dieser Laststromkreis ist am 1. Anschluss 1.1 über das 1. Schaltmittel HS zur Versorgungsspannung U sowie die entgegengesetzt zu dieser Versorgungsspannung U gepolte Freilaufdiode D1 , welche vom 1. Anschluss 1.1 des Magnetventils permanent und fest hin zum Massepotential geschaltet ist, insbesondere auch keine dazu parallelen Schaltmittel oder des gleichen vorgesehen sind.
Am 2. Anschluss 1.2 des Magnetventils ist hingegen die 2. Freilaufdiode D2 permanent zur Versorgungsspannung U hin verbunden, jedoch entgegengesetzt zur Versorgungsspannung U gepolt. Zudem ist der 2. Anschluss 1 .2 über das 2. Schaltmittel LS schaltbar mit dem Massepotential verbunden.
Die beiden Schaltmittel HS und LS sind hier in den Figuren skizzenhafter als Schalter dargestellt, werden selbstverständlich in der praktischen Ausgestaltung jedoch als Leistungstransistoren ausgeführt, wobei ein entscheidender Vorteil dieser hier vorgestellten Schaltungsanordnung ist, dass im hier dargestellten Laststromkreis als Schaltmittel ausschließlich diese 2 Schaltmittel erforderlich sind und gerade keine 4 Schaltmittel, wie in einer H-Brücke üblich.
In Steuergeräten für Stoßdämpfer werden üblicherweise sogenannte Buck-Converter eingesetzt, um den Strom der Magnetventile einzustellen. Der Buck-Converter kann Spannungen näherungsweise im Bereich zwischen 0V und der Versorgungsspannung, in Fahrzeugen üblicherweise die Batteriespannung einstellen.
So zeigt Figur 1 , wie bei geschlossenem zweiten Schaltmittel LS durch pulsweitenmoduliertes Schließen des ersten Schaltmittels HS das Magnetventil 1 in seine erste Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt und dort gehalten wird. Bei geschlossenem 1. Schaltmittel HS fließt nun der hier in Fig. 1 gestrichelt dargestellte Strom von der Versorgungsspannung U aus über den geschlossenen HS durch das Magnetventil 1 und über den geschlossenen LS. Durch die pulsweitenmodulierte Ansteuerung von HS, also das jeweils kurzzeitige Öffnen von HS, bildet sich zudem ein Freilaufstromkreis über die Freilaufdiode D1 , wie in Figur 1 gepunktet skizziert. Dadurch erreicht die Spannung über dem Magnetventil 1 , also zwischen den Anschlüssen 1.1 und 1.2 im Mittelwert entsprechend dem gewählten PWM-Verhältnis nur einen Anteil der Versorgungsspannung U bzw. stellt sich ein entsprechend niedrigerer Strom ein.
So lässt sich über eine Regelung der Spannung am Magnetventil der Strom und damit letztlich Position des Magnetventils einstellen. Mit dieser Schaltung sind steile Anstiegsflanken realisierbar, während die fallenden Flanken flach ausfallen würden, sofern nicht über die Freilaufdioden ein Abbau der induzierten Spannung beschleunigt erfolgen könnte.
Damit auch die fallende Flanke steiler wird, muss am Magnetventil eine negative Spannung angelegt werden. Dies lässt sich durch eine Erweiterung der Schaltung realisieren, wie in Figur 2 gezeigt. Zum schnellen Abbau der Energie in dem Magnetventil werden beide Schaltmittel HS und LS zunächst geöffnet, so dass der Strom durch die Spule über die Spannungsversorgung und die beiden Freilaufdioden D1 und D2 fließen muss. Die Spannung aus der Spannungsquelle wirkt so dem Stromfluss entgegen, wodurch das Magnetfeld der Spule so wie der Strom durch die Spule schneller abgebaut werden.
Bisher erfolgte das nur ungeregelt. Dadurch würde die Spule komplett entmagnetisiert werden. Für eine schnelle Steuerung müssen steigende wie fallende Flanke aber möglichst steil und regelbar sein. Für diese Anwendung werden bisher vollständige H-Brücken eingesetzt.
In der um die 2. Freilaufdiode D2 und zweiten Schalter LS erweiterten Schaltung wird dieser vorzugsweise ebenfalls PWM gesteuert. Die abfallende Flanke wird dadurch nicht nur steiler, sondern lässt sich im zeitlichen Verlauf steuern. So kann nämlich neben dem Stromfluss über die Spannungsversorgung U und die Freilaufdioden D1 und D2, hier in Fig. 2 wieder gestrichelt dargestellt, durch Schließen des 2. Schaltmittels LS zusätzlich wieder der in Figur 2 gepunktet dargestellte Freilaufstromkreis wirksam werden und die Spannung bzw. den Strom über das Magnetventil 1 beeinflussen.
Der Regelalgorithmus wird also dahingehend modifiziert, dass die untere Grenze der gestellten Spannung von 0V auf minus ll-Batt erweitert und über die Pulsweitenmodulation jeder gewünschte Zwischenwert einstellbar wird. Über einen speziellen Algorithmus wird entschieden, welches Schaltmittel, insbesondere Leistungs-FET, gerade offen, geschlossen oder mit einer bestimmten Pulsbreite getaktet (PWM) wird. Durch die Möglichkeit, die fallende Flanke kontrolliert zu beschleunigen, und die Integration dessen in den Regelalgorithmus erweitert sich die realisierbare Bandbreite und Dynamik der Regelung erheblich, ohne dafür auf eine vollständige H-Brücke zurück greifen zu müssen.
Alternativ ist es auch möglich, die abfallende Flanke durch pulsweitenmodulierte Taktung des 1 ., also „high side“ Schaltmittels HS zu steuern, wie dies in Figur 3 skizziert wird. So kann nämlich neben dem Stromfluss über die Spannungsversorgung U und die Freilaufdioden D1 und D2, hier in Fig. 3 wieder gestrichelt dargestellt, durch Schließen des 1. Schaltmittels HS zusätzlich wieder der auch in Figur 3 gepunktet dargestellte Freilaufstromkreis über HS und die Freilaufdiode D2 wirksam werden und die Spannung bzw. den Strom über das Magnetventil 1 beeinflussen.
Figur 4 skizziert nun noch die besonders bevorzugte Ausgestaltung der Strommessung, bei welcher der Strom I (durch das Magnetventil 1 - hier nicht dargestellt) durch eine Überabtastung gegenüber der Taktfrequenz der Pulsweitenmodulation der Ansteuerung zumindest jeweils eines der Schaltmittel und nachfolgende Glättung zumindest auch durch Mittelwertbildung oder Integration erfolgt. So weist Fig. 4 einen genannten „Shunt“, also nieder obigen Widerstand 4.1 im Laststromkreis des Magnetventils 1 auf und wird durch einen Differenzverstärker 4.2 der Spannungsabfall über diesem erfasst. In der besonders bevorzugten Ausgestaltung wird zunächst ein einfacher Nyquist-Filter 4.3, also Tiefpassfilter vorgeschaltet, welcher sich an der gewünschten Überabtastung des nachfolgenden Analog-Digital-Wandlers 4.4 orientiert.
So muss die Abtastrate des 4.4. Größer sein als jene Störfrequenzen der PWM, welche unterdrückt werden sollen. Damit ist eine vollständige Abtastung des zu messenden Stromsignals gegeben. Bei entsprechend hoher Abtastrate kann der Vorfilter 4.3 aber sehr breitbandig ausgelegt werden und entsprechen schnell auf Änderungen reagieren. Die Grenzfrequenz des Vorfilters 4.3 muss nur gemäß Nyquist-Theorem anhand der gewünschten Abtastrate der Überabtastung definiert werden.
Zur weiteren Glättung des Signals ist in diesem Ausführungsbeispiel ein DMA 4.5 sowie ein Ringspeicher 4.6 und nachfolgende Integrator bzw. Summenbildner 4.7 vorgesehen, wobei natürlich anhand der bekannten Anzahl von Abtastwerte der Überabtastung aus dem Summenwert geteilt durch die Anzahl der Abtastwerte sich jeweils der Mittelwert des Stroms durch das Magnetventil ergibt.
Bei einem Messintervall von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals der Schaltmittel HS bzw. LS und einer Integration über dem Messintervall wird der Gleichanteil im Stromsignal daher unabhängig von der Position des Mess-Fensters bestimmt. Der dem schwankenden Stromsignal überlagerte Gleichanteil kann so innerhalb des Messintervalls plus der Einschwingzeit des Nyqu istf ilters bestimmt werden. Dies hat neben einer sehr schnellen und robusten Messwerterfassung den weiteren Vorteil, dass sich die Messintervall-Länge per Software anpassen lässt und damit die Periodendauer bzw. Frequenz der herauszufilternden PWM. In der Praxis ist es nämlich häufig notwendig, die PWM-Frequenz kundenspezifisch zu konfigurieren, d.h. es kommen unterschiedliche PWM Frequenzen zum Einsatz. Mit der vorgeschlagenen Methode ist es möglich, eine einmal entwickelte Strommessschaltung durch Softwarekonfiguration auf verschiedene PWM Frequenzen anzupassen.
Vorzugsweise ist es auch möglich, die Istposition des Magnetventils indirekt aus dem erfassten Strom I durch das Magnetventil abzuleiten und sich so eine aufwändigere separate Positionserfassung einzusparen.
Die vorgestellte Erfindung findet bevorzugt Anwendung für ein Magnetventil einer aktiv steuerbaren Fahrwerkskomponente, insbesondere eines adaptierbaren Dämpfers.

Claims

Patentansprüche
1) Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils (1), wobei das Magnetventil (1) zwei elektrische Anschlüsse sowie elektrische Schaltmittel aufweist, wobei ein erster Anschluss (1.1) des Magnetventils (1) über ein erster Schaltmittel (HS) schaltbar mit einer Versorgungsspannung (II) verbindbar ist und dieser erste Anschluss (1.1) des Magnetventils über eine erste Freilaufdiode (D1) fest mit einem Massepotential verbunden ist, der zweite Anschluss (1.2) des Magnetventils über ein zweites Schaltmittel (LS) schaltbar mit dem Massepotential verbunden ist und dieser zweite Anschluss (1.2) des Magnetventils über eine zweite Freilaufdiode (D2) fest mit der Versorgungsspannung (II) verbunden ist, a) wobei bei geschlossenem zweiten Schaltmittel (LS) durch pulsweitenmoduliertes Schließen des ersten Schaltmittels (HS) das Magnetventil (1) in seine erste Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt und dort gehalten wird, dadurch gekennzeichnet, dass b1) während bei geöffnetem ersten Schaltmittel (HS) durch pulsweitenmoduliertes Schließen des zweiten Schaltmittels (LS) das Magnetventil in seine der ersten entgegengesetzte zweite Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt wird oder b2) bei geöffnetem zweiten Schaltmittel (LS) durch pulsweitenmoduliertes Schließen des zweiten Schaltmittels (HS) das Magnetventil in seine der ersten entgegengesetzte zweite Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt wird.
2) Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Strom (I) durch das Magnetventil und die Istposition des Magnetventils direkt oder indirekt aus einer anderen Größe abgeleitet erfasst wird und abhängig von der vorgegebenen Sollposition des Magnetventils die Schaltmittel (HS, LS) pulsweitenmoduliert angesteuert werden. 3) Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Messung des Stroms (I) durch das Magnetventil durch eine Überabtastung gegenüber der Taktfrequenz der Pulsweitenmodulation der Ansteuerung zumindest jeweils eines der Schaltmittel (HS, LS) und nachfolgende Glättung zumindest auch durch Mittelwertbildung oder Integration erfolgt.
4) Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Glättung zudem ein Filter, insbesondere Tiefpassfilter vorgesehen ist.
5) Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Istposition des Magnetventils indirekt aus dem erfassten Strom (I) durch das Magnetventil abgeleitet wird.
6) Vorrichtung zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils (1), wobei das Magnetventil (1) zwei elektrische Anschlüsse sowie elektrische Schaltmittel aufweist, wobei über die Schaltmittel zumindest einer der Anschlüsse mit einer Versorgungsspannung (U) und der jeweils andere Anschluss mit einem Massepotential verbunden werden kann, ein erster Anschluss (1.1) des Magnetventils (1) überein erster Schaltmittel (HS) schaltbar mit der Versorgungsspannung (U) verbindbar ist und dieser erste Anschluss (1.1) des Magnetventils über eine erste Freilaufdiode (D1) fest mit dem Massepotential verbunden ist, der zweite Anschluss (1.2) des Magnetventils über ein zweites Schaltmittel (LS) schaltbar mit dem Massepotential verbunden ist und dieser zweite Anschluss (1.2) des Magnetventils über eine zweite Freilaufdiode (D2) fest mit der
Versorgungsspannung (U) verbunden ist sowie mit einem Speicher mit einem Steuerverfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche sowie einer Steuereinheit zum Durchführen dieses Steuerverfahrens. 7) Verwendung der Vorrichtung und/oder des nach einem der vorangehenden Ansprüche nach einem der vorangehenden Ansprüche für ein Magnetventil einer aktiv steuerbaren Fahrwerkskomponente, insbesondere eines adaptierbaren Dämpfers.
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