JPWO2004055963A1 - 自動車用電力装置 - Google Patents

Abstract

この発明は、エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、エンジンの回転中はエンジンの動力を受けて発電を行うモータ６と、モータ６に電力を伝える電力変換回路５と、バッテリー１と、エネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源２０と、少なくとも２つのスイッチング素子１０，１１で構成され、エネルギー蓄積源２０への充電およびエネルギー蓄積源２０内のエネルギーのバッテリー１への回収を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。モータ６が、エンジンの動力を受けて発電して、電力変換回路５およびＤＣ／ＤＣコンバータを通してバッテリー１を充電するとき、ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチを常時ＯＮするようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができる。

Description

この発明は自動車用電力装置に関し、特に、自動車等の車両に搭載されて、バッテリーとして用いられる自動車用電力装置に関する。

従来の自動車のバッテリー用電力回路においては、例えば、特開２００２−２１８６６７号公報（図３、図１０）に示されているように、バッテリー群とコンデンサ群とが直列に接続されているものがある。
上記特許文献１においては、バッテリー群は定格電圧１２Ｖのバッテリー１個から構成され、コンデンサ群は複数のコンデンサから構成されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、コンデンサ群の両端とバッテリー群との間に接続されており、コンデンサ群の電圧を降圧することにより、バッテリー群に電力を供給している。ここでは、バッテリー群は定格電圧１２Ｖの電装品に電力を供給するためのものであり、バッテリー群の両端に負荷が接続されている。
従来装置は、始動時（アイドルストップ動作の始動時）、電力変換回路が動作開始すると同時に、双方向性ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、バッテリー群からコンデンサ群に電力を伝送することにより、コンデンサ群に流れる電流を低下させることができるため、コンデンサ群の容量を小さくすることができる。電力変換回路がオフした後は、双方向性ＤＣ／ＤＣコンバータによってコンデンサ群を所定の電圧まで再充電し、次の再始動に備える。
上記特許文献１の図１０に示すように、従来の電力装置の双方向性ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成においては、昇圧及び降圧時に高周波（５０ｋ〜２００ｋＨｚ）でスイッチングする２つのＭＯＳＦＥＴが設けられており、昇圧時にスイッチングする方の第１のＭＯＳＦＥＴにおいて、ドレイン端子はコンデンサの高電圧側端子に、ソース端子はチョークコイルの一方の端子に、ゲート端子は制御回路に接続されている。降圧時にスイッチングする方の第２のＭＯＳＦＥＴにおいては、ドレイン端子はチョークコイルと第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子に、ソース端子はバッテリー群の低電圧側端子に、ゲート端子は制御回路に接続されている。チョークコイルのもう一方の端子はバッテリー群の高電圧側端子と平滑コンデンサの一方の電極に接続され、当該コンデンサのもう一方の端子はバッテリー群の低電圧端子に接続されている。
電力装置は、アイドルストップ動作の始動時にバッテリー群およびコンデンサ群からエネルギーを電力変換回路へ供給し、電力変換回路が動作することによりモータが回転し自動車が動き始める。モータでアイドル回転数まで上げ、エンジンを点火し駆動源をモータからエンジンに移行する。モータが始動時に動作する時間は０．２秒〜１秒程度である。一方、モータは発電機としても働くので、自動車が走行している間中、電力装置は動作することになる。この動作時間は、始動時の動作と比較して非常に長い。
始動時の発熱量は動作時間が短いために発電動作のそれと比較して十分小さい。また、始動時の瞬時発熱は非常に大きいが、装置のもつ熱容量で十分吸収できる量である。よって、電力装置の熱設計（装置が許容温度を超えないように設計）をする場合、発電時の発熱を考慮して設計することになる。従来装置において、高圧側（図中Ｖｆ３）に発生するエネルギーを１２Ｖバッテリーへ降圧するために、発電時ＤＣ／ＤＣコンバータは高周波で駆動される。高周波スイッチングを行うとスイッチング損失が増大するためＤＣ／ＤＣコンバータ部が発熱する。なお、電力変換回路部は、発電時ダイオード整流モードで動作するため、スイッチング動作をしてもその周波数は低く、この時の電力変換回路部の発熱は小さい。よって、装置の熱設計はＤＣ／ＤＣコンバータ部の発熱を十分考慮しなければならない。装置の温度を許容値に抑えるため、装置の放熱フィンを大型化し強制空冷用のファンを取り付けたり、装置下面に水冷用の放熱フィンを配置し水冷する機構にする対策が必要となる。これらの対策は、装置を大形化するだけではなく、高コストになる。よって、従来の電力装置は、装置が大形で高コストになるという問題点があった。

この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制し、小型で低コストな自動車用電力装置を得ることを目的とする。
この発明の自動車用電力装置は、エンジンと、前記エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、前記エンジンの回転中は前記エンジンの動力を受けて発電を行うモータを備えている。また、該自動車用電力装置は、少なくとも２つのＤＣ電圧入出力端子を有し、前記モータに電力を伝える電力変換回路を備えている。また、該自動車用電力装置は、前記電力変換回路に接続されたバッテリーと、前記バッテリーと直列に接続され、エネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源とを備えている。また、該自動車用電力装置は、少なくとも２つのスイッチング素子で構成され、前記エネルギー蓄積源の電圧を昇圧することにより前記エネルギー蓄積源への充電を行うとともに、降圧することにより前記エネルギー蓄積源内のエネルギーの前記バッテリーへの回収を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は、前記電力変換回路のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子と前記バッテリーの高電圧側端子とを接続している。前記モータが、前記エンジンの動力を受けて発電して、前記電力変換回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータを通して前記バッテリーを充電するとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられた前記スイッチを常時ＯＮする。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制し、小型で低コストな自動車用電力装置を得ることができる。

図１は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。
図２は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置の動作を示した動作波形図である。
図３は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置の構成を示した説明図である。
図４は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置におけるモータ回転数とモータ発生電圧との関係を示した説明図である。
図５は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置におけるバッテリー出力電圧とモータ発生電圧との関係を示した説明図である。
図６は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置における回路構成を示した構成図である。
図７は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置における計算モデルを示した構成図である。
図８は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧と最大出力電圧の関係を示した説明図である。
図９は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置における他の計算モデルを示した構成図である。
図１０は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置における出力電圧と出力電力の関係を示した説明図である。
図１１は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置における他の計算モデルを示した構成図である。
図１２は、本発明の実施の形態１に係る自動車用電力変換装置における出力電圧と出力電力の関係を示した説明図である。
図１３は、本発明の実施の形態２に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。
図１４は、本発明の実施の形態２に係る自動車用電力変換装置の動作を示した動作波形図である。
図１５は、本発明の実施の形態３に係る自動車用電力変換装置の動作を示した動作波形図である。
図１６は、本発明の実施の形態４に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。
図１７は、本発明の実施の形態５に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。
図１８は、本発明の実施の形態６に係る自動車用電力変換装置の構成を示した構成図である。
図１９は、本発明の実施の形態１〜６に係る自動車用電力装置に設けられるチョークコイルの他の例を示した説明図である。

実施の形態１．
図１に本発明の実施の形態１の構成を示す。図１において、６はエンジン（図示せず）に動力を伝えて始動させるとともに、エンジン回転中は逆にエンジンの動力を受けて発電を行うモータであり、１はモータ６を回転させるための電力を供給するバッテリー、５はバッテリー１の電圧を交流もしくは断続直流に変換してモータ６に出力する電力変換回路である。また、１０および１１はスイッチング素子Ｑｘ１、Ｑｘ２（符号１２および１３）であり、１２および１３は、スイッチング素子１０および１１にそれぞれ並列に接続されているダイオードＤｘ１およびＤｘ２である。スイッチング素子１０および１１（Ｑｘ１、Ｑｘ２）はＭＯＳＦＥＴであり、寄生ダイオードと並列して外部にダイオード１２および１３（Ｄｘ１、Ｄｘ２）を配置している。スイッチング素子は、電力変換回路５のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子（図示せず）とバッテリー１の高電圧側端子（図示せず）とを接続している。また、図１において、１４は平滑コンデンサＣｘ、１５はチョークコイルＬｘであり、２０はエネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源であるコンデンサである。なお、チョークコイル１５（Ｌｘ）、平滑コンデンサ１４（Ｃｘ）、スイッチング素子１０および１１（Ｑｘ１，Ｑｘ２）およびダイオード１２および１３（Ｄｘ１、Ｄｘ２）は、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成している。ＤＣ／ＤＣコンバータは、コンデンサの電圧を昇圧することによりコンデンサへの充電を行うとともに、降圧することによりコンデンサに蓄積されたエネルギーをバッテリー１に回収するものである。当該ＤＣ／ＤＣコンバータの昇降圧動作時の電力損失を抑えるため、順方向電圧が低い、リカバリー特性の良いダイオード１２および１３（Ｄｘ１，Ｄｘ２）が配置されている。３７は、スイッチング素子１０および１１（Ｑｘ１、Ｑｘ２）の動作の制御を行う制御回路である。
動作について説明する。図２に、車両の走行状態とそのときのＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形を示す。車両の走行状態を示す図において、横軸は時間、縦軸は車速を示している。車両の走行状態としては、アイドル停止状態→始動→加速→定常走行（発電）→減速→アイドル停止が示されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作時の動作波形が動作期間に対応して示されている。動作波形としては、スイッチング素子１０および１１（Ｑｘ１、Ｑｘ２）のゲート電圧（ハイ電圧でＯＮ）、チョークコイル１５（Ｌｘ）の電流ＩＬ（図１において、矢印の方向が正）、コンデンサ群２０の電流Ｉｃ（図１において、矢印の方向が正）、コンデンサ２０の電圧Ｖｃ（図１において、矢印の方向が正）が示されている。
まず、アイドル停止状態（Ｔ１）から車両が始動する。スタート動作期間（Ｔ２）において、コンデンサ２０の充電電圧は所望の値まで充電されている状態である。本実施の形態において、２Ｌクラスの車両のエンジンの回転数をアイドル回転（８００ｒｐｍ前後）までモータで引き上げるのに必要な電圧として、コンデンサ充電電圧は７．５Ｖの設定になっている（後述）。すなわち、電力変換回路５（３相交流インバータ）への初期入力電圧は、バッテリー電圧が１２Ｖであるから、１９．５Ｖになっている。スタート動作開始と同時に、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）はＯＦＦ状態で、スイッチング素子１１（Ｑｘ２）が５０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚでスイッチングする（ＤＣ／ＤＣコンバータを昇圧動作）。スイッチＯＮ動作でエネルギーをチョークコイル１５（Ｌｘ）に蓄積し、ＯＦＦ動作でそのエネルギーをダイオード１２（Ｄｘ１）を介して電力変換回路５の入力部に吐き出す。バッテリー１→ＤＣ／ＤＣコンバータ→電力変換回路５のエネルギー供給と、バッテリー１→コンデンザ２０→電力変換回路５のエネルギー供給を行う。スタート動作時にＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ経由でもエネルギーを供給するため、コンデンサ２０に蓄えておくエネルギーは少なくてもよいことになり、コンデンサ２０の容量を小さくできる（後述）。このＤＣ／ＤＣコンバータのアシスト動作については、従来の電力変換装置においても述べられている。
アイドル回転までモータ６によりエンジンの回転数を上げ、エンジンを点火して、エンジンによる駆動に引き継ぐ。駆動を引き継いだ後はモータ６を停止させる。エンジンが動作することにより車両が所望の速度まで加速される。
アイドルストップの意味についてここで簡単に触れておく。アイドルストップの意味は、燃費向上と有害排気物の削減である。停止時にエンジンを止めることにより、燃費を向上させ、有害排気物の量を削減する。また、モータ６によりアイドル回転まで引き上げることにより、大幅な有害排気物の削減が図れる。有害排気物の多くがエンジンでの始動時に発生するからである。
車両が加速され、定常的な速度になる。バッテリーの残量を検知し残量が不足してきたら、モータ６は発電機として動作する。スタート動作とは逆の経路で、電力変換回路５を介してバッテリー１を充電する。そのバッテリー１の充電動作が開始される直前に、コンデンサ２０のエネルギーをバッテリー１へ回収する（期間Ｔ３）。コンデンサエネルギーの回収には、ＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作させる。スイッチング素子１０（Ｑｘ１）をスイッチングさせ、スイッチング素子１１（Ｑｘ２）はＯＦＦ状態である。スイッチング素子１０（Ｑｘ１）がＯＮでコンデンサエネルギーをチョークコイル１５（Ｌｘ）に蓄え、ＯＦＦのときダイオード１３（Ｄｘ２）が導通しそのエネルギーをバッテリー１へ供給する。このコンデンサエネルギー回収期間（Ｔ３）を設けないで、発電期間（Ｔ４）に移行すると、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）をＯＮしたときにコンデンサエネルギーのほとんどをスイッチング素子１０（Ｑｘ１）で消費することになり、瞬間的ではあるがスイッチング素子１０（Ｑｘ１）が発熱する。本実施の形態の場合、コンデンサ２０は６５Ｆ〜１００Ｆの電気二重層コンデンサであるので、瞬時の発熱でＭＯＳＦＥＴからなるスイチング素子１０（Ｑｘ１）の温度が許容値を超えてしまい破壊する可能性がある。しかしながら、本実施の形態においては、エンジン始動後で、発電動作前に、コンデンサ２０のエネルギーをバッテリー１へ回収するようにしたので、コンデンサ２０の電圧を０Ｖにしたときの損失を小さくし、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の発電を抑えることができる。
発電期間（Ｔ４）において、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子１０（Ｑｘ１）は常時ＯＮ、スイッチング素子１１（Ｑｘ２）は常時ＯＦＦとなる。モータ６は、界磁巻き線付きのクローポールモータであり、界磁巻き線電流をコントロールすることにより、電力変換回路５（３相ダイオード整流回路）を介して発生するＤＣ電圧値をコントロールすることができる。発電電圧は、バッテリー１を直接充電する電圧値になっている。スイッチング素子１０（Ｑｘ１）を介してバッテリー１の充電は行われる。２電源システムを念頭においた従来の電力装置のように、発電時ＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作する（スイッチングする）場合と比較して、発電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータの損失を１／２〜１／３に抑えることができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの発熱も１／２〜１／３に低減できる。その結果、電力変換回路５とＤＣ／ＤＣコンバータを含んだ電力変換装置の冷却機構を簡単化でき、強制空冷をするためのファンや水冷をするための機構の必要のない、小形で低コストである装置を得ることができる。
減速期間（Ｔ５）において、制動エネルギーを用いてコンデンサ２０を充電する。速度計により車両の減速を検知し、あるいはブレーキをかけたことを検知して、制動時のエネルギーの一部を利用しコンデンサ２０を所定の電圧まで充電する。充電に使うエネルギー量としては小さいので、減速時のエネルギーのほとんどは、ブレーキの機械的な損失（摩擦）として消費される。
減速時のエネルギーを利用しコンデンサ２０を充電すると、エネルギーの利用効率としてはいいが、制御がやや複雑になる。よって、コンデンサ２０への充電動作は、アイドル停止期間（Ｔ１）あるいは停止前のアイドル期間（Ｔ６）にＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作によって、所定の電圧まで充電してもよい。
このように、本実施の形態においては、自動車車両の停止時あるいは減速時に、コンデンサ２０に充電を行うようにしたので、アイドルストップ動作の始動時に、所望のモータ出力を得ることができる。
次に、本発明の有効性について述べる。まず、図３に示したような１２Ｖのバッテリー１、電力変換回路５（３相インバータ）およびモータ６での構成について考えてみる。この構成でアイドルストップ動作が満足できれば、非常に小形で低コストである電力変換装置が実現できる。１．５Ｌクラス以下の小型車ならばこの構成でも機能を満足することができるが、２Ｌクラス以上になると、要求されるモータ６のトルク出力も大きくなり、機能を満足することは困難になる。特に、アイドル回転付近まで回転数が上がっていくと、モータ６が発生する起電圧により１２Ｖのバッテリー電圧ではモータ６にエネルギーを供給することが困難となる。１２Ｖ用にモータ６を設計した場合、始動トルクは得ることはできるが、回転数が上がっていくと所望のトルク出力が得ることができなくなる（図４）。
モータ回転数が上がっている状態で大きな電力をモータに供給するためには、電力変換回路の入力部に高い電圧が必要である。図５に、１２Ｖのバッテリー１から最大とれる電力と、そのときのバッテリー出力電圧の関係について示す。バッテリー１の内部抵抗を８ｍΩとしている。バッテリー１の電圧を上げていくと、バッテリー１からとれる最大電力は低下してしまうことがわかる。
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータで昇圧して、内部抵抗８ｍΩの１２Ｖバッテリーからエネルギーを取り出し、電力変換回路へ入力することを考える。回路構成を図６に示す。本発明の構成からコンデンサ２０を無くした構成になっている。ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率射ηを（１）式のように定義し、図７に示す計算モデルより（２）〜（４）式が導かれ、これらの方程式を解くことにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧と最大出力電力の関係が得られる（図８）。

ここで、ｎはＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比であり、ＩｏｕｔおよびＶｏｕｔはそれぞれＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流および電圧、ＶｉｎおよびＩｉｎはＤＣ／ＤＣコンバータ入力電圧および電流、Ｒはバッテリー内部抵抗（８ｍΩ）、Ｖはバッテリー電圧（１２Ｖ）である。図８より、昇圧比ｎを上げていけば高い出力電圧で出力電力を得ることができるが、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率分出力電力は落ちることがわかる。もちろん、３．５ｋＷ以上の出力が必要ない場合は、図５に示した形態で十分である。この形態に関しては、後述の実施の形態３において述べる。
高い電圧で大きな電力を電力変換回路に投入したい場合、バッテリー以外のエネルギー源が必要である。本発明（図１）は２つのエネルギー源をもった形態であり、電力変換回路５への高電圧、高電力入力が可能となる。コンデンサ２０がもう一つのエネルギー源になる。上述のように、コンデンサ２０は電気二重層コンデンサである。電気二重層コンデンサは、１セル単位２．５Ｖで構成される。ここでコンデンサ２０の１セルを耐圧２．５Ｖ、内部抵抗８ｍΩ、容量１００Ｆとして、電力変換回路５への入力電圧１３Ｖ、入力電力４ｋＷとした場合（２Ｌクラスの車両をモータ６のみでアイドル回転域までエンジン回転数を上げる場合必要な電圧・電力値）の必要コンデンサセル数を求める。まず、ＤＣ／ＤＣコンバータのアシスト動作がない場合について検討する。図９にその計算モデルを示す。コンデンサを直列に接続した場合はその分充電電圧も大きくなっている。もちろん、並列接続した場合は内部抵抗その分小さくなる。この計算において、コンデンサ２０を電源としておいているので、コンデンサエネルギーが減少し電圧が低下する影響は考慮されていない。コンデンサ２０は大容量であるが、若干の電圧低下は発生するので、多少並列数等を考慮しなければならない。図１０に結果を示す。３並列３直列の９セルならば、ＤＣ／ＤＣコンバータによるアシストなしでも１３Ｖ、４ｋＷの出力を得ることができるが、２並列３直列の６セルでは１３Ｖの出力が３．３ｋＷと足りないことがわかる。
次に、２並列３直列の６セルでコンデンサ２０を構成し、ＤＣ／ＤＣコンバータを始動時昇圧動作させた場合を検討する。計算モデルを図１１に示す。計算は、コンデンサを電源と見なし、コンデンサ電圧の過渡的な変化を無視している。ηは効率で、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力電力１ｋＷの場合０．９、２ｋＷの場合０．８５、３ｋＷの場合０．８とした。ｎは昇圧比、ΔＶはコンデンサ電圧、ｒはコンデンサ内部抵抗、Ｖはバッテリー電圧、Ｒはバッテリー内部抵抗である。計算モデルから得られる方程式を以下に示す。

上式を解くことにより、各ＤＣ／ＤＣコンバータアシスト電力に対する出力電圧と最大出力電力の関係が導くことができる。図１２にそれを示す。図より、ＤＣ／ＤＣコンバータで２ｋＷのアシストをすることにより所望の電力（４ｋＷ以上）を得ることができることがわかる。ＤＣ／ＤＣコンバータアシストによりコンデンサのサイズを２／３に減少できることがわかる。
以上の説明から、本実施の形態の動作は以下のようになる。コンデンサ２０は電気二重層コンデンサ２並列３直列６セルで構成されアイドルストップ始動時初期に７．５Ｖ充電されている。始動時には、ＤＣ／ＤＣコンバータにより２ｋＷアシストする。このような構成および動作をすることにより、２Ｌクラスの車両の所望のアイドルストップ動作を満足することができる。また、発電期間より前にコンデンサ２０に蓄積されているエネルギーをＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、エネルギーをバッテリーに回収することによりＤＣ／ＤＣコンバータ部での発熱を低く抑えている。発電期間においては、モータ発電電圧をバッテリー充電電圧に合わせ、Ｑｘ１を常時ＯＮすることによりバッテリー充電を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の発熱を低く抑えている。コンデンサの再充電は減速時あるいはアイドル停止時に行い、次の始動に備える。
以上のように、本実施の形態においては、発電動作時、モータ発電電圧をバッテリー群１の充電電圧に設定し、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を常時ＯＮ状態とし、バッテリー群１への充電を可能とした。さらに、アイドルストップ時の始動動作が完了後、ＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作させることにより、コンデンサ２０のエネルギーをバッテリー１に回収した。さらにまた、アイドルストップ動作のためのコンデンサ２０への充電は、車速の減速状態を検知、あるいはブレーキ動作を検知して、制動エネルギーを利用してコンデンサ２０の充電を行った。また、始動動作前のコンデンサ電圧の調節は、ＤＣ／ＤＣコンバータを昇降圧動作させることにより行った。電力装置に上記のような新たな制御動作を行うことにより、車両動作時のほとんどの時間行われる発電動作において、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができ、小型で低コストな自動車用電力装置を得ることができる。
なお、本実施の形態において、スイッチング素子（Ｑｘ１、Ｑｘ２）として、ＭＯＳＦＥＴを用いたが、ＩＧＢＴ等の他の半導体デバイスで代替できることは言うまでもない。スイッチング素子（Ｑｘ１、Ｑｘ２）を半導体素子で構成するようにしたため、本実施の形態においては、高速にスイッチング動作を行うことができる。
また、本実施の形態１において、コンデンサ２０を他のエネルギー蓄積源、例えば電解コンデンサと置き換えてもよい。
実施の形態２．
図１３に本発明の実施の形態２の回路構成を示す。実施の形態１（図１）との違いは、コンデンサ２０の高電圧側端子とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（Ｑｘ１）のドレイン端子の間にスイッチング素子１６（Ｑｘ３）を配置した点である。スイッチング素子１６（Ｑｘ３）はＭＯＦＥＴである。
動作について説明する。図１４に、車両の走行状態とそのときのＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形を示す。動作波形としては、スイッチング素子１０、１１および１６（Ｑｘ１、Ｑｘ２、Ｑｘ３）のゲート電圧（ハイ電圧でＯＮ）、チョークコイル電流ＩＬ（図１３において、矢印の方向が正）、コンデンサ２０の電流Ｉｃ（図１３において、矢印の方向が正）、コンデンサ２０の電圧Ｖｃ（図１３において、矢印の方向が正）が示されている。
図１４に示すように、アイドルストップ動作のスタート期間（Ｔ２）において、実施の形態１と同様に、バッテリー１→コンデンサ２０→電力変換回路５と、バッテリー１→ＤＣ／ＤＣコンバータ→電力変換回路５の２経路から電力変換回路５へエネルギーを供給する。実施の形態１と異なる点は、このときスイッチング素子１６（Ｑｘ３）をＯＮする点である。図１４ではスタートと同時にスイッチング素子（Ｑｘ３）をＯＮしているが、モータ６の低回転域では、スイッチング素子１６（Ｑｘ３）をＯＦＦしておき、回転数が上がった状態からアイドル回転域でＯＮしてもよい。図４に示したようにモータ発生電圧が低いため、モータ低回転域でのエネルギー供給は電力変換回路５の入力電圧が低くても可能であるので、スイッチング素子１６（Ｑｘ３）をＯＦＦしておいても問題はない。このようにスイッチング素子１６（Ｑｘ３）のＯＮ動作を遅らせることにより、コンデンサエネルギーを節約でき、コンデンササイズ（使用セル数）を小さくすることができる。スイッチング素子１６（Ｑｘ３）をＯＦＦしている間、ＤＣ／ＤＣコンバータは、図１４に示しているように、昇圧動作をしてもよいし、また、常時、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）をＯＮしていてもよい。低回転域でモータ発生電圧が低い領域ならば、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）をＯＮでエネルギー供給した方が損失も少なくて済む。
発電期間（Ｔ３）においては、スイッチング素子１６（Ｑｘ３）がＯＦＦ状態である以外は、実施の形態１と同じである。発電期間の前に、コンデンサ２０に蓄積されているエネルギーをバッテリー１に回収する必要はない。実施の形態２は、スタート動作期間が終了したら、スイッチング素子（Ｑｘ３）をＯＦＦするだけでいいので、制御が簡単であると言える。
アイドル停止状態あるいは停止前のアイドル状態になったら、コンデンサ２０を所望の電圧まで充電し、次の始動に備える。これにより、アイドルストップ動作の始動時に、所望のモータ出力を得ることができる。
以上のように、本実施の形態においては、コンデンサ２０の高電圧側端子とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０（Ｑｘ１）のドレイン端子間にスイッチング素子１６（Ｑｘ３）を設け、発電動作時、モータ発電電圧をバッテリー１の充電電圧に設定し、スイッチング素子１６（Ｑｘ３）をＯＦＦ状態、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を常時ＯＮ状態とし、バッテリー１への充電を可能とした。さらに、アイドルストップ動作の停止期間において、コンデンサ２０を始動動作必要電圧まで充電を行った。電力装置に上記のような新たなスイッチを設け、新たな制御動作を行うことにより、車両動作時のほとんどの時間行われる発電動作において、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができる。このように、実施の形態２は、実施の形態１と比較して、スイッチング素子１６（Ｑｘ３）を設けたことにより、コンデンササイズをさらに小さくでき、また、自動車用電力装置全体の制御が簡単であるというメリットがある。電力装置のＤＣ／ＤＣコンバータ部の発熱を低く抑えたことにより、電力装置の小形化および低コスト化が可能となる。
なお、モータ６によりエンジンを始動させる期間（Ｔ２）の前半は、バッテリー１から電力変換回路５へエネルギーを供給し、後半は、バッテリー１とコンデンサ２０から電力変換回路５へエネルギーを供給するようにした場合には、アイドルストップ動作の始動時、所望のモータ出力を得つつ、エネルギー蓄積源の容量（サイズ）を低減することができる。
なお、本実施の形態において、スイッチング素子１０，１１および１６（Ｑｘ１、Ｑｘ２、Ｑｘ３）としてＭＯＳＦＥＴを用いたが、ＩＧＢＴ等の他の半導体デバイスで代替できることは言うまでもない。スイッチング素子１０，１１および１６（Ｑｘ１、Ｑｘ２、Ｑｘ３）を半導体素子で構成することにより、高速動作が可能となる。
また、本実施の形態２において、コンデンサ２０を他のエネルギー蓄積源と置き換えてもよい。例えば電解コンデンサでもよい。スイッチング素子１６（Ｑｘ３）があり、不必要時は切り離しておけるので、大きなエネルギーを蓄積できるバッテリー１に置き換えることも可能である。
実施の形態３．
図６に、本発明の実施の形態３の構成を示す。実施の形態１で示した図１の構成と異なる点は、コンデンサ２０が無くなっていることである。従って、エネルギー源がバッテリー１だけになるので、高出力の電力を得るのは困難であるが、上述（図５、図８）のように、高電圧で大きな電力を得ることが可能になる。図８に示した条件で車両のアイドルストップ動作の条件を満足することができれば、コンデンサ２０を削除した分だけ、小形化および低コスト化が可能となる。
動作について説明する。図１５に、同様に、車両の走行状態とそのときのＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形を示す。動作波形としては、スイッチング素子１０，１１（Ｑｘ１、Ｑｘ２）のゲート電圧（ハイ電圧でＯＮ）、チョークコイル電流ＩＬ（図６において、矢印の方向が正）、電力変換回路の入力電圧Ｖｉｎｖ（図６において、矢印の方向が正）が示されている。
始動時（スタート動作期間Ｔ１）、ＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧動作がなされ、所望の電圧で所望の電力が電力変換回路５へ入力される。発電期間（Ｔ２）においては、同様に、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）が常時ＯＮとなり、モータ６の発電電圧をバッテリー１の充電電圧に合わせ、バッテリー１への充電を行う。
以上のように、本実施の形態によれば、コンデンサ２０を無くし、発電動作時、モータ発電電圧をバッテリー１の充電電圧に設定し、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を常時ＯＮ状態とし、バッテリー１への充電を可能とした。上記のような構成および制御動作を行うことにより、始動時電力変換回路５への電力投入量が比較的低くてもかまわない場合において、アイドルストップ時の始動動作を満足し、かつ、発電時におけるＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の発熱を大幅に抑制することができる。このように、本実施の形態においては、発電期間（Ｔ２）において、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）を常時ＯＮにし、バッテリー１への充電を行い、電力装置のＤＣ／ＤＣコンバータ部の発熱を低く抑えたことにより、電力装置の小形化および低コスト化が図れる。
本実施の形態において、スイッチング素子１０および１１（Ｑｘ１、Ｑｘ２）としてＭＯＳＦＥＴを用いたが、ＩＧＢＴ等の他の半導体デバイスで代替できることは言うまでもない。スイッチング素子１０および１１（Ｑｘ１、Ｑｘ２）を半導体素子で構成すれば、高速動作が可能となる。
実施の形態４．
発電期間において、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）は常時ＯＮされ、モータ６が発電し電力変換回路５が整流した電力によりバッテリー１を充電する。例えば２ｋＷの発電だとすると、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）に流れる電流は２ｋＷ／１２Ｖ＝１６７Ａになる。ＭＯＳＦＥＴから構成されたスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を多並列し、ＯＮ抵抗を下げて、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）における発熱を抑えている。本発明の実施の形態４は、この発電期間において、さらに発熱を抑えることを目的としている。
図１６に本発明の実施の形態４の構成を示す。実施の形態１（図１）と異なる点は、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）と並列に、機械式のスイッチ１７（Ｓｘ１）が配置されていることである。この場合、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）は多並列にする必要はなく、コンデンサエネルギー回収期間（Ｔ３）の降圧動作時に必要な容量があればよい。本実施の形態の場合、ＭＯＳＦＥＴ１個でスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を構成している。発電期間では、スイッチ１７（Ｓｘ１）をＯＮすることにより、発電電力でバッテリー１を充電する。
以上のように、本実施の形態においては、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）を半導体素子と機械式スイッチの並列回路から構成するようにしたので、機械式スイッチ１７（Ｓｘ１）の抵抗は非常に小さいため、発熱をさらに抑えることができる。
実施の形態５．
図１７に本発明の実施の形態５の構成を示す。実施の形態２で示した図１３と異なる点は、図１３に示した、ＭＯＳＦＥＴから構成されているスイッチング素子１０および１６（Ｑｘ１、Ｑｘ３）の代わりに、それぞれ、機械式スイッチ１８および１９（Ｓｘ１、Ｓｘ２）を設けたことである。実施の形態２には、コンデンサエネルギー回収期間がないので、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を必要としない。発電期間、電流をスイッチ１８（Ｓｘ１）を通してバッテリー１に充電するので、上述したように機械式スイッチは抵抗が非常に小さいため、さらに発熱を低減することができる。スタート期間において、コンデンサ２０からの電流をスイッチ１９（Ｓｘ２）を通して電力変換回路５へ供給するので、スタート期間の発熱も抑えることができる。
実施の形態６．
図１８に本発明の実施の形態６の構成を示す。図６に示した実施の形態３と異なる点は、実施の形態３のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０（Ｑｘ１）を、機械式スイッチ１８（Ｓｘ１）に置き換えたことである。
本実施の形態においては、発電期間（Ｔ２）において、スイッチング素子１０（Ｑｘ１）を常時ＯＮにし、バッテリー１への充電を行うが、上述したように、機械式スイッチは抵抗が非常に小さいため、電力装置のＤＣ／ＤＣコンバータ部の発熱をさらに低く抑えることができる。これにより、電力装置の小形化および低コスト化が図れる。
なお、上記の実施の形態１〜６で示したチョークコイルＬｘは一般的なチョークコイルとして説明されたが、このチョークコイルＬｘを図１９に示すコイル構造の磁界バイアス方式にすることにより、チョークコイルを小型化できるメリットがある。磁界バイアス方式においては、図１９に示すように、コア４０の内部に、磁石４１が配置されている。この方式を用いると、小型化しても昇圧方向で所望のインダクタンス値が実現できる。しかし、電流逆方向では電流が大きくなると、逆方向のインダクタンス値を得ることができなくなるが（コアの磁気飽和が発生してしまうが）、本発明の場合、インバータからバッテリーへの電流方向でのインダクタンス値はなくても支障がない。
このように、上記の実施の形態１〜６で示したチョークコイルＬｘはコア内部に磁石が配置された磁界バイアス方式のチョークコイルで構成してもよく、その場合には、上記実施の形態１〜６と同様の効果が得られるとともに、さらに、小型化できるという効果が得られる。

Claims (15)

1. エンジンと、前記エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、前記エンジンの回転中は前記エンジンの動力を受けて発電を行うモータと、少なくとも２つのＤＣ電圧入出力端子を有し、前記モータに電力を伝える電力変換回路と、前記電力変換回路に接続されたバッテリーと、前記バッテリーと直列に接続され、エネルギーの蓄積を行うエネルギー蓄積源と、少なくとも２つのスイッチング素子で構成され、前記エネルギー蓄積源の電圧を昇圧することにより前記エネルギー蓄積源への充電を行うとともに、降圧することにより前記エネルギー蓄積源内のエネルギーの前記バッテリーへの回収を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は、前記電力変換回路のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子と前記バッテリーの高電圧側端子とを接続しており、
   前記モータが、前記エンジンの動力を受けて発電して、前記電力変換回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータを通して前記バッテリーを充電するとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられた前記スイッチを常時ＯＮする
   ことを特徴とする自動車用電力装置。
2. 前記モータによりエンジンを始動した後、前記発電を行う前に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが前記エネルギー蓄積源を降圧動作させることにより、前記エネルギー蓄積源に蓄えられているエネルギーを前記バッテリーへ回収する
   ことを特徴とする請求項１に記載の自動車用電力装置。
3. 車両の停止時、停止前のアイドル時あるいは減速時に、前記エネルギー蓄積源への充電を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の自動車用電力装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は半導体素子から構成されることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータが有する前記スイッチング素子は半導体素子と機械式スイッチの並列回路から構成されることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
6. 前記エネルギー蓄積源の高電圧側端子と前記電力変換回路のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子との間に接続されたスイッチをさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
7. 前記モータによりエンジンを始動させる前に、前記エネルギー蓄積源に、前記バッテリーから前記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して充電を行うことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
8. 前記モータによりエンジンを始動させる期間の前半は、前記バッテリーから前記電力変換回路へエネルギーを供給し、後半は、前記バッテリーと前記エネルギー蓄積源から前記電力変換回路へエネルギーを供給することを特徴とする請求項６または７に記載の自動車用電力装置。
9. 前記エネルギー蓄積源の高電圧側端子と前記電力変換回路のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子との間に接続された前記スイッチは半導体素子から構成されていることを特徴とする請求項６ないし８のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
10. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は、機械式スイッチから構成されていることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
11. 前記エネルギー蓄積源の高電圧側端子と前記電力変換回路のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子との間に接続された前記スイッチは機械式スイッチから構成されていることを特徴とする請求項６ないし８のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。
12. エンジンと、前記エンジンに動力を伝えて始動させるとともに、前記エンジンの回転中は前記エンジンの動力を受けて発電を行うモータと、少なくとも２つのＤＣ電圧入出力端子を有し、前記モータに電力を伝える電力変換回路と、前記電力変換回路に接続されたバッテリーと、少なくとも２つのスイッチング素子で構成され、前記バッテリーから昇圧して前記電力変換回路へ電力供給を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は、前記電力変換回路のＤＣ電圧入出力端子の高電圧側端子と前記バッテリーの高電圧側端子とを接続しており、
    前記モータが、前記エンジンの動力を受けて発電して、前記電力変換回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータを通して前記バッテリーを充電するとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられた前記スイッチを常時ＯＮする
    ことを特徴とする自動車用電力装置。
13. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は、半導体素子から構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の自動車用電力装置。
14. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子は、機械式スイッチから構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の自動車用電力装置。
15. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するチョークコイルをコア内部に磁石が配置された磁界バイアス方式のチョークコイルとしたことを特徴とする請求項１ないし１４のいずれか１項に記載の自動車用電力装置。

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