WO2004013927A1

WO2004013927A1 - 高周波回路

Info

Publication number: WO2004013927A1
Application number: PCT/JP2003/010008
Authority: WO
Inventors: Takeshi Furuta
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2002-08-06
Filing date: 2003-08-06
Publication date: 2004-02-12
Also published as: JP2004072362A; US20060145779A1

Abstract

　ＦＥＴの開閉のみでＲＦ信号を遮断しようとすると、高周波領域においては、ＯＮ時の経路ロスが大きくなり、またＯＦＦ時に十分なアイソレーションを確保できなくなる。　高周波伝送経路１３とＧＮＤとの間にシャント回路を有する高周波回路において、能動素子１４，１５およびインピーダンス素子（Ｌ１，Ｌ２，Ｃ）を含む例えば２つのシャント回路１１，１２を有し、これらシャント回路１１，１２が、各々の能動素子１４，１５のＯＮ時にインピーダンス素子（Ｌ１，Ｃ）による並列共振回路を、ＯＦＦ時にインピーダンス素子（Ｃ，Ｌ２）による直列共振回路をそれぞれ形成するようにする。

Description

高周波回路

技術分野

明

本発明は、高周波伝送経路とグランドとの間に能動素子を含むシャント経路を有する高周波回路に関し、特に A S K変調器や S P S Tスィッチとして用いて好書適な高周波回路に関する。

背景技術

A S K (アンプリチュードシフトキ一ィング；振幅偏移変調）変調器などの主な高周波回路では、高周波伝送経路と当該高周波伝送経路からグランド（ G N D ) に対する経路、即ちシャント（ s h u n t ) 経路とに F E T (電荷効果トランジスタ）等の能動素子をそれぞれ配置し、これら経路の各能動素子を互い違いに開閉することでスイッチング動作を行っている。

図 1 2 に、従来の高周波回路の基本的な構成例を示す。同図において、高周波伝送経路 1 0 1 側には F E T Q 1 0 1 が配置されている。シャント経路 1 0 2側においては、キャパシタ C 1 0 1 、 F E T Q 1 0 2 およびキャパシ夕 C 1 0 2 が高周波伝送経路 1 0 1 とグランドとの間に直列に接続されている。 F E T Q 1 0 1 ， Q 1 0 2 は、各ゲートに互いに逆相の制御信号 A , A Xがそれぞれ印加されることにより、交互に O N (閉） / 0 F F (開）動作を行う。

ところで、 A S K変調は R F (高周波）信号の振幅の大小で変調する方式であり、 S P S T (シングルポールシングルス口ゥ；単極単投）スィツチと同じ構成にて機能を果たすことができる。

しかしながら、伝送する周波数が数 G H z 以上、特に E T C (エレクトロニックトールコレクションズ；自動料金収受）システムやワイヤレスホームネットワーク等で用いられる 5 〜 6 G H z になると、 F E Tの O F F容量に起因して O N時の経路ロスが大きくなつたり、 O F F時のアイソレーションが不十分になるとレう問題が生じている。ここで、 F E Tの〇 F F容量とは、 F E Tが 0 F F状態になった際のドレイン ' ソース間に現れる容量成分のことを言う。

この F E Tの O F F容量を C o f f とすると、 F E Tのインピ一ダンス Z は、

Z = l Z j co C o f f , ω = 2 π f

( 1 ) となる。（ 1 ) 式から明らかなように、周波数 f に反比例して抵抗成分 I Z I が小さくなることがわかる。

図 1 3 に、高周波伝送経路 1 0 1 が O N ( Q 1 0 1 が 0 N )、シャント経路 1 0 2 が O F F ( Q 1 0 2 が O F F ) になったときの等価回路を示す。ここで、 O F F容量 C o f f が D Cカツト用のキヤノ\°シタ C 1 0 1 , C 1 0 2 の容量に比べて十分小さく、 F E T Q 1 0 1 の O N抵抗 R o nが数 Ω程度なので、図 1 3 の回路特性は、 O F F容量 C o f f による電力リークで支配的に決定される。逆に、高周波伝送経路が O F F、シャント経路 1 0 2 が O Nのときは、高周波伝送経路 1 0 1 の F E T Q 1 0 1 が O F F容量 C o f f を持ち、電力をリークする。

このように、 F E Tの開閉のみで R F信号を遮断しようとすると、特に透過特性において高周波帯では本質的に困難になつてくることがわかる。すなわち、高周波領域においては、 O N 時の経路ロスが大きくなり、また O F F時に十分なアイソレーションを確保できなくなる。能動素子として、 F E Tではなく、 P I N (ポジティブイントリンシックネガティブ）ダイオードを用いた回路構成の場合にも同様の問題が発生する。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高周波領域においても経路ロスを低減し、十分なアイソレーションを確保することが可能な高周波回路を提供することにある。発明の開示

本発明による高周波回路は、高周波伝送経路とグランドとの間に、能動素子およびィンピーダンス素子を含む複数のシャント経路を有し、これら複数のシャント回路が、各々の能動素子の O N時に前記ィンピーダンス素子による並列共振回路を、 O F F時に前記ィンピ一ダンス素子による直列共振回路をそれぞれ形成する構成となっている。

上記構成の高周波回路において、各々の能動素子が O Nのとき、これら能動素子は等価的に O N抵抗とみなされ、当該 O N 抵抗が十分小さいため、ショートとみなすことができる。したがって、複数のシャント回路は、能動素子が O N状態にあるときに、等価的にインピーダンス素子による並列共振回路を形成する。この並列共振回路では、共振周波数を使用周波数に合わせることで、シャント回路方向（以下、シャント方向と記す）を高抵抗化し、高調波伝送経路方向（以下、スルー方向と記す）に対して低ロスな透過特性が得られる。一方、各々の能動素子が O F F のとき、能動素子の 0 F F容量が十分小さいものとすると、複数のシャント回路は等価的にインピ一ダンス素子による直列共振回路を形成する。この直列共振回路では、共振周波数を使用周波数に合わせることで、シャント方向を低抵抗化しスルー方向の透過電力を低下させることができる。図面の簡単な説明

図 1 は、本発明の一実施形態に係る高周波回路の構成例を示す回路図である。

図 2 は、能動素子が O N時に当該能動素子を O N抵抗で表した回路図である。

図 3 は、能動素子が O N時に形成される並列共振回路を示す等価回路図である。

図 4 は、能動素子が O F F時に当該能動素子を O F F抵抗で表した回路図である。

図 5 は、能動素子が O F F時に形成される直列共振回路を示す等価回路図である。

図 6 は、本発明の一実施形態の具体例に係る高周波回路を示す回路図である。

図 7 は、具体例に係る高周波回路のシミュレーション結果を示す図である。

図 8 は、シミュレーション結果の比較として、従来例に係る高周波回路を高周波用に修正した回路図である。

図 9 は、従来例に係る高周波回路のシミュレーション結果を示す図である。図 1 0 は、本発明の一実施形態の変形例に係る高周波回路の構成例を示す回路図である。

図 1 1 は、本発明の適用例に係る多ポ一トスイッチの回路例を示す回路図である。

図 1 2 は、従来例に係る高周波回路の構成例を示す回路図である。

図 1 3 は、従来例に係る高周波回路の O N時の等価回路図である。発明を実施するための最良の形態 ·

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図 1 は、本発明の一実施形態に係る高周波回路の構成例を示す回路図である。

図 1 から明らかなように、本実施形態に係る高周波回路は、能動素子およびインピーダンス素子を持つ複数、例えば 2 つのシャント回路： L l ， 1 2 力、らなり、これらシャント回路 1 1 , 1 2 が同一基板上に作成された構成となっている。一方のシャント回路 1 1 は、高周波伝送経路 1 3 とグランドとの間に直列に接続された能動素子 1 4 およびインダク夕 L 1 を有する構成となっている。他方のシャン卜回路 1 2 は、高周波伝送経路 1 3 とのグランドとの間に直列に接続されたキャパシタ C およびィンダクタ L 2 と、ィンダク夕 L 2 に対して並列に接続された能動素子 1 5 とを有する構成となっている。

この高周波回路において、能動素子 1 4 , 1 5 は、共通の制御信号 Aによって O N / 0 F F制御される。これにより、制御信号 Aの伝送は 1 本の制御線で済むため、回路構成の簡略化を図ることができる。能動素子 1 4 , 1 5 の O N / O F Fでシャント回路 1 1， 1 2 のインピ一ダンスを変更することにより、回路全体の O N / O F F状態の切り替えが行われる。能動素子 1 4， 1 5 としては、 F E Tや P I Nダイオード等を用いることができる。

以下に、具体的な回路動作について説明する。

図 2 に示すように、能動素子 1 4 , 1 5 が O N (低抵抗 = R o n状態）のとき本高周波回路は O N状態となる。このとき、能動素子 1 4 , 1 5 は等価的に〇 N抵抗 R o n とみなされる。この O N抵抗 R o nは十分小さく、ショートとみなすることができる。したがって、〇 N状態にあるときの本高周波回路は、図 3 に示すように、等価的にインダクタ L 1 とキャパシタ Cの並列共振回路となる。

ここで、並列共振回路のインピーダンス Z o n は、

Ζ ο η = 1 / Υ ο η , Υ ο η = 1 / j ω L 1 + j ω C

.'. Z o n = j ω L 1 / ( 1 — ω 2 L 1 C … ( 2 ) となる。したがって、インダクタ L 1 およびキャパシ夕 Cの各値を、使用周波数で共振点（ Z o n =無限大）となるように、即ち

ω 2 = 1 / L 1 C

( 3 )

を満足するような素子定数を選択することにより、シャント方向を高抵抗化し、スルー方向（高周波伝送経路）の透過効率を向上させることができる。

このように、本実施形態に係る高周波回路では、共振周波数を使用周波数に合わせることで、シャント方向を高抵抗化し、スルー方向に対して低ロスな透過特性を実現することができる。 .

方、図 4 に示すように、能動素子 1 4 1 5 が O F F (高抵抗 = C o f f 状態）のとき本高周波回路は O F F状態になるで、インダクタ L 1 を含むシャント回路 1 1 のインピーダンス Z 1 は、

Z l = j L l + l Z j co C o f f …… （ 4 ) となり、 O F F容量 C o f f が十分に小さいとき、インピーダンス Z 1 が無限大となるので、このシャント回路 1 1 は無視でさる

また、インダク夕 L 2 と O F F容量 C o f f で構成される並列回路のアドミッタンス Y 2 ( Y = 1 / Z ) とすると、

Y 2 = 1 / j ω L 2 + j ω C o f f となる。また、この並列回路を含むシャント回路 1 2 のインピーダンス Z 2 は、

Z 2 = 1 / j ω C + 1 / Y 2

= 1 / j ω C + j ω L 2 / ( 1 - ω 2 L 2 C ο f f )

( 5 ) であり、〇 F F容量 C o f f が十分に小さいとき、アドミッタンス Y 2 としてはインダクタ L 2 の成分のみとなり、回路としては等価的に、図 5 に示すように、インダク夕 L 2 とキャパシタ Cの直列共振回路となる。

の直列共振回路の共振周波数は、（ 5 ) 式において、 Z 2

= 0 とすると、

ω 2 = 1 / L 2 C …… ( 6 ) であり、これを使用周波数に合わせることにより、シャント方向を低抵抗化し、スルー方向の透過電力を低下させることができ、本高周波回路の O F F状態を実現できる。

しかしながら、周波数が数 G H z 以上と高くなると、 O F F 容量 C o f f の影響（正確には ω C o f f 積）が無視できないので、理想的なインダク夕 L 2 とキャパシ夕 Cの直列共振とはならない。したがって、回路全体のインピーダンス Z 0 f については、

Z o f f = 1 / Y o f f , Y ο f f = 1 / Ζ 1 + 1 / Ζ 2

…… （ 7 ) を解いて共振点を求めることになる。

( 3 )式を（ 5 ) 式に用いると、

Z o f f = j ω L 1 ( C - C ο f f )

• ( L l - L 2 - L 2 C o f f / C )

/ ( 2 L 2 C O f f - L I C ) ··· ( 8 ) と変形できるので、 Z o f i = 0 となるためには、

L l / L 2 - l = C o f f / C …… （ 9 ) を満足するような素子定数を用いることとなる。

上述したように、高周波伝送経路 1 3 とグランドとの間にシヤント回路を有する高周波回路において、能動素子 1 4， 1 5 およびインピーダンス素子（ L l， L 2， C ) を含む複数、例えば 2 つのシャント回路 1 1 , 1 2 を有し、これらシャント回路 1 1 , 1 2 が、各々の能動素子 1 4 , 1 5 の O N時にインピ —ダンス素子（ L 1 , C ) による並列共振回路を、 O F F時にインピーダンス素子（ C , L 2 ) による直列共振回路をそれぞれ形成するようにしたことで、 O N時には使用する周波数において低ロスな透過特性を得ることができ、また O F F時にはシヤント方向を低抵抗化し、スル一方向の透過電力を低下させることができる。

(具体例）

図 6 は、本実施形態の具体的な回路例を示す回路図であり、図中、図 1 と同等部分には同一符号を付して示している。本具体例では、能動素子 1 4 , 1 5 として、高周波の処理に用いて最適な例えば G a A s (ガリウム · ヒ素）系材料からなる F E Tを用いている。

図 6 において、一方のシャント回路 1 1 ' は、高周波伝送経路 1 3 とのグランドとの間に、キャパシタ C l 、 F E T Q 1 、キャパシ夕 C 2 およびインダクタ L 1 が直列に接続された構成となっている。他方のシャント回路 1 2 ' は、高周波伝送経路 1 3 とのグランドとの間に、キャパシ夕 Cおよびインダクタ L 2 が直列に接続されるとともに、キャパシ夕 C 3 、 F E T Q

2 、キャパシ夕 C 4 およびインダクタ L 3 の直列接続回路がィンダクタ L 2 に対して並列に接続された構成となっている。

上記具体例に係る高周波回路では、 F E T Q 1 , Q 2 にバイァスを印加するため D Cカット用にキャパシタ C 1 , C 2 , C

3 , C 4 を挿入し、また I C化した際のボンディング · ワイヤのインダクタンスを考慮してインダクタ L 3 を追加した構成となっている。この具体例に係る高周波回路において、一例として、使用周波数を 5 G H z とし、各素子定数として C = 0 . 9 5 p F、 C l ， C 2 = 6 p F、 C 3 ， C 4 = 1 0 p F、 C o f f = 0 . 4 p F、 L 1 = 1 . l n F、 L 2 = 0 . 7 n F、 L 3 = 0 . 4 n F を用いた場合のシミュレーション結果を図 7 に示す。

図 7 のシミュレーション結果から明らかなように、本具体例に係る高周波回路においては、 O N時にはロスが約 0 . 5 d B 程度であり、 O F F時には 2 0 d B のアイソレーションが確保されていることがわかる。

比較として、従来例に係る図 8 に示す回路を用いた場合のシミュレーシヨン結果を図 9 に示す。図 8 に示す回路は、図 1 2 に示す従来回路を高周波用に修正した回路である。ここでは、各回路定数として C 1 0 1 , C 1 0 2 = 3 p F , L 1 0 4 = 0 . 7 n F、 C o f f = 0 . 4 p F を用いている。図 9 のシミュレ —ション結果から明らかなように、 O F F時のアイソレーションは 2 1 d B あるが、〇 N時のロスが約 2 d B と大きな値となつている。

この比較結果から明らかなように、本具体例に係る高周波回路は、従来例に係る高周波回路に比べて、 0 F F時のアイソレーションについては同程度であるものの、 O N時のロスについては高周波領域において約 1 . 5 d B程度低減できていることがわかる。

また、図 1 に示す回路例において、インダクタ L I , L 2 の全部または一部をボンディング · ワイヤのィンダク夕ンス成分で代用することにより、 I C上の素子面積を低減することができる。一例として、ワイヤ 1 本のインダク夕ンス成分は 0 . 7 n F、 2 本並列にワイヤを打った場合で 0 . 4 n Fなので、図 6 に示す回路例では、インダクタ L 2 , L 3 についてはワイヤのインダク夕ンス成分で代用し、インダクタ L 1 として 0 . 4 n F分のインダクタを I Cに内蔵させるだけで済むため、 I C 上の素子面積を低減できる。

(変形例）なお、上記実施形態では、インダク夕 L l ， L 2 をそれぞれ含む 2本のシャント回路 1 1 ， 1 2 を持つ場合を例に挙げて説明したが、これに限られるものではなく、図 1 0 に示すように、キャパシ夕 C 1 , C 2 をそれぞれ含む 2本のシャント経路を同時に切り替えるようにしても同様の効果を得ることができ、また 3 本以上のシャント経路を持つ回路構成とすることも可能である。

(適用例）

以上説明した本実施形態あるいはその変形例に係る高周波回路は、 A S K変調器や S P S Tスィッチ等として用いることができる。また、本実施形態あるいはその変形例に係る高周波回路を複数配置することで、 S P S Tスィッチ等の多ポートスィツチに応用することも可能である。この多ポートスィツチの具体的な回路例を図 1 1 に示す。

図 1 1 において、高周波伝送経路 1 3 は、分岐点 Bで 2 系統 A , B に分岐されている。この 2 系統の高周波伝送経路 1 3 A， 1 3 B には、 λ Z 4だけ位相をずらすためのストリップライン等の位相変換装置 2 1 , 2 2 が挿入されている。この位相変換装置 2 1 , 2 2 は、片側のポートがショートした際に R F の分岐点 Β の振幅が低下しないようにするために挿入されたものである。

2 系統の高周波伝送経路 1 3 A , 1 3 B とグランドとの間には、図 1 に示すシャント回路 1 1 , 1 2 が、 A系統のシャント回路 1 1 A , 1 2 Aおよび B系統のシャント回路 1 1 B , 1 2 B として配置されている。ただし、 A系統のシャント回路 1 1 A， 1 2 Aの能動スィッチ 1 4 A , 1 5 Aが制御信号 Aによつて O N / O F F制御されるのに対して、 B系統のシャント回路 1 1 B , 1 2 Bの能動スィッチ 1 4 B， 1 5 Bが制御信号 Aと逆相の制御信号 A Xによって 0 N Z 0 F F制御される。

なお、本適用例では、 S P S Tスィッチ等の多ポートスイツチに適用した場合を例に挙げて説明したが、この適用例に限られるものではなく、 A S K変調器などにも同様に適用可能である。産業上の利用可能性

以上説明したように、本発明によれば、高周波伝送経路とグランドとの間に、能動素子およびィンピ一ダンス素子を含む複数のシャント経路を有し、これら複数のシャント回路が、各々の能動素子の O N時にインピーダンス素子による並列共振回路を、 O F F時にインピーダンス素子による直列共振回路をそれぞれ形成するようにしたことで、高周波領域においても経路ロスを低減し、十分なアイソレーションを確保することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 高周波伝送経路とグランドとの間に、能動素子およびィンピ一ダンス素子を含む複数のシャント経路を有し、

前記複数のシャント回路が、各々の前記能動素子の O N時に前記インピーダンス素子による並列共振回路を、 O F F時に前記ィンピ一ダンス素子による直列共振回路をそれぞれ形成することを特徴とする高周波回路。

2 . 前記能動素子が電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項 1 記載の高周波回路。

3 . 前記電界効果トランジスタがガリウム，ヒ素系材料からなることを特徴とする請求項 2 記載の高周波回路。

4 . 前記複数のシャント経路が同一基板上に作成されていることを特徴とする請求項 1 記載の高周波回路。

5 . 前記複数のシャント経路を形成するインダクタが、 I C 化の際のボンディング · ワイヤのィンダクタンス成分で代用されていることを特徴とする請求項 1 記載の高周波回路。