WO2004055963A1

WO2004055963A1 - 自動車用電力装置

Info

Publication number: WO2004055963A1
Application number: PCT/JP2003/011930
Authority: WO
Inventors: Takahiro Urakabe; Tatsuya Okuda; Yoshikazu Tunoda
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2002-12-16
Filing date: 2003-09-18
Publication date: 2004-07-01
Also published as: EP1575153A1; JPWO2004055963A1; US7407025B2; CN1714494A; JP4089909B2; CN101232198A; EP1575153A4; CN100403635C; US20060048983A1

Abstract

この発明は、エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、エンジンの回転中はエンジンの動力を受けて発電を行うモータ６と、モータ６に電力を伝える電力変換回路５と、バッテリー１と、エネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源２０と、少なくとも２つのスイッチング素子１０，１１で構成され、エネルギー蓄積源２０への充電およびエネルギー蓄積源２０内のエネルギーのバッテリー１への回収を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。モータ６が、エンジンの動力を受けて発電して、電力変換回路５およびＤＣ／ＤＣコンバータを通してバッテリー１を充電するとき、ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチを常時ＯＮするようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができる。

Description

自動車用電力装置

技術分野

この発明は自動車用電力装置に関し、特に、自動車等の車両に搭載されて、バッテリーとして用いられる自動車用電力装置に関する。明

背景技術

従来の自動 ΐのバッテリー用電力回路においては、例えば、特開 2002— 2 1 8667号公報（図 3、図 10) に示されているように、ノッテリー群とコン書

デンサ群とが直列に接続されているものがある。

上記特許文献 1においては、バッテリー群は定格電圧 1 2 Vのバッテリー 1個から構成され、コンデンサ群は複数のコンデンサから構成されている。 DCZD Cコンバータは、コンデンサ群の両端とバッテリー群との間に接続されており、コンデンサ群の電圧を降圧することにより、バッテリ一群に電力を供給じている。ここでは、バッテリー群は定格電圧 1 2 Vの電装品に電力を供給するためのものであり、バッテリ一群の両端に負荷が接続されている。

従来装置は、始動時（アイドルストップ動作の始動時）、電力変換回路が動作開始すると同時に、双方向性 DC/DCコンバータを動作させ、バッテリー群からコンデンサ群に電力を伝送することにより、コンデンサ群に流れる電流を低下させることができるため、コンデンサ群の容量を小さくすることができる。電力変換回路がオフした後は、双方向性 DC/DCコンバータによってコンデンサ群を所定の電圧まで再充電し、次の再始動に備る。

上記特許文献 1の図 10に示すように、従来の電力装置の双方向性 D C/D C コンバータの回路構成においては、昇圧及び降圧時に高周波（50 k〜200 k

Hz) でスイッチングする 2つの MO S FETが設けられており、昇圧時にスィツチングする方の第 1の MO S FETにおいて、ドレイン端子はコンデンサの高電圧側端子に、ソース端子はチョークコイルの一方の端子に、ゲート端子は制御回路に接続されている。降圧時にスィツチングする方の第 2の MO S F E Tにおいては、ドレイン端子はチョークコイルと第 1の MO S F E Tのソース端子に、ソース端子はバッテリー群の低電圧側端子に、ゲート端子は制御回路に接続されている。チョークコイルのもう一方の端子はバッテリー群の高電圧側端子と平滑コンデンサの一方の電極に接続され、当該コンデンサのもう一方の端子はバッテリ一群の低電圧端子に接続されている。

電力装置は、アイドルストップ動作の始動時にバッテリー群およびコンデンサ群からエネルギーを電力変換回路へ供給し、電力変換回路が動作することによりモータが回転し自動車が動き始める。モータでアイドル回転数まで上げ、ェンジンを点火し駆動源をモータからエンジンに移行する。モータが始動時に動作する時間は 0 . 2秒〜 1秒程度である。一方、モータは発電機としても働くので、自動車が走行している間中、電力装置は動作することになる。この動作時間は、始動時の動作と比較して非常に長い。

始動時の発熱量は動作時間が短いために発電動作のそれと比較して十分小さい。また、始動時の瞬時発熱は非常に大きいが、装置のもつ熱容量で十分吸収できる量である。よって、電力装置の熱設計（装置が許容温度を超えないように設計）をする場合、発電時の発熱を考慮して設計することになる。従来装置において、高圧側（図中 V f 3 ) に発生するエネルギーを 1 2 Vバッテリ一^ ·降圧するために、発電時 D C /D Cコンバータは高周波で駆動される。高周波スイッチングを行うとスィツチング損失が増大するため D C ZD Cコンバータ部が発熱する。なお、電力変換回路部は、発電時ダイォード整流モードで動作するため、スィッチング動作をしてもその周波数は低く、この時の電力変換回路部の発熱は小さい。よって、装置の熱設計は D C /D Cコンバータ部の発熱を十分考慮しなければならない。装置の温度を許容値に抑えるため、装置の放熱フィンを大型化し強制空冷用のファンを取り付けたり、装置下面に水冷用の放熱フィンを配置し水冷する機構にする対策が必要となる。これらの対策は、装置を大形化するだけではなく、高コストになる。よって、従来の電力装置は、装置が大形で高コストになるという問題点があった。 . 発明の開示

この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、 D C /D Cコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制し、小型で低コストな自動車用電力装置を得ることを目的とする。

この発明の自動車用電力装置は、エンジンと、前記エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、前記エンジンの回転中は前記エンジンの動力を受けて発電を行うモータを備えている。また、該自動車用電力装置は、少なくとも 2つの D C 電圧入出力端子を有し、前記モータに電力を伝える電力変換回路を備えている。また、該自動車用電力装置は、前記電力変換回路に接続されたバッテリーと、前記バッテリーと直列に接続され、エネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源とを備えている。また、該自動車用電力装置は、少なくとも 2つのスイッチング素子で構成され、前記エネルギー蓄積源の電圧を昇圧することにより前記エネルギー蓄積源への充電を行うとともに、降圧することにより前記エネルギー蓄積源内のエネルギーの前記バッテリ一^ ^の回収を行う D C /D Cコンバータとを備えている。前記 D C /D Cコンバータの前記スイッチング素子は、前記電力変換回路の D C電圧入出力端子の高電圧側端子と前記バッテリ一の高電圧側端子とを接続している。前記モータが、前記エンジンの動力を受けて発電して、.前記電力変換回路および前記 D C /D Cコンバータを通して前記バッテリ一を充電するとき、前記 D CZD Cコンバータに設けられた前記スィツチを常時 O Nする。これにより、 D C /D Cコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制し、小型で低コストな自動車用電力装置を得ることができる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。

図 2は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置の動作を示した動作波形図である。

図 3は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置の構成を示した説明図である。図 4は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置におけるモータ回転数とモータ発生電圧との関係を示した説明図である。

図 5は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置におけるバッテリ一出力電圧とモータ発生電圧との関係を示した説明図である。

図 6は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における回路構成を示した構成図である。

図 7は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における計算モデルを示した構成図である。

図 8は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における D C /D Cコンバータ出力電圧と最大出力電圧の関係を示した説明図である。

図 9は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における他の計算モデルを示した構成図である。

図 1 0は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における出力電圧と出力電力の関係を示した説 ^図である。

図 1 1は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における他の計算モデルを示した構成図である。

図 1 2は、本発明の実施の形態 1に係る自動車用電力変換装置における出力電圧と出力電力の関係を示した説明図である。

図 1 3は、本発明の実施の形態 2に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。

図 1 4は、本発明の実施の形態 2に係る自動車用電力変換装置の動作を示した動作波形図である。

図 1 5は、本発明の実施の形態 3に係る自動車用電力変換装置の動作を示した動作波形図である。

図 1 6は、本発明の実施の形態 4に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。

図 1 7は、本発明の実施の形態 5に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。

図 1 8は、本発明の実施の形態 6に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。

図 1 9は、本発明の実施の形態 1〜6に係る自動車用電力装置に設けられるチヨークコィルの他の例を示した説明図である。発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1.

図 1に本発明の実施の形態 1の構成を示す。図 1において、 6はエンジン（図示せず）に動力を伝えて始動させるとともに、エンジン回転中は逆にエンジンの動力を受けて発電を行うモータであり、 1はモータ 6を回転させるための電力を供給するバッテリー、 5はバッテリー 1の電圧を交流もしくは断続直流に変換してモータ 6に出力する電力変換回路である。また、 10および 1 1はスィッチング素子 Qx l、 Qx 2 (符号 1 2および 1 3) であり、 12および 1 3は、スィツチング素子 10および 1 1にそれぞれ並列に接続されているダイォード D X 1 および Dx 2である。スイッチング素子 10および 1 1 (Qx l、 Qx 2) は M O S F E Tであり、寄生ダイオードと並列して外部にダイオード 12および 1 3

(Dx 1, D X 2) を配置している。スイッチング素子は、電力変換回路 5の D C電圧入出力端子の高電圧側端子（図示せず）とバッテリー 1の高電圧側端子

(図示せず）とを接続している。また、図 1において、 14は平滑コンデンサ C x、 1 5はチョークコイル Lxであり、 20はエネルギーの蓄積を行うエネルギ一蓄積源であるコンデンサである。なお、チョークコイル 1 5 (L x) 、平滑コンデンサ 14 (Cx) 、スイッチング素子 10および 1 1 (Q X 1 , Q X 2) およびダイオード 1 2および 1 3 (Dx l、 D X 2) は、 DC/DCコンバータを構成している。 DC/DCコンバータは、コンデンサの電圧を昇圧することによりコンデンサへの充電を行うとともに、降圧することによりコンデンサに蓄積されたエネルギーをバッテリ一 1に回収するものである。当該 D C/D Cコンバータの昇降圧動作時の電力損失を抑えるため、順方向電圧が低い、リカバリー特性の良いダイオード 12および 1 3 (D X 1 , D X 2) が配置されている。 37はスイッチング素子 10および 1 1 (Qx 1、 Q X 2) の動作の制御を行う制御回路である。動作について説明する。図 2に、車両の走行状態とそのときの DC/DCコンバータの動作波形を示す。車両の走行状態を示す図において、横軸は時間、縦軸は車速を示している。車両の走行状態としては、アイドル停止状態→始動→加速 →定常走行（発電） →減速→アイドル停止が示されており、 DC/DCコンパ一タ動作時の動作波形が動作期間に対応して示されている。動作波形としては、スイッチング素子 1 0および 1 1 (Qx l、 Q X 2) のゲート電圧（ハイ電圧で O N) 、チョークコイル 1 5 (L x) の電流 I L (図 1において、矢印の方向が正）、コンデンサ群 20の電流 I c (図 1において、矢印の方向が正）、コンデンサ 20の電圧 V c (図 1において、矢印の方向が正）が示されている。

まず、アイドル停止状態（T 1) から車両が始動する。スタート動作期間（T 2) において、コンデンサ 20の充電電圧は所望の値まで充電されている状態である。本実施の形態において、 2 Lクラスの車両のエンジンの回転数をアイドル回転（800 r ρηι前後）までモータで引き上げるのに必要な電圧として、コンデンサ充電電圧は 7. 5 Vの設定になっている（後述）。すなわち、電力変換回路 5 (3相交流インバータ）への初期入力電圧は、バッテリー電圧が 1 2 Vであるから、 1 9. 5Vになっている。スタート動作開始と同時に、スイッチング素子 10 (Q X 1 ) は O F F状態で、スイッチング素子 1 1 (Qx 2) が 50 kH z〜 200 k H zでスイッチングする（DCZDCコンバータを昇圧動作）。スイッチ ON動作でエネルギーをチョークコィ.ル 1 5 (L x) に蓄積し、 OFF動作でそのエネルギーをダイオード 12 (D X 1 ) を介して電力変換回路 5の入力部に吐き出す。バッテリー 1→D C/D Cコンバータ→電力変換回路 5のェネルギー供給と、バッテリー 1→コンデンサ 20→電力変換回路 5のエネルギー供給を行う。スタート動作時にコンバータを動作させ、 DC/DCコンパータ経由でもエネルギーを供給するため、コンデンサ 20に蓄えておくエネルギ一は少なくてもよいことになり、コンデンサ 20の容量を小さくできる（後述）。この DC/DCコンバータのアシスト動作については、従来の電力変換装置においても述べられている。

アイドル回転までモータ 6によりエンジンの回転数を上げ、エンジンを点火して、エンジンによる駆動に引き継ぐ。駆動を引き継いだ後はモータ 6を停止させる。エンジンが動作することにより車両が所望の速度まで加速される。

アイドルストップの意味についてここで簡単に触れておく。アイドルストップの意味は、燃費向上と有害排気物の削減である。停止時にエンジンを止めることにより、燃費を向上させ、有害排気物の量を削減する。また、モータ 6によりァィドル回転まで引き上げることにより、大幅な有害排気物の削減が図れる。有害排気物の多くがエンジンでの始動時に発生するからである。

車両が加速され、定常的な速度になる。 .バッテリーの残量を検知し残量が不足してきたら、モータ 6は発電機として動作する。スタート動作とは逆の経路で、電力変換回路 5を介してバッテリー 1を充電する。そのバッテリー 1の充電動作が開始される直前に、コンデンサ 20のエネルギーをバッテリー 1へ回収する

(期間 T 3) 。コンデンサエネルギーの回収には、 DC/DCコンバータを降圧動作させる。スィツチング素子 10 (Q X 1) をスィツチングさせ、スィッチング素子 1 1 (Qx 2) は OFF状態である。スイッチング素子 10 (Qx l) ONでコンデンサエネルギーをチョークコイル 1 5 (L x) に蓄え、 OFFのときダイオード 13 (D X 2) が導通しそのエネルギーをバッテリー 1へ供給する。このコンデンサエネルギー回収期間（T 3) を設けないで、発電期間（T4) に移行すると、スィツチング素子 10 (Qx l) を〇Nしたときにコンデンサエネルギ一のほとんどをスイッチング素子 10 (Qx l) で消費することになり、瞬間的ではあるがスイッチング素子 10 (Qx l) が発熱する。本実施の形態の場合、コンデンサ 20は 65 F〜 100 Fの電気二重層コンデンサであるので、瞬時の発熱で MOS FETからなるスィチング素子 10 (Qx l) の温度が許容値を超えてしまい破壌する可能性がある。しかしながら、本実施の形態においては、エンジン始動後で、発電動作前に、コンデンサ 20のエネルギーをバッテリー 1 へ回収するようにしたので、コンデンサ 20の電圧を 0 Vにしたときの損失を小さくし、 DC/DCコンバータ部の発電を抑えることができる。

発電期間（T4) において、 DC/DCコンバータのスイッチング素子 10

(Qx l) は常時 ON、スイッチング素子 1 1 (Qx 2) は常時 OFFとなる。モータ 6は、界磁卷き線付きのクローポールモータであり、界磁卷き線電流をコントロールすることにより、電力変換回路 5 (3相ダイオード整流回路）を介して発生する DC電圧値をコントロールすることができる。発電電圧は、バッテリ一 1を直接充電する電圧値になっている。スイッチング素子 10 (Qx l) を介してバッテリー 1の充電は行われる。 2電源システムを念頭においた従来の電力装置のように、発電時 DCZDCコンバータを降圧動作する（スイッチングする）場合と比較して、発電期間における DC/DCコンバータの損失を 1ノ 2〜 1Z3に抑えることができ、 DC/DCコンバータの発熱も 1/2〜 1/3に低減できる。その結果、電力変換回路 5と DC/DCコンバータを含んだ電力変換装置の冷却機構を簡単化でき、強制空冷をするためのファンや水冷をするための機構の必要のない、小形で低コストである装置を得ることができる。

減速期間（T 5) において、制動エネルギーを用いてコンデンサ 20を充電する。速度計により車両の減速を検知し、あるいはブレーキをかけたことを検知して、制動時のエネルギーの一部を利用しコンデンサ 20を所定の電圧まで充電する。充電に使うエネルギー量としては小さいので、減速時のエネルギーのほとんどは、ブレーキの機械的な損失（摩擦）として消費される。

減速時のエネルギーを利用しコンデンサ 20を充電すると、エネルギーの利用効率としてはいいが、制御がやや複雑になる。よって、コンデンサ 20への充電動作は、アイドル停止期間（T 1) あるいは停止前のアイドル期間（T6) に D CZDCコンバータの昇圧動作によって、所定の電圧まで充電してもよい。

このように、本実施の形態においては、自動車車両の停止時あるいは減速時にコンデンサ 20に充電を行うようにしたので、アイドルストップ動作の始動時に. 所望のモータ出力を得ることができる。

次に、本発明の有効性について述べる。まず、図 3に示したような 12 Vのバッテリー 1、電力変換回路 5 (3相インバータ）およびモータ 6での構成について考えてみる。この構成でアイドルストップ動作が満足できれば、非常に小形で低コストである電力変換装置が実現できる。 1. 5 Lクラス以下の小型車ならばこの構成でも機能を満足することができるが、 2 Lクラス以上になると、要求されるモータ 6のトルク出力も大きくなり、機能を満足することは困難になる。特に、アイドル回転付近まで回転数が上がっていくと、モータ 6が発生する起電圧により 12 Vのバッテリー電圧ではモータ 6にエネルギーを供給することが困難となる。 1 2 V用にモータ 6を設計した場合、始動トルクは得ることはできるが、回転数が上がっていくと所望のトルク出力が得ることができなくなる（図 4) モータ回転数が上がつている状態で大きな電力をモータに供給するためには、電力変換回路の入力部に高い電圧が必要である。図 5に、 12Vのバッテリー: L' から最大とれる電力と、そのときのバッテリー出力電圧の関係について示す。バッテリー 1の内部抵抗を 8 πιΩとしている。バッテリー 1の電圧を上げていぐと、バッテリー 1からとれる最大電力は低下してしまうことがわかる。

次に、 D C/DCコンバータで昇圧して、内部抵抗 8παΩの 12 Vバッテリーからエネルギーを取り出し、電力変換回路へ入力することを考える。回路構成を図 6に示す。本発明の構成からコンデンサ 20を無くした構成になっている。 D C/DCコンバータの変換効率射 ηを（1) 式のように定義し、図 7に示す計算モデルより（2) （4) 式が導かれ、これらの方程式を解くことにより、 DC ZD Cコンバータ出力電圧と最大出力電力の関係が得られる（図 8)

?7 = 0.95一 ~ '. ~ IoutVo."t

1000

i 7?7 =— lout V = RIin + Vin

ここで、 riは DC/DCコンバータの昇圧比であり、 1 0 11 ぉょび 0 11 1 はそれぞれ DCZDCコンバータの出力電流および電圧、 V i 11および I i nは

DCZDCコンバータ入力電圧および電流、 Rはバッテリー内部抵抗（8ιηΩ)

Vはバッテリー電圧（12V) である。図 8より、昇圧比 ηを上げていけば高い出力電圧で出力電力を得ることができるが、 D C/D Cコンバータの効率分出力電力は落ちることがわかる。もちろん、 3. 5 kW以上の出力が必要ない場合は、図 5に示した形態で十分である。この形態に関しては、後述の実施の形態 3において述べる。

高い電圧で大きな電力を電力変換回路に投入したい場合、バッテリー以外のェネルギ一源が必要である。本発明（図 1) は 2つのエネルギー源をもった形態であり、電力変換回路 5への高電圧、高電力入力が可能となる。コンデンサ 20がもう一つのエネルギー源になる。上述のように、コンデンサ 20は電気二重層コンデンサである。電気二重層コンデンサは、 1セル単位 2. 5 Vで構成される。ここでコンデンサ 20の 1セルを耐圧 2. 5V、内部抵抗 8 m Ω、容量 100 F として、電力変換回路 5への入力電圧 13 V、入力電力 4 k Wとした場合（2L クラスの車両をモータ 6のみでアイドル回転域までエンジン回転数を上げる場合必要な電圧 '電力値）の必要コンデンサセル数を求める。まず、 DC/DCコンバータのアシスト動作がない場合について検討する。図 9にその計算モデルを示す。コンデンサを直列に接続した場合はその分充電電圧も大きくなつている。もちろん、並列接続した場合は内部抵抗その分小さくなる。この計算において、コンデンサ 20を電源としておいているので、コンデンサエネルギーが減少し電圧が低下する影響は考慮されていない。コンデンサ 20は大容量であるが、若干の電圧低下は発生するので、多少並列数等を考慮しなければならない。図 10に結果を示す。 3並列 3直列の 9セルならば、 DC/DCコンバータによるアシストなしでも 13V、 4 kWの出力を得ることができるが、 2並列 3直列の 6セルでは 1 3 Vの出力が 3. 3 kWと足りないことがわかる。

次に、 2並列 3直列の 6セルでコンデンサ 20を構成し、 DC/DCコンバータを始動時昇圧動作させた場合を検討する。計算モデルを図 1 1に示す。計算は、コンデンサを電源と見なし、コンデンサ電圧の過渡的な変化を無視している。 77 は効率で、 DC ZD Cコンバータ出力電力 1 kWの場合 0. 9、 21^ の場合0. 85、 3 kWの場合 0. 8とした。 nは-昇圧比、 Δνはコンデンサ電圧、 rはコンデンサ内部抵抗、 Vはバッテリー電圧、 Rはバッテリー内部抵抗である。計算モデルから得られる方程式を以下に示す。 Idc = -\,

n

R(7, +I₂) + Vw = V (マ） lout = Idc + 1₂ (8) Pdc = IdcVout (9)

R(J, +/₂) + rl₂ + Vo t = +厶 V (10)

上式を解くことにより、各 DC/DCコンバータアシスト電力に対する出力電圧と最大出力電力の関係が導くことができる。図 1 2にそれを示す。図より、 D C/DCコンバータで 2 kWのアシストをすることにより所望の電力（4 kW以上）を得ることができることがわかる。 DC/DCコンバータアシストによりコンデンサのサイズを 2 / 3に減少できることがわかる。

以上の説明から、本実施の形態の動作は以下のようになる。コンデンサ 2 0は電気二重層コンデンサ 2並列 3直列 6セルで構成されァィドルストップ始動時初期に 7. 5 V充電されている。始動時には、 DC/DCコンバータにより 2 kW アシストする。このような構成および動作をすることにより、 2 Lクラスの車両の所望のアイドルストップ動作を満足することができる。また、発電期間より前にコンデンサ 20に蓄積されているエネルギーを D C/D Cコンバータを動作させ、エネルギーをバッテリーに回収することにより DC/DCコンバータ部での発熱を低く抑えている。発電期間においては、モータ発電電圧をバッテリー充電電圧に合わせ、 Qx 1を常時 ONすることによりバッテリー充電を行い、 DC/ D Cコンバータ部の発熱を低く抑えている。コンデンサの再充電は減速時あるいはアイドル停止時に行い、次の始動に備える。

以上のように、本実施の形態においては、発電動作時、モータ発電電圧をバッテリー群 1の充電電圧に設定し、 MO S F E.Tからなるスィツチング素子 1 0 (Qx 1) を常時 ON状態とし、バッテリー群 1への充電を可能とした。さらに、アイドルストップ時の始動動作が完了後、 DC/DCコンバータを降圧動作させることにより、コンデンサ 20のエネルギーをバッテリー 1に回収した。さらにまた、アイドルストップ動作のためのコンデンサ 20への充電は、車速の減速状態を検知、あるいはブレーキ動作を検知して、制動エネルギーを利用してコンデンサ 20の充電を行った。また、始動動作前のコンデンサ電圧の調節は、 DCZ D Cコンバータを昇降圧動作させることにより行った。電力装置に上記のような新たな制御動作を行うことにより、車両動作時のほとんどの時間行われる発電動作において、 D C/D Cコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができ、小型で低コストな自動車用電力装置を得ることができる。

なお、本実施の形態において、スイッチング素子（Qx l、 Q 2) として、 MOS FETを用いたが、 I GBT等の他の半導体デバイスで代替できることは言うまでもない。スイッチング素子（Qx l、 Q X 2) を半導体素子で構成するようにしたため、本実施の形態においては、高速にスイッチング動作を行うことができる。

また、本実施の形態 1において、コンデンサ 20を他のエネルギー蓄積源、例えば電解コンデンサと置き換えてもよい。実施の形態 2.

図 1 3に本発明の実施の形態 2の回路構成を示す。実施の形態 1 (図 1) との違いは、コンデンサ 20·の高電圧側端子と MOS FETからなるスィツチング素子（Qx l) のドレイン端子の間にスイッチング素子 16 (Qx 3) を配置した点である。スイッチング素子 1 6 (Q X 3) は MOFETである。

動作について説明する。図 14に、車両の走行状態とそのときの DCZDCコンバータの動作波形を示す。動作波形としては、スイッチング素子 10、 1 1および 16 (Qx l、 Qx 2、 Q X 3) のゲート電圧（ハイ電圧で〇N) 、チョークコイル電流 I L (図 1 3において、矢印の方向が正）、コンデンサ 20の電流

I c (図 1 3において、矢印の方向が正）、コンデンサ 20の電圧 V c (図 1 3 において、矢印の方向が正）が示されている。図 14に示すように、アイドルストップ動作のスタート期間（T 2) において、実施の形態 1と同様に、バッテリー 1→コンデンサ 20→電力変換回路 5と、バッテリー 1→D C/D Cコンバータ→電力変換回路 5の 2経路から電力変換回路 5へエネルギーを供給する。実施の形態 1と異なる点は、このときスイッチング素子 1 6 (Q X 3) を ONする点である。図 14ではスタートと同時にスィッチング素子（Qx 3) を ONしているが、モータ 6の低回転域では、スイッチング素子 16 (Qx 3) を OFFしておき、回転数が上がった状態からアイドル回転域で ONしてもよい。図 4に示したようにモータ発生電圧が低いため、モータ低回転域でのエネルギー供給は電力変換回路 5の入力電圧が低くても可能であるので、スイッチング素子 1 6 (Q X 3) を〇F Fしておいても問題はない。このようにスイッチング素子 1 6 (Q X 3) の〇N動作を遅らせることにより、コンデンサエネルギーを節約でき、コンデンササイズ（使用セル数）を小さくすることができる。スイッチング素子 1 6 (Q X 3) を OFFしている間、 DCZDCコンバータは、図 14に示しているように、昇圧動作をしてもよいし、また、常時、スイッチング素子 10 (Qx l) を ONしていてもよい。低回転域でモータ発生電圧が低い領域ならば、スイッチング素子 1 0 (Qx l) を ONでエネルギー供給した方が損失も少なくて済む。

発電期間（T 3) においては、スイッチング素子 1 6 (Qx 3) が OFF状態である以外は、実施の形態 1と同じである。発電期間の前に、コンデンサ 20に蓄積されているエネルギーをバッテリー 1に回収する必要はない。実施の形態 2 は、スタート動作期間が終了したら、スイッチング素子（Qx 3) を OFFするだけでいいので、制御が簡単であると言える。

アイドル停止状態あるいは停止前の'アイドル状態になったら、コンデンサ 20 を所望の電圧まで充電し、次の始動に備える。これにより、アイドルストップ動作の始動時に、所望のモータ出力を得ることができる。

以上のように、本実施の形態においては、コンデンサ 20の高電圧側端子と M

O S FETからなるスイッチング素子 10 (Qx l) のドレイン端子間にスイツチング素子 1 6 (Qx 3) を設け、発電動作時、モータ発電電圧をバッテリー 1 の充電電圧に設定し、スィツチング素子 1 6 (Q X 3) を OFF状態、 MOSF ETからなるスイッチング素子 10 (Qx l) を常時〇N状態とし、バッテリー 1への充電を可能とした。さらに、アイドルストップ動作の停止期間において、コンデンサ 2◦を始動動作必要電圧まで充電を行った。電力装置に上記のような新たなスィッチを設け、新たな制御動作を行うことにより、車両動作時のほとんどの時間行われる発電動作において、 DC/DCコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができる。このように、実施の形態 2は、実施の形態 1と比較して、スィツチング素子 16 (Qx 3) を設けたことにより、コンデンササイズをさらに小さくでき、また、自動車用電力装置全体の制御が簡単であるというメリットがある。電力装置の DC/DCコンバータ部の発熱を低く抑えたことにより、電力装置の小形化および低コスト化が可能となる。

なお、モータ 6によりエンジンを始動させる期間（T 2) の前半は、バッテリ一 1から電力変換回路 5へエネルギーを供給し、後半は、ノくッテリー 1とコンデンサ 20から電力変換回路 5へエネルギーを供給するようにした場合には、アイドルストップ動作の始動時、所望のモータ出力を得つつ、エネルギー蓄積源の容量（サイズ）を低減することができる。

なお、本実施の形態において、スイッチング素子 10， 1 1および 1 6 (Qx 1、 Qx 2、 Q x 3) として MO S F ETを用いたが、 I GBT等の他の半導体デバイスで代替できることは言うまでもない。スイッチング素子 10， 1 1および 1 6 (Qx l, Qx 2、 Q x 3) を半導体素子で構成することにより、高速動作が可能となる。

また、本実施の形態 2において、コンデンサ 20を他のエネルギー蓄積源と置き換えてもよい。例えば電解コンデンサでもよい。スイッチング素子 16 (Qx 3) があり、不必要時は切り離しておけるので、大きなエネルギーを蓄積できるバッテリー 1に置き換えることも可能である。実施の形態 3.

図 6に、本発明の実施の形態 3の構成を示す。実施の形態 1で示した図 1の構成と異なる点は、コンデンサ 20が無くなつていることである。従って、ェネルギ一源がバッテリー 1だけになるので、高出力の電力を得るのは困難であるが、上述（図 5、図 8) のように、高電圧で大きな電力を得ることが可能になる。図 8に示した条件で車両のアイドルストップ動作の条件を満足することができれば、コンデンサ 20を削除した分だけ、小形化および低コスト化が可能となる。

動作について説明する。図 1 5に、同様に、車両の走行状態とそのときの DC /DCコンバータの動作波形を示す。動作波形としては、スイッチング素子 10, 1 1 (Q X 1 Q X 2) のゲート電圧（ハイ電圧で〇N) 、チョークコイル電流 I L (図 6において、矢印の方向が正）、電力変換回路の入力電圧 V i n v (図 6において、矢印の方向が正）が示されている。

始動時（スタート動作期間 T l) 、 DC/DCコンバータは昇圧動作がなされ、所望の電圧で所望の電力が電力変換回路 5へ入力される。発電期間（T 2) においては、同様に、スイッチング素子 1 0 (Qx l) が常時 ONとなり、モータ 6 の発電電圧をバッテリー 1の充電電圧に合わせ、バッテリー 1への充電を行う。以上のように、本実施の形態によれば、コンデンサ 20を無くし、発電動作時、モータ発電電圧をバッテリ一 1の充電電圧に設定し、 M〇 S F ETからなるスィツチング素子 10 (Qx l) を常時 ON状態とし、バッテリー 1への充電を可能とした。上記のような構成および制御動作を行うことにより、始動時電力変換回路 5への電力投入量が比較的低くてもかまわない場合において、アイドルストップ時の始動動作を満足し、かつ、発電時における DCZDCコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができる。このように、本実施の形態においては、発電期間（T 2) において、スイッチング素子 10 (Qx l) を常時 ONにし、バッテリー 1への充電を行い、電力装置の D C/D Cコンバータ部の発熱を低く抑えたことにより、電力装置の小形化および低コスト化が図れる。

本実施の形態において、スイッチング素子 10および.1 1 (Qx l, Qx 2) として MOS FETを用いたが、 I GBT等の他の半導体デバイスで代替できることは言うまでもない。スイッチング素子 10および 1 1 (Qx l、 Q X 2) を半導体素子で構成すれば、高速動作が可能となる。実施の形態 4.

発電期間において、スィツチング素子 1 0 (Qx l) は常時 ONされ、モータ 6が発電し電力変換回路 5が整流した電力によりバッテリー 1を充電する。例えば 2 kWの発電だとすると、スイッチング素子 10 (Qx l) に流れる電流は 2 kW/1 2 V= 1 67 Aになる。 MO S F ETから構成されたスィツチング素子 1 0 (Qx l) .を多並列し、〇N抵抗を下げて、スイッチング素子 1 0 (Qx 1) における発熱を抑えている。本発明の実施の形態 4は、この発電期間において、さらに発熱を抑えることを目的としている。

図 16に本発明の実施の形態 4の構成を示す。実施の形態 1 (図 1 ) と異なる点は、スイッチング素子 10 (Qx l) と並列に、機械式のスィッチ 1 7 (S X 1) が配置されていることである。この場合、スイッチング素子 10 (Qx l) は多並列にする必要はなく、コンデンサエネルギー回収期間（T 3) の降圧動作時に必要な容量があればよい。本実施の形態の場合、 MOSFET 1個でスイツチング素子 10 (Qx l) を構成している。発電期間では、スィッチ 1 7 (S X 1) を ONすることにより、発電電力でバッテリー 1を充電する。

以上のように、本実施の形態においては、上述の実施の形態 1と同様の効果が得られるとともに、スイッチング素子 1 0 (Qx l) を半導体素子と機械式スィツチの並列回路から構成するようにしたので、機械式スィッチ 1 7 (S X 1) の抵抗は非常に小さいため、発熱をさらに抑えることができる。実施の形態 5.

• 図 1 7に本発明の実施の形態 5の構成を示す。実施の形態 2で示した図 1 3と異なる点は、図 1 3に示した、 M〇 S F ETから構成されているスイッチング素子 1 0および 1 6 (Qx l、 Q X 3) の代わりに、それぞれ、機械式スィッチ 1

8および 1 9 (S x l、 S X 2) を設けたことである。実施の形態 2には、コンデンサエネルギー回収期間がないので、 M〇 S FETからなるスィツチング素子

10 (Qx l) を必要としない。発電期間、電流をスィツチ 1 8 (S X 1) を通してバッテリー 1に充電するので、上述したように機械式スィツチは抵抗が非常に小さいため、さらに発熱を低減することができる。スタート期間において、コンデンサ 20からの電流をスィッチ 1 9 (S X 2) を通して電力変換回路 5へ供給するので、スタート期間の発熱も抑えることができる。実施の形態 6.

図 1 8に本発明の実施の形態 6の構成を示す。図 6に示した実施の形態 3と異なる点は、実施の形態 3の MOSFETからなるスイッチング素子 10 (Qx 1) を、機械式スィッチ 1 8 (S X 1) に置き換えたことである。

本実施の形態においては、発電期間（T 2) において、スイッチング素子 10 (Qx 1) を常時〇Nにし、バッテリー 1への充電を行うが、上述したように、機械式スィツチは抵抗が非常に小さいため、電力装置の DC DCコンバータ部の発熱をさらに低く抑えることができる。これにより、電力装置の小形化および低コスト化が図れる。なお、上記の実施の形態 1〜 6で示したチヨークコイル Lxは一般的なチョ一クコイルとして説明されたが、このチョークコイル Lxを図 1 9に示すコイル構造の磁界バイアス方式にすることにより、チョークコイルを小型化できるメリットがある。磁界バイアス方式においては、図 1 9に示すように、コア 40の内部に、磁石 4 1が配置されている。この方式を用いると、小型化しても昇圧方向で所望のインダクタンス値が実現できる。しかし、電流逆方向では電流が大きくなると、逆方向のインダクタンス値を得ることができなくなるが（コアの磁気飽和が発生してしまうが）、本発明の場合、インバータからバッテリーへの電流方向でのインダクタンス値はなくても支障がない。

このように、上記の実施の形態 1〜6で示したチョークコイル L Xはコア内部に磁石が配置された磁界バイアス方式のチョークコイルで構成してもよく、その場合には、上記実施の形態 1〜6と同様の効果が得られるとともに、さらに、小型化できるという効果が得られる。

Claims

請求の範囲

1 . エンジンと、前記エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、前記ェンジンの回転中は前記エンジンの動力を受けて発電を行うモータと、少なくとも 2 つの D C電圧入出力端子を有し、前記モータに電力を伝える電力変換回路と、前記電力変換回路に接続されたバッテリーと、前記バッテリーと直列に接続され、エネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源と、少なくとも 2つのスイッチング素子で構成され、前記エネルギー蓄積源の電圧を昇圧することにより前記エネルギ一蓄積源への充電を行うとともに、降圧することにより前記エネルギー蓄積源内のエネルギーの前記バッテリ一^■の回収を行う D C /D Cコンバータとを備え、前記 D C /D Cコンバータの前記スィツチング素子は、前記電力変換回路の D C電圧入出力端子の高電圧側端子と前記バッテリ一の高電圧側端子とを接続しており、

前記モータが、前記エンジンの動力を受けて発電して、前記電力変換回路および前記 D C ZD Cコンバータを通して前記バッテリ一を充電するとき、前記 D C /D Cコンバータに設けられた前記スィツチを常時 O Nする

ことを特徴とする自動車用電力装置。

2 . 前記モータによりエンジンを始動した後、前記発電を行う前に、前記 D C /D Cコンバータが前記エネルギー蓄積源を降圧動作させることにより、前記ェネルギー蓄積源に蓄えられているエネルギーを前記バッテリ一^■回収することを特徴とする請求項 1に記載の自動車用電力装置。

3 . 車両の停止時、停止前のアイドル時あるいは減速時に、前記エネルギー蓄積源への充電を行うことを特徴とする請求項 1または 2に記載の自動車用電力装置。

4 . 前記 D C /D Cコンバータの前記スィツチング素子は半導体素子から構成されることを特徴とする請求項 1ないし 3のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置,

5 . 前記 D CZD Cコンバータが有する前記スィツチング素子は半導体素子と機械式スィツチの並列回路から構成されることを特徴とする請求項 1ないし 3のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。

6 . 前記エネルギー蓄積源の高電圧側端子と前記電力変換回路の D C電圧入出力端子の高電圧側端子との間に接続されたスィツチをさらに備えたことを特徴とする請求項 1ないし 5のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。

7 . 前記モータによりエンジンを始動させる前に、前記エネルギー蓄積源に、前記バッテリーから前記 D CZD Cコンバータを介して充電を行うことを特徴とする請求項 1ないし 6のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。

8 . 前記モータによりエンジンを始動させる期間の前半は、前記バッテリーから前記電力変換回路へエネルギーを供給し、後半は、前記バッテリーと前記エネルギー蓄積源から前記電力変換回路へエネルギーを供給することを特徴とする請求項 6または 7に記載の自動車用電力装置。

9 . 前記エネルギー蓄積源の高電圧側端子と前記電力変換回路の D C電圧入出力端子の高電圧側端子との間に接続された前記スィッチは半導体素子から構成されていることを特徴とする請求項 6ないし 8のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。

1 0 . 前記 D CZD Cコンバータの前記スイッチング素子は、機械式スィッチ

'から構成されていることを特徴とする請求項 1ないし 9のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。

1 1 . 前記エネルギー蓄積源の高電圧側端子と前記電力変換回路の D C電圧入出力端子の高電圧側端子との間に接続された前記スィツチは機械式スィツチから構成されていることを特徴とする請求項 6ないし 8のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。

12. エンジンと、前記エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、前記ェンジンの回転中は前記エンジンの動力を受けて発電を行うモータと、少なくとも 2つの DC電圧入出力端子を有し、前記モータに電力を伝える電力変換回路と、前記電力変換回路に接続されたバッテリーと、少なくとも 2つのスイッチング素子で構成され、前記バッテリーから昇圧して前記電力変換回路へ電力供給を行う DCZDCコンバータとを備え、

前記 DCZDCコンバータの前記スィツチング素子は、前記電力変換回路の D C電圧入出力端子の高電圧側端子と前記バッテリ一の高電圧側端子とを接続しており、

前記モータが、前記エンジンの動力を受けて発電して、前記電力変換回路および前記 D C/D Cコンバータを通して前記バッテリ一を充電するとき、前記 D C ZD Cコンバータに設けられた前記スィツチを常時 ONする

ことを特徴とする自動車用電力装置。

13. 前記 DC/DCコンバータの前記スイッチング素子は、半導体素子から構成されていることを特徴とする請求項 12に記載の自動車用電力装置。

14. 前記 DC/DCコンバータの前記スイッチング素子は、機械式スィッチから構成されていることを特徴とする請求項 12に記載の自動車用電力装置。

15. 前記 DC/DCコンバータを構成するチョークコイルをコア内部に磁石が配置された磁界バイアス方式のチョークコイルとしたことを特徴とする請求項 1 ないし 14のいずれか 1項に記載の自動車用電力装置。