WO2004008669A1 - セパレーション調整回路 - Google Patents

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Tsuyoshi Koike
Hiroshi Miyagi
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Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki
Niigata Seimitsu Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a separation adjustment circuit for increasing the degree of separation between left and right signals in a stereo receiver.
  • FIG. 1 is a diagram showing a conventional stereo receiver.
  • the intensity of the L + R component signal output from the FM detector 73 is variable.
  • the intensity of the L-to-R component signal is not significantly affected by the variable resistor 78, but is affected only by the resistors 79 and 81, due to the effects of the resistors 78, 79, and 81. That is,
  • the frequency band of the L-R component signal is a band centered on a frequency of 38 kHz.
  • the impedance of the capacitor 77 is small and passes through the capacitor 77 without being largely affected by the variable resistor 78.
  • the impedance of the capacitor 77 is large, and the strength (signal level) changes according to the resistance value of the variable resistor 78.
  • the intensity of the L + R component signal can also be changed, so that the intensity ratio between the L + R component signal and the LR component signal can be adjusted appropriately. Therefore, it is possible to increase the degree of separation of stereo signals.
  • an object of the present invention is to provide a separation adjustment circuit that has few external components and that can easily adjust the intensity ratio of a composite signal in consideration of the above problems. Disclosure of the invention
  • the separation adjustment circuit of the present invention is a separation adjustment circuit that adjusts an intensity ratio between a sum signal and a difference signal in a stereo composite signal and increases the degree of separation between a stereo right signal and a stereo left signal.
  • Sum signal extracting means for extracting a sum signal from the stereo composite signal; difference signal extracting means for extracting a difference signal from the stereo composite signal; mixing the sum signal and the difference signal to obtain a stereo right signal and a stereo left signal Mixing means for obtaining a signal; first adjusting means for adjusting the amount of current flowing through the sum signal extracting means or the difference signal extracting means to adjust the intensity of the sum signal or the difference signal; and Generating means for generating a control signal for controlling the adjusting operation of the adjusting means.
  • the sum signal is a signal indicating an L + R component signal obtained by adding the stereo right signal and the stereo left signal
  • the difference signal is a difference between the stereo right signal and the stereo left signal. This is a signal indicating the L-R component signal that is the difference.
  • the sum signal extracting means is, for example, a current mirror circuit for extracting a sum signal from a stereo composite signal input to the differential amplifier.
  • the difference signal extracting means is, for example, a stereo signal. This is a current mirror circuit for extracting the difference signal from the composite signal.
  • the mixing means is, for example, a mixer circuit for mixing the sum signal and the difference signal to obtain a stereo right signal and a stereo left signal, wherein the sum signal extracting means and the difference signal extracting means , And the mixing means constitute a stereo demodulation function.
  • the first adjusting means is, for example, an output-side transistor constituting the current mirror circuit, and the sum signal or the difference signal is obtained by adjusting a current amount of the output-side transistor.
  • the signal strength By adjusting the signal strength, the degree of separation between the stereo right signal and the stereo left signal can be increased.
  • the number of external components for adjusting the strength of the sum signal or the difference signal which is required in the conventional stereo receiver, can be reduced, and the mounting area of the printed circuit board can be reduced.
  • the operation of the first adjusting means is controlled based on the control means generated by the generating means, the intensity of the sum signal or the difference signal can be easily adjusted without human intervention, and the stereo It is possible to increase the degree of separation between the right signal and the stereo left signal.
  • the first adjustment means includes: a plurality of transistors; and selection means for selecting the transistor based on the control signal.
  • the intensity of the sum signal or the difference signal may be adjusted based on the total current amount.
  • the selection means is, for example, a switch, and a switch is connected to each of the transistors, and the ON or OFF operation of the switch is controlled based on the control signal.
  • the intensity ratio between the sum signal and the difference signal can be adjusted, so that the degree of separation between the stereo right signal and the stereo left signal can be increased.
  • the separation adjustment circuit is configured to output the output of the separation adjustment circuit.
  • a resistor connected to the stage, and a second adjusting unit connected in parallel to the resistor and adjusting an amount of current flowing through the resistor, wherein the second adjusting unit is The current amount may be adjusted based on the current amount to be adjusted.
  • the DC bias at the output of the separation adjustment circuit can also be adjusted in accordance with the intensity adjustment of the sum signal or the difference signal by the first adjustment means, so that a predetermined signal that does not distort the output signal is obtained. DC bias is possible.
  • FIG. 2 is a diagram showing a stereo receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a specific example of the current mirror circuit in the broken line portion C.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a separation adjustment circuit according to another embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a separation adjustment circuit according to another embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a stereo receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the stereo receiver 10 includes an antenna 11, a front-end unit 12 for performing tuning processing and frequency conversion processing, and an L (left signal) + R (right signal) component signal.
  • FM detector 13 that outputs a composite signal consisting of L, R, and R component signals and a pilot signal (stereo signal judgment signal), and stereo demodulation that demodulates the composite signal into a stereo right signal and a stereo left signal
  • a separation adjustment circuit 14 that combines a separation adjustment function that adjusts the intensity ratio between the L + R component signal and the L-R component signal is provided. It comprises.
  • a resistor 15 for supplying a reference voltage for adjusting the DC bias of the received signal, a buffer amplifier 16, and a DC component cut as an external component are provided at a stage preceding the separation adjustment circuit 14.
  • Capacitors 17 are provided.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the separation adjustment circuit 14.
  • a composite signal and a DC reference voltage are input to a differential amplifier composed of a P-channel MOS transistor 20.
  • the composite signal input to the differential amplifier is composed of a current mirror circuit (sum signal extraction means) composed of N-channel MOS transistors (hereinafter simply referred to as transistors) 21 and 22 and transistors 21 and 2
  • the current is distributed to the broken line frame A and the broken line frame B by the current mirror circuit (difference signal extracting means) composed of 3.
  • the signal distributed to the broken line A represents the L + R component signal
  • the signal distributed to the broken line B represents the LR component signal.
  • the LR component signal is input to a mixer circuit (mixing means) including the transistor 24, and the 38 kHz component signal is removed.
  • the L-R component signal from which the 38 kHz component signal has been removed, and L + R A stereo right signal (R signal) and a stereo left signal (L signal) are obtained by mixing (sum-difference calculation) with the component signals.
  • the current amount of the current flowing through the current mirror circuit including the transistors 21 and 23, that is, the current flowing through the transistor 23 (first adjustment means) of the dashed portion B is calculated.
  • the adjustment is made based on the control signal generated by the control circuit 25 (generation means).
  • the intensity of the L-R component signal can be adjusted, and the intensity ratio between the L + R component signal and the L_R component signal can be adjusted. .
  • the current mirror circuit 30 shown in FIG. 4A is composed of a plurality of transistors 23 (23-1, 23-2,..., 233-n) and a switch connected to the drain of each transistor 23. 3 1 (selection means), and the ON or OFF operation of each switch 31 is controlled based on a control signal output from the control circuit 25.
  • the switch 31 is configured by a semiconductor switching element.
  • the current value of the current flowing through the current mirror circuit 30 changes according to the selected switch 31, and the intensity of the L-R component signal is adjusted. That is, as the number of switches 31 turned ON increases, the amount of current flowing through the contact D increases, A high-intensity L-R component signal is input to the mixer circuit. Conversely, if the number of the switches 31 that are turned on is small, the amount of current flowing through the contact D is small, and a low-strength LR component signal is input to the mixer circuit. Thus, by adjusting the intensity of the LR component signal based on the number of switches 31 that are turned ON, the intensity ratio of the L + R component signal can be adjusted. It is possible to increase the degree of separation from signals.
  • another type of current mirror circuit 32 shown in FIG. 4B also includes a plurality of transistors 23 (23-1, 23-2,..., 23-n) and transistors 23 And a switch 31 connected to the gate of the switch. The operation of each switch 31 is controlled based on a control signal generated by the control circuit 25. Then, as in Fig. 4A, the current value of the current flowing through the current mirror circuit 32 changes according to the number of switches 31 selected, so that the intensity of the L-R component signal is adjusted accordingly. Is done.
  • the control signal generated by the control circuit 25 is generated based on the degree of separation between the output stereo right signal and the output stereo left signal. That is, for example, when the degree of separation between the stereo right signal and the stereo left signal is low, and the intensity of the L-R component signal is higher than the intensity of the L + R component signal, the control circuit 25 turns on.
  • a control signal is generated so as to reduce the number of switches 3 1. The number of the switches 31 at this time is adjusted so that the intensity of the L + R component signal and the intensity of the L-R component signal are the same.
  • the amount of current flowing through the mixer circuit can be reduced, and the intensity of the L + R component signal and the intensity of the L-R component signal can be made the same, so that the separation between the stereo right signal and the stereo left signal can be improved. It is possible to increase.
  • each transistor 23 of the current mirror circuit 30 or 32 may be changed, and the transistor 23 may be arbitrarily selected by the switch 31. Thus, the current mirror circuit 30 or 32 transistor 23 is large. By making the magnitudes different from each other, the amount of current flowing through the current mirror circuit indicated by the broken line C can be set to an arbitrary value according to the combination of the transistors 23 selected.
  • the separation adjustment circuit 40 shown in FIG. 5 is configured such that the output section of the separation adjustment circuit 14 of FIG. 3 is further folded back by a current mirror circuit composed of the transistor 41, and the output section of the current mirror circuit is
  • the resistor 42 is connected to a constant current source 43 (second adjusting means) connected in parallel with the resistor 42.
  • the other terminals of the resistor 42 and the constant current source 43 are connected to the ground.
  • the amount of current of the constant current source 43 is varied by the control signal of the control circuit 25 based on the intensity of the L-R component signal, and becomes a predetermined DC bias at which no distortion occurs in the output signal. Is adjusted as follows.
  • the amount of current flowing through the resistor 42 can also be varied. Even if the intensity of the R component signal is adjusted to increase, It is possible to suppress the output from becoming a DC bias over a certain level, and it is possible to suppress distortion of the output signal.
  • the method of varying the amount of current of the constant current source 43 includes, for example, a transistor 21, a plurality of transistors 23, and a switch 31 connected to each transistor 23 as shown in FIG. In the current mirror circuit, transistor 2
  • the current flowing through resistor 42 may be adjusted. That is, a method is considered in which the constant current source 43 is folded back by a current mirror circuit composed of a plurality of transistors, and the number of transistors on the output side is changed by selecting the number of switches using a switch or the like.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a separation adjustment circuit configured to adjust the amount of current in the output stage without folding back by a current mirror circuit.
  • a resistor 42 and a constant current source 43 connected in parallel with the resistor 42 are connected to the output stage of the separation adjustment circuit 50, and the resistor 42 and the constant current source are connected. 4 The other terminal of 3 is connected to the power supply (VDD). Then, as in FIG. 5, the value of the current flowing through the constant current source 43 is varied based on the control signal output from the control circuit 25.
  • the DC bias of the output signal can be controlled to a predetermined value.
  • a variable resistor may be provided in place of the transistor 23 of the separation adjustment circuit 14 in FIG.
  • the L-R component signal and the L + R A stereo demodulation mixer circuit for the stereo demodulation function. This can be realized by adjusting the bias current (current amount of the current mirror circuit).
  • the electrical control based on the control signal generated by the generating means makes it possible to increase the degree of separation between the right signal and the left signal without manual intervention.
  • the separation adjustment circuit according to the embodiment of the present invention can omit the variable resistor 78 and the like required in the conventional stereo receiver 70 in FIG. 1, so that the received signal is based on the resistance. Since the influence of the impedance is eliminated, the capacitance of the capacitor 76 for cutting the DC component of the received signal can be reduced. Since the capacity of the DC component cutting capacitor 76 (the capacitor 17 in the embodiment of the present invention) is small, that is, a capacitor having a small size can be mounted in this manner, the printed circuit board can be mounted. The mounting area of the board can be further reduced.
  • the separation adjustment circuit is configured to adjust the amount of current of the L-R component, but may be configured to adjust the amount of current of the L + R component.
  • the separation adjustment circuit of the present invention by adjusting the amount of current flowing to the extracting means when extracting the sum signal or the difference signal from the stereo composite signal based on the control signal generated by the generating means, Can be configured on an IC chip, etc., which reduces the number of external components required for separation adjustment required in conventional stereo receivers, and reduces the mounting area of the printed circuit board. It is possible to do.
  • the intensity ratio between the sum signal and the difference signal is adjusted based on the control signal generated by the generating means, it is possible to increase the degree of separation between the right signal and the left signal without manual intervention. Become.

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Abstract

ステレオコンポジット信号からＬ−Ｒ成分信号を取り出すカレントミラー回路のトランジスタ（２３）に流れる電流の電流量を制御回路（２５）が生成する制御信号に基づいて調整する。

Description

明 細 書 セパレ一シヨン調整回路 技術分野
本発明は、 ステレオ受信機における左右信号の分離度を高めるためのセパレ —シヨン調整回路に関する。 背景技術
図 1は、 従来のステレオ受信機を示す図である。
図 1に示すように、 ステレオ受信機 7 0は、 アンテナ 7 1と、 同調処理や周 波数変換処理などを行うフロントエンド部 7 2と、 L (左信号） + R (右信 号） 成分信号、 L— R成分信号、 及びパイロット信号 （ステレオ信号判断用信 号） から成るコンポジット信号を出力する F M検波部 7 3と、 そのコンポジッ 卜信号からステレオ右信号とステレオ左信号とに復調するステレオ復調回路 7 4と、 そのステレオ復調回路 7 4の前段に設けられ、 ステレオ信号の分離度 (セパレーシヨン） を高めるために、 L + R成分信号と L一 R成分信号との強 度比を調整するセパレ一ション調整回路 7 5とを備えて構成される。
また、 上記セパレーシヨン調整回路 7 5は、 直流成分カット用のコンデンサ 7 6と、 コンデンサ 7 7と、 可変抵抗 7 8と、 抵抗 7 9と、 バッファアンプ 8 0と、 抵抗 8 1とから構成され、 可変抵抗 7 8の抵抗値を可変することにより L + R成分信号の強度を調整している。 なお、 コンデンサ 7 6、 コンデンサ 7 7、 可変抵抗 7 8、 及び抵抗 7 9は、 I Cチップ上には構成されない外付け部 品である。
ここで、 上記 F M検波部 7 3から出力される L + R成分信号の強度は、 可変 抵抗 7 8、 抵抗 7 9、 及び抵抗 8 1の影響を受け、 L一 R成分信号の強度は、 可変抵抗 7 8の影響をあまり受けず、 抵抗 7 9及び抵抗 8 1の影響のみ受ける。 すなわち、
L + R成分の強度 ^抵抗 8 1の抵抗値/ (可変抵抗 7 8の抵抗値 +抵抗 7 9 の抵抗値）
L一 R成分の強度 ^抵抗 8 1の抵抗値/抵抗 7 9の抵抗値
という関係が成り立つ。
L— R成分信号の周波数帯域は、 3 8 k H zの周波数を中心とした帯域であ る。 L一 R成分信号が可変抵抗 7 8を通過する場合は、 コンデンサ 7 7のイン ピ一ダンスは小さく、 可変抵抗 7 8の影響をあまり受けずにコンデンサ 7 7を 通過する。 一方、 L + R成分信号の場合は、 反対に、 コンデンサ 7 7のインピ 一ダンスは大きく、 可変抵抗 7 8の抵抗値に応じて、 その強度 （信号レベル） も変化する。
このように、 可変抵抗 7 8の抵抗値を変えることによって、 L + R成分信号 の強度も変えることができるので、 L + R成分信号と L— R成分信号との強度 比をうまく調整することができるので、 ステレオ信号の分離度を高めることが 可能となる。
しかしながら、 上述のような従来のステレオ受信機 7 0では、 上記コンデン サ 7 7や上記可変抵抗 7 8など I Cチップ上の外に取り付ける部品が多く、 そ の外付け部品にかかるコストが増大するという問題がある。
また、 上記ステレオ受信機 7 0をプリント基板上に実装する場合に、 その外 付け部品の部品数に応じて、 プリント基板の実装面積が大きくなるという問題 ある。
また、 上記可変抵抗 7 8は、 例えば、 トリマ抵抗などが考えられ、 ステレオ 受信機 7 0の製造ライン又は調整ラインなどにおいて、 そのトリマ抵抗をドラ ィバーなどを使って回すことによっての抵抗値が調整される。 このように、 可 変抵抗 7 8の抵抗値の調整は、 調整作業者によって行われているので、 うまく 調整することができず、 調整に時間がかかる場合がある。
そこで、 本発明では、 上記問題点を考慮に入れ、 外付け部品が少なく、 また、 簡単にコンポジット信号の強度比の調整を行うことが可能なセパレーション調 整回路を提供することを目的とする。 発明の開示
上記の課題を解決するために本発明では、 以下のような構成を採用した。 すなわち、 本発明のセパレ一シヨン調整回路は、 ステレオコンポジット信号 における和信号と差信号との強度比を調整し、 ステレオ右信号とステレオ左信 号との分離度を高めるセパレ一ション調整回路において、 上記ステレオコンポ ジット信号から和信号を取り出す和信号取出手段と、 上記ステレオコンポジッ ト信号から差信号を取り出す差信号取出手段と、 上記和信号と上記差信号とを 混合し、 ステレオ右信号とステレオ左信号とを得る混合手段と、 上記和信号取 出手段又は上記差信号取出手段に流れる電流量を調整し、 上記和信号又は上記 差信号の強度を調整する第 1の調整手段と、 該第 1の調整手段の調整動作を制 御するための制御信号を生成する生成手段とを備える。
上記和信号とは、 上記ステレオ右信号と上記ステレオ左信号とが足された L + R成分信号を示す信号であり、 上記差信号とは、 上記ステレオ右信号と上言己 ステレオ左信号との差である L一 R成分信号を示す信号である。
また、 上記和信号取出手段とは、 例えば、 差動増幅器に入力されたステレオ コンポジット信号から和信号を取り出すためのカレントミラー回路であって、 同様に、 上記差信号取出手段とは、 例えば、 ステレオコンポジット信号から差 信号を取り出すためのカレントミラー回路である。 また、 上記混合手段とは、 例えば、 上記和信号と上記差信号とを混合して、 ステレオ右信号及びステレオ左信号とを得るミキサ回路であって、 上記和信号 取出手段、 上記差信号取出手段、 及び上記混合手段によって、 ステレオ復調機 能を構成している。
また、 上記第 1の調整手段とは、 例えば、 上記カレントミラー回路を構成す る出力側のトランジスタであって、 この出力側のトランジスタの電流量を調整 することによって、 上記和信号又は上記差信号の強度を調整し、 ステレオ右信 号とステレオ左信号との分離度を高めることができる。 これより、 従来のステ レオ受信機で必要であった和信号又は差信号の強度調整用の外付け部品を少な くすることができるので、 プリント基板の実装面積を小さくすることが可能と なる。
また、 上記生成手段が生成する制御手段に基づいて、 上記第 1の調整手段の 動作が制御されるので、 人手を介すことなく簡単に上記和信号又は上記差信号 の強度を調整し、 ステレオ右信号とステレオ左信号との分離度を高めることが 可能となる。
また、 上記セパレーシヨン調整回路は、 上記第 1の調整手段が、 複数のトラ ンジス夕と、 上記制御信号に基づいて上記トランジスタを選択する選択手段と を備え、 該選択手段で選択されるトランジスタの総電流量に基づいて上記和信 号又は上記差信号の強度を調整するようにしてもよい。
上記選択手段は、 例えば、 スィッチであって、 各トランジスタにそれぞれス イッチを接続し、 そのスィッチの O N又は O F Fの動作を上記制御信号に基づ いて制御することによって、 上記カレントミラー回路に流れる電流量を調整す ることで、 和信号と差信号との強度比を調整することができるので、 ステレオ 右信号とステレォ左信号との分離度を高めることが可能となる。
また、 上記セパレ一シヨン調整回路は、 当該セパレーシヨン調整回路の出力 段に接続される抵抗と、 該抵抗に並列に接続され、 該抵抗に流れる電流量を調 整する第 2の調整手段とを備え、 上記第 2の調整手段が、 上記第 1の調整手段 が調整する電流量に基づいて電流量を調整するようにしてもよい。
これより、 上記第 1の調整手段で上記和信号又は上記差信号の強度調整に応 じて、 セパレーシヨン調整回路の出力における D Cバイアスも調整することが できるので、 出力信号を歪ませない所定の D Cバイァスとすることが可能とな る。
また、 上記セパレーション調整回路は、 上記制御信号が、 当該セパレ一ショ ン調整回路から出力されるステレオ右信号とステレオ左信号との分離度に基づ いて生成されるように構成してもよい。
これより、 上記制御信号の信頼度を高めることが可能となる。 図面の簡単な説明
本発明は、 後述する詳細な説明を、 下記の添付図面と共に参照すればより明 らかになるであろう。
図 1は、 従来のステレオ受信機を示す図である。
図 2は、 本発明の実施の形態であるステレオ受信機を示す図である。
図 3は、 セパレ一シヨン調整回路の回路構成図である。
図 4は、 破線部 Cのカレントミラー回路の具体例を示す図である。
図 5は、 他の実施形態におけるセパレーシヨン調整回路の構成を示す図であ る。
図 6は、 他の実施形態におけるセパレ一ション調整回路の構成を示す図であ る。 発明を実施するための最良の形態 以下、 本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
図 2は、 本発明の実施の形態であるステレオ受信機を示す図である。
図 2に示すように、 ステレオ受信機 1 0は、 アンテナ 1 1と、 同調処理や周 波数変換処理などを行うフロントエンド部 1 2と、 L (左信号） + R (右信 号） 成分信号、 L一 R成分信号、 及びパイロット信号 （ステレオ信号判断用信 号） から成るコンポジット信号を出力する F M検波部 1 3と、 そのコンポジッ ト信号からステレオ右信号とステレオ左信号とに復調するステレオ復調機能と ステレオ信号の分離度 （セパレ一シヨン） を高めるために、 L + R成分信号と L一 R成分信号との強度比を調整するセパレ一シヨン調整機能とを併せ持つセ パレーシヨン調整回路 1 4とを備えて構成される。
また、 上記セパレ一シヨン調整回路 1 4の前段には、 受信信号の D Cバイァ スを調整するための基準電圧供給用の抵抗 1 5と、 バッファアンプ 1 6と、 外 付け部品として直流成分カツト用のコンデンサ 1 7とが備えられる。
次に、 上記セパレ一シヨン調整回路 1 4を詳細に説明する。
図 3は、 セパレーシヨン調整回路 1 4の回路構成図である。
先ず、 Pチャンネル M O Sトランジスタ 2 0で構成される差動増幅器にコン ポジット信号及び D C基準電圧が入力される。 そして、 差動増幅器に入力され たコンポジット信号は、 Nチャンネル MO Sトランジスタ （以下、 単にトラン ジス夕という） 2 1及び 2 2からなるカレントミラ一回路 （和信号取出手段） とトランジスタ 2 1及び 2 3からなるカレントミラー回路 （差信号取出手段） とによって、 破線枠 Aと破線枠 Bとに分配される。 破線部 Aに分配された信号 は、 L + R成分信号を表し、 破線部 Bに分配された信号は、 L— R成分信号を 表す。 そして、 L— R成分信号は、 トランジスタ 2 4からなるミキサ回路 （混 合手段） に入力され、 3 8 k H z成分の信号が取り除かれる。 そして、 ミキサ 回路において、 3 8 k H z成分信号が取り除かれた L一 R成分信号と、 L + R 成分信号とが混合される （和差演算される） ことによって、 ステレオ右信号 (R信号） 及びステレオ左信号 （L信号） を得ている。
そして、 本実施形態のセパレ一シヨン調整回路 1 4では、 トランジスタ 2 1 及び 2 3からなるカレントミラー回路、 すなわち、 破線部 Bのトランジスタ 2 3 (第 1の調整手段） に流れる電流の電流量を制御回路 2 5 (生成手段） が生 成する制御信号に基づいて調整している。 このように、 トランジスタ 2 3に流 れる電流値を可変させることによって、 L一 R成分信号の強度を調整し、 L + R成分信号と L _ R成分信号との強度比を調整することができる。 その結果、 L信号と R信号の分離度を高めることが可能となる。
また、 制御回路 2 5で生成される制御信号は、 任意のビット数のデジタル信 号であって、 後述する電流量調整スィツチの〇 Nまたは O F Fの動作を制御す る。
図 4は、 破線部 Cのカレントミラー回路の具体例を示す図である。 なお、 破 線部 Cの外のトランジスタ 2 1及び 2 3からなるカレントミラー回路も同様の 構成とする。 また、 これら 2つのトランジスタ 2 3には、 同一の制御信号が制 御回路 2 5から供給され、 同一に機能する。
図 4 Aに示すカレントミラ一回路 3 0は、 複数のトランジスタ 2 3 ( 2 3 - 1、 2 3— 2、 · · · 、 2 3— n ) と各トランジスタ 2 3のドレインに接続さ れるスィッチ 3 1 (選択手段） とから構成され、 それぞれのスィッチ 3 1の O N又は O F Fの動作は、 上記制御回路 2 5から出力される制御信号に基づいて 制御される。 なお、 スィッチ 3 1は、 半導体スイッチング素子で構成されてい る。
そして、 選択されるスィッチ 3 1に応じて、 カレントミラー回路 3 0に流れ る電流の電流値が変わり、 L一 R成分信号の強度が調整される。 すなわち、 O Nとなるスィッチ 3 1の個数が多いほど、 接点 Dに流れる電流量が多くなり、 強度の大きい L一 R成分信号が上記ミキサ回路に入力される。 反対に、 O Nと なるスィツチ 3 1の個数が少なければ、 接点 Dに流れる電流量が少なくなり強 度の小さい L— R成分信号が上記ミキサ回路に入力される。 このように、 O N となるスィッチ 3 1の個数に基づいて、 L— R成分信号の強度を調整すること によって、 L + R成分信号との強度比を調整することができるので、 L信号と R信号との分離度を高めることが可能となる。
また、 図 4 Bに示す他の形態のカレントミラ一回路 3 2も、 複数のトランジ ス夕 2 3 ( 2 3— 1、 2 3— 2、 · · · 2 3 - n ) と各トランジスタ 2 3のゲ —トに接続されるスィッチ 3 1とから構成され、 それぞれのスィッチ 3 1は、 上記制御回路 2 5が生成する制御信号に基づいて〇 N又は O F Fの動作が制御 される。 そして、 図 4 Aと同様に、 選択されるスィッチ 3 1の個数に応じて、 カレン卜ミラ一回路 3 2に流れる電流の電流値が変わるので、 それに伴って L 一 R成分信号の強度が調整される。
また、 制御回路 2 5で生成される制御信号は、 出力されたステレオ右信号及 びステレオ左信号の分離度に基づいて生成される。 すなわち、 例えば、 ステレ ォ右信号及びステレオ左信号の分離度が低い場合であって、 L一 R成分信号の 強度が L + R成分信号の強度よりも高い塲合、 制御回路 2 5は、 O Nとなるス イッチ 3 1の数を少なくするような制御信号を生成する。 なお、 この時のスィ ツチ 3 1の数は、 L + R成分信号の強度と L一 R成分信号の強度が同じになる ように調整される。 これより、 ミキサ回路に流れる電流量を減らし、 L + R成 分信号の強度と L一 R成分信号の強度と同じ強度にすることができるので、 ス テレオ右信号及びステレオ左信号の分離度を高めることが可能となる。
なお、 上記カレントミラ一回路 3 0又は 3 2の各トランジスタ 2 3の大きさ を変え、 スィッチ 3 1でそのトランジスタ 2 3を任意に選択するようにしても よい。 このように、 カレントミラ一回路 3 0又は 3 2のトランジスタ 2 3の大 きさをそれぞれ異ならせることによって、 選択されるトランジスタ 2 3の組み 合わせに応じて、 破線部 Cのカレントミラー回路に流れる電流の電流量を任意 な値にすることが可能となる。
次に、 他の実施形態におけるセパレ一シヨン調整回路の構成を説明する。 上 記セパレ一シヨン調整回路 1 4では、 セパレ一シヨン調整のため、 L一 R成分 の電流量を可変させる構成であるが、 この L一 R成分の電流量を可変させるこ とで、 出力信号である L信号及び R信号の D Cバイアス成分も変わってしまう ことがある。 例えば、 L— R成分信号の電流量を多くするように調整した場合、 その時、 セパレーシヨン調整回路 1 4から出力される L信号及び R信号の D C バイアスも大きくなり、 その結果、 その L信号及び R信号に歪みが生じること がある。
図 5は、 出力される L信号及び R信号に歪みを生じさせないためのセパレー シヨン調整回路を示す図である。 なお、 図 3と同じ構成の部分は、 同じ符号を つけ、 その説明を省略する。
図 5に示すセパレーション調整回路 4 0は、 図 3のセパレ一シヨン調整回路 1 4の出力部を更に、 トランジスタ 4 1からなるカレントミラ一回路で折り返 し、 そのカレントミラ一回路の出力段に抵抗 4 2と、 その抵抗 4 2に並列に接 続される定電流源 4 3 (第 2の調整手段） を接続している。 なお、 抵抗 4 2及 び定電流源 4 3の他方の端子は、 グランドに接続されている。
そして、 上記定電流源 4 3の電流量は、 L一 R成分信号の強度に基づく制御 回路 2 5の制御信号によって電流量が可変され、 出力信号に歪みが生じない所 定の D Cバイアスとなるように調整される。
このように、 上記定電流源 4 3の電流量を L— R成分信号の強度に基づいて 可変させることによって、 抵抗 4 2に流れる電流の電流量も可変させることが できるので、 例えば、 L一 R成分信号の強度が大きくなるように調整されても、 その出力を一定以上の D Cバイァスにすることを抑えることができ、 出力信号 の歪みを抑えることが可能となる。
そして、 定電流源 4 3の電流量の可変方法は、 例えば、 図 4に示すような、 トランジスタ 2 1と、 複数のトランジスタ 2 3と、 各トランジスタ 2 3に接続 されるスィッチ 3 1とからなるカレントミラー回路において、 トランジスタ 2
3のドレイン側に定電流源を接続し、 スィッチ 3 1でトランジスタ 2 3を選択 することによって、 抵抗 4 2に流す電流を調整するようにしてもよい。 すなわ ち、 定電流源 4 3を複数のトランジスタからなるカレントミラ一回路で折り返 し、 その出力側のトランジスタの個数をスィッチなどで選択することによって 可変する方法が考えられる。
なお、 図 5に示すセパレーション調整回路 4 0の出力段に設けられる抵抗 4
2及び定電流源 4 3をカレントミラー回路で折り返さずに構成してもよい。 図 6は、 カレントミラー回路で折り返さずに出力段の電流量を調整する構成 のセパレーシヨン調整回路を示す図である。
図 6に示すように、 セパレーシヨン調整回路 5 0の出力段には、 抵抗 4 2と その抵抗 4 2に並列に接続される定電流源 4 3とが接続され、 抵抗 4 2及び定 電流源 4 3の他方の端子が電源 （V D D) に接続されている。 そして、 図 5と 同様、 制御回路 2 5から出力される制御信号に基づいて、 定電流源 4 3に流れ る電流値を可変させている。
このように、 カレントミラー回路で折り返さずに出力段の抵抗 4 2に流れる 電流量を調整するように構成しても、 出力信号の D Cバイアスを所定の値に制 御することが可能となる。
また、 図 3におけるセパレーション調整回路 1 4のトランジスタ 2 3の代わ りに可変抵抗を設ける構成としてもよい。
このように、 この 3 8 k H z成分信号を取り除いた L一 R成分信号と L + R 成分信号との和差演算を行うステレォ復調機能と、 L— R成分信号と L + R成 分信号との強度比を調整するセパレーシヨン調整機能の両方の機能を、 ステレ ォ復調機能のミキサ回路のバイアス電流 （カレントミラー回路の電流量） を調 整することによって、 実現することが可能となる。
また、 従来のステレオ受信機 7 0で不可欠であったコンデンサ 7 7などの外 付け部品を少なくすることができるので、 プリント基板の実装面積を小さくす ることが可能となる。
また、 生成手段で生成される制御信号に基づく電気的制御により、 人手を介 さずに、 右信号及び左信号の分離度を高めることが可能となる。
また、 本発明における実施形態のセパレーシヨン調整回路によって、 図 1に おける従来のステレオ受信機 7 0で必要であった可変抵抗 7 8などを省略する ことができることより、 受信信号は、 抵抗に基づくインピーダンスの影響がな くなるので、 受信信号の直流成分をカツトするためのコンデンサ 7 6の容量を 小さくすることが可能となる。 そして、 このように、 直流成分カット用のコン デンサ 7 6 (本発明の実施形態におけるコンデンサ 1 7 ) の容量を小さい、 す なわち、 大きさが小さいコンデンサを実装することができるので、 プリント基 板の実装面積を更に小さくすることが可能となる。
また、 上記セパレ一シヨン調整回路は、 L一 R成分の電流量を調整するよう な構成であるが、 L + R成分の電流量を調整するような構成としてもよい。 本発明のセパレ一シヨン調整回路によれば、 ステレオコンポジット信号から 和信号又は差信号を取り出す際の取出手段に流れる電流量を生成手段が生成す る制御信号に基づいて、 調整することによって、 それらの構成を I Cチップ上 などに構成することができるので、 従来のステレオ受信機において、 必要であ つたセパレ一ション調整用の外付け部品を少なくすることができ、 プリント基 板の実装面積を小さくすることが可能となる。 また、 生成手段で生成される制御信号に基づいて、 和信号と差信号との強度 比を調整しているので、 人手を介さずに、 右信号及び左信号の分離度を高める ことが可能となる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . ステレオコンポジット信号における和信号と差信号との強度比を調整し、 ステレオ右信号とステレオ左信号との分離度を高めるセパレーシヨン調整回路 において、
上記ステレオコンポジット信号から和信号を取り出す和信号取出手段と、 上記ステレオコンポジッ卜信号から差信号を取り出す差信号取出手段と、 上記和信号と上記差信号とを混合し、 ステレオ右信号とステレオ左信号とを 得る混合手段と、
上記和信号取出手段又は上記差信号取出手段に流れる電流量を調整し、 上記 和信号又は上記差信号の強度を調整する第 1の調整手段と、
上記第 1の調整手段の調整動作を制御するための制御信号を生成する生成手 段と、
を備えることを特徴とするセパレ一ション調整回路。
2 . 請求の範囲第 1項に記載のセパレーション調整回路において、
上記第 1の調整手段は、 複数のトランジスタと、
上記制御信号に基づいて上記トランジスタを選択する選択手段と、
を備え、
上記選択手段で'選択されるトランジスタの総電流量に基づいて上記和信号又 は上記差信号の強度を調整することを特徴とするセパレーション調整回路。
3 . 請求の範囲第 1項に記載のセパレ一シヨン調整回路において、
当該セパレーシヨン調整回路の出力段に接続される抵抗と、
上記抵抗に並列に接続され、 該抵抗に流れる電流量を調整する第 2の調整手 段と、
を備え、
上記第 2の調整手段は、 上記第 1の調整手段が調整する電流量に基づいて電 流量を調整することを特徴とするセパレ一ション調整回路。
4. 請求の範囲第 1項に記載のセパレ一シヨン調整回路において、
上記制御信号は、 当該セパレ一ション調整回路から出力されるステレオ右信 号とステレオ左信号との分離度に基づいて生成されることを特徴とするセパレ ーシヨン調整回路。
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