WO2003028210A1

WO2003028210A1 - Amplificateur a gain variable a faible consommation d'energie

Info

Publication number: WO2003028210A1
Application number: PCT/JP2001/008216
Authority: WO
Inventors: Yoshinori Takahashi; Hiroyuki Joba; Hideyuki Nakamizo
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2001-09-20
Filing date: 2001-09-20
Publication date: 2003-04-03
Also published as: EP1429456A1; JPWO2003028210A1; CN1475044A; US20030169112A1

Description

低消費電力の可変利得増幅器技術分野

この発明は、可変利得増幅器に関し、特に、無線通信機において送信電力の制御のために用いられる可変利得増幅器の構成に関する。背景技術

可変利得器 (V G A： Variable Gain Amplifier) は、その利得を変更することができるため、さまざまな用途において用いられている。例えば、無線通信機においては、使用環境に応じて送信電力を制御する必要があり、このような送信信号の電力を調整するために可変利得増幅器が用いられる。

図 1は、一般的な無線通信機の送信系統の構成を概略的に示す図である。図 1 において、無線通信機 1は、音声信号または映像信号などの入力信号 I Nに所定の処理を行なう信号処理部 2と、信号処理部 2により生成された信号を増幅する電力増幅器 3と、電力増幅器 3からの信号に従って送信信号を生成し、図示しないアンテナを介して送信する送信部 4とを含む。

この信号処理部 2は、入力信号に所定の符号化処理などを行なって送信信号を生成する。電力増幅器 3は、無線通信機 1からアンテナ（図示せず）を介して信号を送信するために、送信すべき信号の電力増幅を行なう。

送信部 4は、送信制御回路を含み、電力増幅器 3からの送信信号に従って、ァンテナを介して送信する。

この図 1に示すような無線通信機 1においては、送信状況に応じて送信電力を調整する必要がある。このような送信電力の制御を行なうために、電力増幅器 3 として、可変利得増幅器を用い、この電力増幅器 3において送信電力の制御を行なう。このような可変利得増幅器の構成としては、差動対制御型および電流源制御型の 2種類がある。電流源制御型は、この可変利得増幅器の回路全体に流れる電流を制御することにより、利得を制御する。一方、差動対制御型においては、差動対を構成するトランジスタの基準トランジスタの制御ノード（ベース）に印加される電圧レベルを調整することにより、入力信号に応じて生じる出力電流の変化量を調整することにより、利得を制御する。

図 2は、従来の差動対制御型可変利得増幅器の構成の一例を示す図である。図 2において、可変利得増幅器は、信号入力端子 1 3に与えられる信号を増幅して信号出力端子 1 4に伝達する利得が可変な利得制御部 1 0と、この可変利得制御部 1 0の動作電流を決定する定電流源 1 2を含む。信号入力端子 1 3へ与えられる信号は、直流成分遮断用の容量素子 1 6を介して可変利得制御部 1 0へ与えられる。利得制御部 1 0から出力される信号は、また、直流成分遮断用の容量素子 1 7を介して信号出力端子 1 4に伝達される。

信号出力端子 1 4に現われる信号 OU Tと信号入力端子 1 3に与えられる入力信号 I Nの振幅の比を、この利得制御部 1 0において調整する。可変利得制御部 1 0は、電源ノード 1 5とノード N 1の間に接続される抵抗素子 2 2と、ノード N 1とノード N 2の間に接続されかつそのベースに容量素子 1 6を介して入力信号 I Nを受ける N P Nバイポーラトランジスタ 2 0と、電源ノード 1 5とノード N 2の間に接続され、かつベースに可変電圧源 2 5の出力電圧を受ける N P Nバィポーラトランジスタ 2 1を含む。

バイポーラトランジスタ 2 0のベースには、抵抗素子を介して電圧源 6 6が接続される。パイポーラトランジスタ 2 0および 2 1にはベース電流を生成するための抵抗素子が接続される。電圧源 6 6は電圧 V Xを供給し、可変電圧源 2 5は、電圧 V x土 Δ Vを供給する。

ノード N 1から容量素子 1 7を介して出力端子 1 4に、可変利得制御部 1 0の出力信号が出力される。トランジスタ 2 0および 2 1が差動段を構成し、電圧源 6 6の出力電圧と可変電圧源 2 5の出力電圧との差に応じた電流をそれぞれ流す。抵抗素子 2 2により、このトランジスタ 2 0の駆動電流（コレクタ電流） l aに従ってノード N 1に電圧信号が生成され、容量素子 1 7を介して信号出力端子 1 4に信号が伝達される。

定電流源 1 2は、一定の電流をノード N 2から接地ノードへ流す。この定電流源 1 2の駆動電流は、バイポーラトランジスタ 2 0および 2 1をそれぞれ流れる電流 I aおよび I bの和に等しい。ノード N lに現れる信号の電圧レベルは、 V C C - I a ' R 2 2で表される。ここで、 V C Cは電源電圧を示し、 R 2 2は、抵抗素子 2 2の抵抗値を示す。電流 I aは、入力信号の電圧レベルと電圧源 6 6 の出力電圧の和と可変電圧源 2 5の出力電圧との差に応じて変化する。入力信号の電圧レベルが、可変電圧源 2 .5の出力電圧よりも高くかつその電圧差が大きければ、バイポーラトランジスタ 2 0の駆動電流 I aが大きくなる。したがって、この可変電圧源 2 5の出力電圧を調整することにより、バイポーラトランジスタ 2 2の駆動電流（コレクタ電流） I aを調整することができ、応じて、ノード N 1に現れる信号の振幅を調整することができ、入力信号 I Nに対する出力信号 O U Tの利得を調整することができる。

すなわち、この図 2に示すような差動対制御型可変利得増幅器においては、電カ增幅の程度は、入力信号をベースに受けるバイポーラトランジスタ 2 0を流れるコレクタ電流 I aに依存する。このコレクタ電流 l aは、可変電圧源 2 5の電圧により変化させることができる。すなわち、入力信号 I Nの振幅が同じ場合、可変電圧源 2 5の出力電圧を高くした場合、バイポーラトランジスタ 2 1のべ一ス電圧が高くなり、そのコレクタ電流 I bが大きくなり、応じてバイポーラトランジスタ 2◦のコレクタ電流 I aを相対的に小さくすることができる。逆に、可変電圧源 2 5の出力電圧レベルを低下させた場合、バイポーラトランジスタ 2 1 のコレクタ電流 I bが小さくなるため、バイポーラトランジスタ 2 0のコレクタ電流 I aを大きくすることができる。したがって、この差動対制御型可変利得増幅器において、電力増幅の度合い（利得）は、可変電圧源 2 5の出力電圧により制御することができる。

ここで、バイポーラトランジスタのベースへ与えられる入力信号 I Nがハイレベルのときには、バイポーラトランジスタ 2 0の駆動するコレクタ電流 I aが増大し、 .ノード N 1の電圧降下量が応じて多くなり、出力信号 O U Tはローレベルとなる。一方、入力信号 I Nが、ローレベルのときには、バイポーラトランジスタ 2 0のコレクタ電流が減少し、このノード N 1の電圧降下量が低減され、ノード N 1の電圧レベルはハイレべノレとなる。したがつて、この可変利得制御部 1 0 は、入力信号 I Nを反転して出力する。この入力信号 I Nは電圧源 6 6の出力電圧により、可変電圧源 2 5の生成する電圧よりも高い電圧レベルにバイアスされており、この入力信号 I Nの電圧レべノレと可変電圧源 2 5の出力電圧との差に応じて、バイポーラトランジスタ 2 0の駆動電流が決定される。したがって、可変電圧源 2 5の出力電圧が電圧源 6 6の出力電圧 V xよりも高くされれば、入力信号 I Nと電圧源 6の出力電圧の和と可変電圧源 2 5の出力電圧 (V x + A V) との差が小さくなり、バイポーラトランジスタ 2 0の駆動電流量が小さくなり、ノード N 1の信号振幅が小さくなり、利得が低減される。逆に、可変電圧源 2 5の出力電圧が低くされると、可変電圧源 2 5の出力電圧（V x— Δ ν) と入力信号 I Νと電圧源 6 6の出力電圧の和との差が大きくなり、バイポーラトランジスタ 2 0の駆動電流が大きくなり、ノード Ν 1の信号振幅が大きくなり、利得が大きくなる。

このような可変増幅器において、 1段の可変利得制御部の利得が小さく、十分に信号を増幅することができない場合、可変利得制御部 1 0を複数段カスケード接続して、増幅器が構成される。

図 3は、 2段構成の可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図 3において、この可変利得増幅器は、カスケード接続される可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bと、可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bの駆動電流をそれぞれ決定する定電流源 1 2 aおよび 1 2 bを含む。信号入力ノード 1 3 a力初段の利得制御部 1 0 aに結合され、出力段の利得制御部 1 0 bが信号出力ノード 1 4 aに結合される。これらのノード 1 3 aおよび 1 4 aが、直流成分除去用の容量素子を介して信号入力端子 1 3および信号出力端子 1 4に結合される。また、可変利得制御部 1◦ aの出力は、直流成分を除去するための容量素子 Cを介して可変利得制御部 1 0 bの入力に結合される。

これらの可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bは、図 2に示す可変利得制御部 1 0と同様の構成を有する。可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bそれぞれに含まれる可変電圧源は、制御端子 2 9に与えられる信号によりその出力電圧レベルが調 ' 整される。

この図 3に示す 2段構成の可変利得増幅器においては、初段の可変利得制御部 1 0 aは、信号入力ノード 1 3 aに与えられた信号を増幅し、その増幅信号を、内部出力ノード 2 4に伝達する。次段の可変利得制御部 1 0 bは、この初段の可変利得制御部 1 0 aの出力ノード 2 4に生成された信号をその入力ノード 2 3に受けて増幅して、信号出力ノード 1 4 aから出力する。

これらの可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bの利得を、それぞれ制御端子 2 9 カらの信号に従って調整することにより、個々の可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bにおける利得 Gが小さい場合においても、信号出力ノード 1 4 aに現れる信号の利得は、 G ' Gとなり、十分大きな利得の信号を生成することができる。このような多段構成の差動対制御型可変利得増幅器において、各段の可変利得増幅器 ( 1 0 a , 1 0 b ) においては、その利得が最大となった場合においても、出力信号の歪を生じさせないようにする必要がある。したがって可変利得制御部各段においては、最大の利得での動作に必要とされる電流が、対応の定電流源 ( 1 2 a , 1 2 b ) により常時駆動される。

図 4は、差動対制御型可変利得増幅器における可変利得制御部の利得おょぴ電流と制御電圧（可変電圧源の出力電圧）との関係を示す図である。図 4において横軸に可変電圧源の出力電圧（制御電圧）を示し、縦軸に利得および回路に梳れる電流を示す。曲線 C R 1力可変利得制御部の利得を示し、直線 C R 2が回路を流れる電流、すなわち定電流源の駆動電流を示し、曲線 C R 3力信号の歪を生じさせることなく、すなわち信号の線形性を維持して出力信号を生成するのに必要な電流を示す。

図 4において示すように、利得が小さい場合には、出力信号の振幅が小さいため、必要とされる電流は小さい。一方、利得が大きい場合には、出力信号の振幅が大きくなるため、必要とされる電流量が大きくなる。したがって、利得に応じて線形性を維持して出力信号を生成するために必要な電流量は異なる。

しかしながら、差動対制御型可変利得増幅器においては、図 4に示すように、利得が小さく、必要な電流量が小さい場合においても、出力信号レベルの最大時 (利得最大時）に必要とされる電流と同じ大きさの電流が定電流源により駆動される。したがって、低利得動作時においては、不必要に電流が消費されている。特に、通信機能を有する携帯端末機器においては、電源として電池が用いられており、この電池の寿命の観点から、できるだけ消費電力を低減することが望まれる。発明の開示

この発明の目的は、低消費電力の差動対制御可変型利得増幅器を提供することである。 '

この発明の他の目的は、低消費電力の多段構成の差動対制御型可変利得増幅器を提供することである。

この発明に係る可変利得増幅器は、利得が調整可能な差動段と、この差動段を流れる電流を決定する電流源とを有する。この電流源は、差動段の利得に応じて、その駆動電流量が調整される。

好ましくは、これらの差動段および電流源は、多段構成の可変利得増幅器において 2段目以降の可変利得制御部に配置される。

電流源の駆動電流量を利得に応じて調整することにより、利得に応じた最適な電流を供給することができ、その出力信号の線形性を損なうことなく消費電流を低減することができる。これにより、最大利得に応じた電流を常時供給する必要がなく、消費電力を低減することができる。

また、多段構成の可変利得増幅器において、 2段目以降の後段の可変利得制御部の駆動電流量を、その利得に応じて調整することにより、同一利得でも信号振幅が大きく、初段の可変利得制御部に比べて大きな電流を消費する 2段目以降の差動段における駆動電流を低減することができ、確実に消費電力を低減することができる。

この発明の目的と他の目的および特徴は、以下に添付の図面を参照して行う、好ましい実施の形態の詳細な説明からより一層明らかとなろう。図面の簡単な説明

図 1は、無線通信機の送信系統の構成を概略的に示す図である。

図 2は、従来の可変利得増幅器の構成の一例を示す図である。

図 3は、従来の多段構成の差動対制御型可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図 4は、従来の可変利得増幅器における利得およぴ回路動作電流と制御電圧との関係を示す図である。

図 5は、この発明の実施の形態 1に従う可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。

図 6は、この発明の実施の形態 1に従う可変利得増幅器の利得と駆動電流の関係を示す図である。

図 7は、図 6に示す可変利得制御部の 2段目の可変利得制御部および可変電流源の構成の一例を示す図である。

図 8は、図 7に示す可変電圧源の構成の一例を示す図である。

図 9は、図 7に示す可変電圧源の他の構成例を示す図である。

図 1 0は、図 7に示す制御電圧生成回路の構成の一例を示す図である。

図 1 1は、図 7に示す制御電圧生成回路の他の構成例を示す図である。

図 1 2は、この発明の実施の形態 2に従う可変利得増幅段の構成を示す図である。

図 1 3は、この発明の実施の形態 3に従う可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。 '

図 1 4は、図 1 3に示す可変利得増幅器の 2段目以降の増幅段の構成を示す図である。

図 1 5は、この発明の実施の形態 3に従う可変利得増幅器の変更例の構成を概略的に示す図である。発明を実施するための最良の形態

[実施の形態 1 ]

図 5は、この発明の実施の形態 1に従う差動対制御型可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図 5において、可変利得増幅器は、入力ノード 1 3 aの信号を増幅する可変利得制御部 1 0 aと、可変利得制御部 1 0 aの出力信号をさらに増幅する可変利得制御部 1 0 bと、可変利得制御部 1 0 aの出力と可変利得制御部 1 0 bの入力の間に結合される直流成分を除去するための容量素子 Cと、可変利得制御部 1 0 aに対して設けられ、この可変利得制御部 1 0 aの動作電流を決定する定電流源 1 2 aと、可変利得制御部 1 0 bに対して設けられ、この可変利得制御部 1 0 bの利得に応じてその駆動電流量が調整される可変電流源 3 0 を含む。可変電流源 3 0により可変利得制御部 1 0 bの動作電流が決定される。ここで、「動作電流」は、差動段のトランジスタ両者を流れる電流の和を示す。可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bの利得は、制御端子 2 9に与えられる制御信号に従って調整され、また、この可変電流源 3 0の駆動電流量も制御端子 2 9 に与えられる制御信号に応じて決定される。可変利得制御部 1 0 bに対して、各利得の値に対応して必要とされる電流量を予め算出する。これは、可変利得制御部 1 0 bの構成において、トランジスタパラメータが決定されれば、利得に応じて、信号入力部のトランジスタの駆動電流量および制御電圧（可変電圧源の出力電圧）をベースに受けるトランジスタの駆動電流を算出することができる。この算出結果に従って、可変利得制御部 1 0 bの利得と、可変電流源 3 0の駆動電流量を、制御端子 2 9に与えられる制御信号により共通に調整する。

可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 bは、図 2に示す可変利得制御部 1 0と同様の構成を有し、差動トランジスタ 2 0および 2 1により、与えられた信号を増幅して出力する。

この 2段目の可変利得制御部 1 0 bにおいて、その利得の変化に対応して、可変電流源 3 0を制御する。可変利得制御部 1 0 bの利得に応じて、出力信号に歪が生じず、入出力信号の線形性が維持されるのに必要な電流量だけ駆動するように、可変電流源 3 0の駆動電流量を調整する。可変利得制御部 1 0 bにおいて利得が小さくなった場合に、この可変電流源 3 0の駆動電流量を必要最小限の電流量に設定することにより、可変利得制御部 1 0 bにおいて不必要に電流が流れるのを防止する。

なお、入力ノード 1 3 aは、図 2に示す信号入力端子 1 3に、直流力ット用の容量素子 1 6を介して結合され、また出力ノード 1 4 aは、図 2に示す直流カツト用の容量素子 1 7を介して信号出力端子 1 4に結合される。

2段構成の可変増幅器においては、可変利得制御部 1 0 aおよび 1 0 b個々の利得が小さいものの、その利得の掛け合わせにより、最終的な出力信号の利得を大きくする。したがって、この最終出力信号を生成する 2段目の可変利得制御部 1 0 bにおいては、信号振幅を大きくとる必要があり、初段の可変利得制御部 1 0 aに比べて、大きな電流量を出力信号の線形 1生を維持するために必要とする。この最終の出力信号を生成する可変利得制御部 1 0 bにおいて利得に応じてその動作電流（可変電流源 3 0の駆動電流）を調整することにより、従来最大利得に応じて設定される電流を大幅に低減することができ、消費電流をより低減することができる。

図 6は、図 5に示す可変利得制御部 1 0 bの利得と動作電流と制御電圧（可変電圧源 2 5の出力電圧に相当）の関係を示す図である。図 6において、縦軸に利得および動作電流を示し、横軸に制御電圧を示す。曲線 C R 4は、この利得制御部 1 0 bの利得を示し、曲線 C R 5は、その利得に応じて信号の線形性を維持するに必要とされる動作電流量を示し、曲線 C R 6は可変電流源 3 0の駆動電流量を示す。

この図 6に示すように、可変電流源 3 0の駆動電流量を、この各利得において必要とされる電流に従って調整することにより、必要最小限の電流が、この可変利得制御部 1 0 bにおいて消費されるだけであり、最大利得に応じて設定される電流を利得の値にかかわらず供給する必要なく、消費電流を低減することができる。

図 7は、図 5に示す可変利得制御部 1 0 bおよび可変電流源 3 0の構成の一例を示す図である。図 7において、可変利得制御部 1 0 bは、従来と同様、電源ノード 1 5とノード N 1の間に接続される抵抗素子 2 2と、ノード N 1とノード N 2の間に接続されかつそのベースが入力ノード 2 3 aに接続される N P Nバイポーラトランジスタ 2 0と、電源ノード 1 5とノード N 2の間に接続されかつそのゲートに可変電圧 V C Rを受ける N P Nバイポーラトランジスタ 2 1と、制御端子 2 9に与えられる制御信号 S Cに従って可変制御電圧 V C Rを生成する可変電圧源 2 5とを含む。

可変電圧源 2 5は、抵抗素子を介してバイポーラトランジスタ² 1のベースに結合される。電圧源 6 6が、抵抗素子を介してノード 2 3 aに結合される。ノード N 1がノード 1 4 aに接続される。入力ノード 2 3 aが、直流遮断用の容量素子 1 6を介して信号入力ノード 2 3に接続される。出力ノード 1 4 aが、直流遮断用の容量素子 17を介して信号出力端子 14に接続される。

この図 7に示す可変利得制御部 10bの構成は、従来と同じであり、可変電圧源 25の出力する制御電圧 VCRと入力ノード 23 aの電圧とに従って、 NPN バイポーラトランジスタ 20および 21それぞれをを介して流れる電流 I aおよぴ l bが変化する。入力ノード 23 aの電圧は、電圧源 66の出力電圧と信号入力ノード 23から容量素子 16を介して入力ノード 23 aに与えられる信号の和で与えられる。入力ノード 23 aの信号電圧が、制御電圧 VCRよりも高い電圧レベルにバイアスされている場合には、すなわち、電圧源 66の出力電圧が可変電圧源 25の出力電圧よりも高い場合には、バイポーラトランジスタ 20のコレクタ電流 I a力 S、バイポーラトランジスタ 21のコレクタ電流 I bよりも大きくなる。この状態において、制御電圧 VCRが高くなると、入力信号と制御電圧 V CRとの差が小さくなり、バイポーラトランジスタ 20を介して流れる電流 I a が小さくなり、この可変利得制御部 1 Obの利得が小さくなる。一方、制御電圧 VCRが低くなると、入力信号と制御電圧 VCRとの差が大きくなり、バイポーラトランジスタ 20を介して流れる電流 I aが増大し、この可変利得制御部 10 bの利得が大きくなる。これらのコレクタ電流 I aおよび I bの和が、可変電流源 30の駆動電流により決定される。

.可変電流源 3◦は、ノード N 2と接地ノードの間に結合される NPNバイポーラトランジスタ Q 2と、制御電圧 V C Rに反比例した電圧を生成する制御電圧生成回路 32と、制御電圧生成回路 32の生成する電圧 VCTに従って電流を駆動する NPNバイポーラトランジスタ 33と、バイポーラトランジスタ 33へ駆動電流を供給するカレントミラー回路 34とを含む。

このカレントミラー回路 34は、バイポーラトランジスタ 33に電流を供給する Pチヤネノレ MO Sトランジスタ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ） T 1と、電源ノード 15とノード N 3の間に接続されかつそのゲートが MOSトランジスタ T 1のゲートに接続される Pチャネル MOSトランジスタ T 2とを含む。 MO Sトランジスタ T 1は、そのゲートおよびドレインがバイポーラトランジスタ 3 3のコレクタに接続される。

したがって、このカレントミラー回路 34においては、 MOSトランジスタ T 1力マスタ段を構成し、この MOSトランジスタ T 1を流れる電流と同じ大きさの電流が、 MOSトランジスタ T 2を介して流れる（MOSトランジスタ T 1 および T 2のサイズが同じ場合）。すなわち、この MOSトランジスタ T 2を介して、バイポーラトランジスタ 33のコレクタ電流のミラー電流がノード N 3に流れる。

可変電流源 30は、さらに、ノード N3の電圧に従って、電源ノード 15からコレクタ電流をノード N4に供給する NPNバイポーラトランジスタ 35と、ノード N3と接地ノードの間に結合されかつそのベースが抵抗素子 RZ 1を介してノード N4に結合される NPNバイポーラトランジスタ Q1と、ノード N2と接地ノードの間に結合されかつそのベースが抵抗素子 RZ 2を介してノード N 4に結合される NPNバイポーラトランジスタ Q 2を含む。このバイポーラトランジスタ Q 2力差動段トランジスタ 20および 21に対する電流源トランジスタとして機能する。

抵抗素子 RZ 1および RZ 2は、バイポーラトランジスタ Q 1および Q 2のサィズ（ェミッタ面積）をそれぞれ Q 1および Q2とすると、以下の関係を満たす。

Q 1 ： Q2= 1 RZ 1 ： 1/RZ 2.

ここで、 R Z 1および R Z 2は抵抗素子 R Z 1および R Z 2の抵抗値を示す。従って、抵抗素子 RZ 1および RZ 2は、バイポーラトランジスタ Q 1および Q 2が同じサイズの場合、同じ抵抗値を有する。バイポーラトランジスタ Q 1および Q 2はェミッタが共通に結合されており、これらのバイポーラトランジスタ <31ぉょび02は、カレントミラー回路を構成する（ベース一ェミッタ間電圧が同じとなるため）。したがって、この差動段トランジスタ 20および 21に対する.動作電流は、バイポーラトランジスタ 33の駆動電流（コレクタ電流) のミラ一電流により決定される。

制御電圧生成回路 32は、可変電圧源 25の出力する制御電圧 VCRと反比例的に変化する電圧を生成する。すなわち制御電圧 VCRに対して、この制御電圧生成回路 32が生成する制御電圧 VCTは、相反的に変化する。すなわち、可変電圧源 25の出力する制御電圧 VCRが上昇すると、制御電圧生成回路 32の生成する制御電圧 VCTの電圧レベルは低下する。この制御電圧生成回路 32の出力する制御電圧 V C Tの電圧レベルが低下した場合、バイポーラトランジスタ 3 3のベース一ェミッタ間電圧が小さくなり、このバイポーラトランジスタ 3 3のコレクタ電流が減少する。応じて、カレントミラー回路 3 4がノード N 3に供給する電流が低下する。このノード N 3へ供給される電流は、バイポーラトランジスタ Q 1のコレクタ電流として用いられる。

バイポーラトランジスタ Q 1のベース電圧が上昇し、このバイポーラトランジスタ Q 1力カレントミラー回路 3 4が供給する電流をすベて放電することができ、ノード N 3の電圧レベルが低下した場合、バイポーラトランジスタ 3 5のべ一スーェミッタ間電圧が低下し、このバイポーラトランジスタ Q 1のベース電圧を低下させる。このとき、また、バイポーラトランジスタ 3 5は、そのェミッタ電流が低減され、応じて抵抗素子 R Z 1を介してバイポーラトランジスタ Q 1へ供給されるベース電流が低下する。これにより、バイポーラトランジスタ Q 1のコレクタ電流が低減され、応じて、バイポーラトランジスタ Q 2のコレクタ電流が低下する。

一方、逆に、バイポーラトランジスタ Q 1のベース電圧が低く、このカレントミラー回路 3 4の MO Sトランジスタ T 2が供給する電流をすベて放電できず、ノード N 3の電圧レベルが上昇した場合、バイポーラトランジスタ 3 5のベースーェミッタ間電圧が上昇し、応じて、このノード N 3の電圧レベルが上昇する。このとき、またバイポーラトランジスタ 3 5のェミッタ電流が増大し、応じてバイポーラトランジスタ 3 6へのベース電流が増大し、バイポーラトランジスタ 3 6のコレクタ電流が増大する。これにより、ノード N 3の電圧レベルが低下する。バイポーラトランジスタ 3 5は、そのベースーェミッタ間電圧を常に一定とするェミッタフォロワトランジスタとして機能し、ノード N 3の電圧レべこ従つてノード N 4の電圧レベルを調整し、応じてバイポーラトランジスタ Q 1のコレクタ電流を調整する。

したがって、このバイポーラトランジスタ 3 5の負帰還により、バイポーラトランジスタ Q 1には、常にカレントミラー回路 3 4の MO Sトランジスタ T 2が供給する電流と同じ大きさのコレクタ電流が流れる。抵抗素子 R Z 1および R Z 2は、このバイポーラトランジスタ 3 5のエミッタ電流のシャント抵抗であり、バイポーラトランジスタ Q 1および Q 2へは、同じ大きさのベース電流を供給するとともに、これらのバイポーラトランジスタ Q 1および Q 2のベースを同じ電圧レベルにバイアスする。また、これらのバイポーラトランジスタ Q 1および Q 2は、そのベースーェミッタ間電圧が同じとなり、これらのバイポーラトランジスタ Q1および Q2が、カレントミラー回路 36を構成する。

バイポーラトランジスタ Q 2は、差動段トランジスタ 20および 21の電流源トランジスタである。したがつて、この可変利得制御部 10 bの動作電流（電流 I a+ I b) は、可変電圧源 25の制御電圧 VCRに従って調整することができる。制御電圧 VCRが上昇した場合には、制御電圧生成回路 32が生成する制御電圧 VCTの電圧レベルが低下し、バイポーラトランジスタ 33のコレクタ電流が低下し、応じて電流源トランジスタ Q 2の駆動するコレクタ電流が低減する。一方、可変電圧源 25の生成する制御電圧 VCRが低下した場合には、制御電圧生成回路 32の生成する制御電圧 VCTの電圧レベルが上昇し、カレントミラー回路 34および 36により、電流源バイポーラトランジスタ Q 2のコレクタ電流が増大する。 . したがって、図 6に示すように、制御電圧 VCRが上昇し、可変利得制御部 1 0 bの利得が小さくなつた場合には、この電流源バイポーラトランジスタ Q 2のコレクタ電流が低下し、一方、逆に、可変電圧源 25の生成する制御電圧 VCR の電圧レベルが低下し、利得 Gが大きくなつた場合には、電流源バイポーラトランジスタ Q 2の駆動するコレクタ電流が増大する。したがって、この利得に応じて、可変増幅段の動作電流を調整することができ、信号の線形性を維持するのに必要な電流量だけを常に供給することができ、消費電流を低減することができる。図 8は、図 7に示す可変電圧源 25の構成の一例を示す図である。図 8において、可変電圧源 25は、電源ノード 15とノード N5の間に接続されかつそのべースに制御信号 SCを受ける PNPバイポーラトランジスタ 40と、ノード N5 と接地ノードの間に接続される抵抗素子 41を含む。ノード N 5に、制御電圧 V CRが生成される。

この図 8に示す可変電圧源 25の構成において、制御信号 S Cがハイレベルとなると、バイポーラトランジスタ 40のベース一エミッタ間電圧が小さくなり、このバイポーラトランジスタ 4 0のコレクタ電流が低下し、抵抗素子 4 1における電圧降下量が小さくなり、制御電圧 V C Rの電圧レベルが低下する。一方、制御信号 S Cの電圧レベルが低下すると、バイポーラトランジスタ 4 0のベース一エミッタ間電圧が大きくなり、このバイポーラトランジスタ 4 0の供給するコレクタ電流が大きくなり、抵抗素子 4 1における電圧降下量が大きくなり、制御電圧 V C Rの電圧レベルが上昇する。

すなわち、利得 Gを高くする場合には、制御信号 S Cの電圧レベルを上昇させて、抵抗素子 4 1における電圧降下量を小さくして、制御電圧 V C Rの電圧レべルを低下させる。利得 Gに応じて制御信号 S Cの電圧レベルを調整することにより、制御電圧 V C Rを目標利得を実現する電圧レベルに設定することができる。図 9は、図 7に示す可変電圧源 2 5の他の構成を概略的に示す図である。図 9 において、可変電圧源 2 5は、電源ノード 1 5とノード N 6の間に接続される可変抵抗素子 4 2と、ノード N 6と接地ノードの間に接続される抵抗素子 4 3を含む。ノード N 6に、制御電圧 V C Rが生成される。

可変抵抗素子 4 2は、たとえば摺動抵抗で構成され、この抵抗値が、変更可能である。したがって、この可変抵抗素子 4 2の抵抗値を調整することにより、ノ一ド N 6からの制御電圧 V C Rの電圧レべノレを調整することができる。可変抵抗素子 4 2の抵抗値が小さくなつた場合には、制御電圧 V C Rの電圧レベルが上昇し、一方、可変抵抗素子 4 2の抵抗値が大きくなつた場合には、制御電圧 V C R の電圧レベルが低下する。また、可変電圧源 2 5としては、この図 8および図 9 に示す構成を組合せて構成されてもよい。すなわち、図 9に示す可変抵抗素子により、制御信号 S Cを生成し、図 8に示すバイポーラトランジスタ 4 0のベースに与える構成が用いられてもよい。 . " 図 1 0は、図 7に示す制御電圧生成回路 3 2の構成の一例を示す図である。この図 1 0に示す制御電圧生成回路 3 2は、電 ϋノード 1 5とノード Ν 7の間に接続されかつそのベースに制御電圧 V C Rを受ける Ρ Ν Ρバイポーラトランジスタ 4 5と、ノード Ν 7と接地ノードの間に接続される抵抗素子 ⁴ 6を含む。ノード Ν 7に、制御電圧 V C Tが生成される。

この図 1 0に示す構成においては、制御電圧 V C Rの電圧レベルが上昇すると、バイポーラトランジスタ 45の供給するコレクタ電流が低減され、応じて抵抗素子 46における電圧降下量が小さくなり、ノード N 7の電圧レベルが低下する。一方、制御電圧 VCRの電圧レベルが低下した場合、バイポーラトランジスタ 4 5の供給するコレクタ電流が増大し、応じて抵抗素子 46における電圧降下量が大きくなり、ノード N 7の制御電圧 VCTの電圧レベルが上昇する。したがって、制御電圧 VCRが上昇し、利得 Gが小さくなつた場合には、この制御電圧 VCT の電圧レベルが低下し、電流源トランジスタ Q 2の駆動電流を低減する。

一方、制御電圧 VCRが低下し、利獰 Gを大きくする場合には、このバイポーラトランジスタ 45のコレクタ電流が増大し、制御電圧 VCTが増大する。制御電圧 VCTの電圧レベルの上昇により、電流源トランジスタ Q 2のコレクタ電流が大きくなり、可変利得制御部 10 bの動作電流が大きくなる。

この図 10において、抵抗素子 46の抵抗値おょぴパイポーラトランジスタ 4 5の駆動するコレクタ電流を適当に調整することにより、制御電圧 V C Rおよび V C Tの対応関係に従って、利得 Gに応じて必要最小限の電流を供給することができるように、制御電圧 VCTを生成することができる。

図 11は、図 7に示す制御電圧生成回路 32の他の構成を概略的に示す図である。図 11において、制御電圧生成回路' 32は、制御電圧 VCRをデジタル信号に変換するアナログ Zデジタル変換器（A/D変換器） 50と、 AZD変換器 5 0の出力信号をァドレスとしてその記憶内容を読出すテーブルメモリ 51と、テ一ブルメモリ 51から読出された信号をアナ口グ信号に変換するデジタル/ァナログ変換器（DZA変換器） 52とを含む。この D/A変換器 52から、制御電圧 VCTが生成される。

テーブルメモリ 51は、たとえば ROM (リード 'オンリ 'メモリ）で構成され、制御電圧 VCRおよび VCTの関係を一覧にしてテーブル形式で格納する。したがって、制御電圧 VCRの電圧レベルに応じてテーフレメモリ 51から、対応のデータを読出すことにより、正確に、利得制御部の動作電流を調整するための制御電圧 V C Tを生成することができる。

この図 11に示す構成では、 A/D変換器 50および D/A変換器 52とテーブルメモリ 51が必要とされる。しかしながら、通信機能を有する携帯端末機器においては、送信時に送信信号をコード化するための信号処理装置が設けられており、この信号処理部においては、メモリおょぴ A/D変換器および DZ A変換器が配置される。したがって、この信号処理部において制御電圧変換を行なうように構成してもよい。

以上のように、この発明の実施の形態 1に従えば、差動対制御型可変増幅器において、その利得を調整する制御電圧に応じて、差動段の動作電流を変更するように構成しており、必要最小限の電流が消費されるだけであり、消費電流をその信号の線形性を損なうことなく低減することができる。特に、電池駆動型の携帯端末機器用途において、消費電流を大幅に低減でき、電池寿命を長くすることができる。

特に、多段構成の可変増幅器において、 2段目以降の利得が小さい場合でも信号振幅が大きくされる構成の場合、その駆動電流を必要最小限とすることにより、大きく、消費電流を低減することができる（2段目以降の増幅器においては、その出力信号の振幅は、入力段の差動段の出力信号振幅よりも大きくなるため）。なお、制御電圧 V C Rが高くされると利得が小さくされているものの、逆に制御電圧 V C Rが高くされると利得が大きくされる構成の差動段制御型可変利"得増幅器が用いられてもよい。この場合においては、駆動電流の制御を上述の制御と逆の方向に行うことにより、利得に応じて最適な動作電流を供給することができる。

[実施の形態 2 ]

図 1 2は、この発明の実施の形態 2に従う可変利得増幅器の構成を示す図である。図 1 2においては、多段構成の可変利得増幅器の出力段の構成を示す。図 1 2に示す構成においては、利得制御部 1 0 bに対する可変電流源 3 0におい.て、電流源トランジスタ Q 2のベースノード 6 2に、直流力ット用容量素子 1 6を介して入力ノード 2 3からの信号が与えられる。電流源トランジスタ Q 2のベースノード 6 2が電流制御部 6 0に結合される。この電流制御部 6 0は、可変電圧源 2 5の生成する制御電圧 V C Rに従って電流源トランジスタ Q ²のベース電圧を制御し、この可変利得制御部 1 0 bの利得 Gに応じて、電流源トランジスタ Q 2 のベース電流を調整する。この電流制御部 6 0は、図 7に示す構成において、制御電圧生成回路 3 2、バイポーラトランジスタ 3 3、カレントミラー回路 3 4、およびバイポーラトランジスタ Q 1を含む構成に対応する。

この電流源トランジスタ Q 2のベースノード 6 2に、さらに、直流カット用の容量素子 1 6を介して入力信号 I Nが与えられる。利得制御部 1 O bにおいては、従来、入力信号を受けていたバイポーラトランジスタ 2 0のベースは、抵抗素子を介して電圧源 6 6に結合されかつ容量素子 5 5を介して接地ノードに結合される。このバイポーラトランジスタ 2 0のベースノードは、電圧源 6 6によりパイァスされる。

このバイポーラトランジスタ Q 2のベースノード 6 2の電圧は、電流制御部 6 0の生成するベース電圧と入力信号 I Nとが重畳された電圧レベルとなり、電流源トランジスタ Q 2の駆動電流量が、入力信号 I Nに従ってさらに変化し、電流源バイポーラトランジスタ Q 2が、入力信号 I Nを増幅する。

このバイポーラトランジスタ Q 2のコレクタ電流の変化に従って、バイポーラトランジスタ 2 0のコレクタ電流も変化し、応じて、ノード N 1の電圧レベルも変化する。この増幅動作において、電流制御部 6 0は、可変電圧源 2 5の生成する制御電圧 V C Rの変化と反対方向にバイポーラトランジスタ Q 2の駆動電流量を調整する。

この図 1 2に示す構成において、ベースノード 6 2は、抵抗素子を介して、図 7に示すノード N 4に結合されている。したがって、この入力信号 I Nは、図 7 に示すカレントミラー回路 3 4および 3 6のカレントミラー動作に対する影響は抑制される。電流制御部 6 0において、正確に、可変電圧源 2 5の生成する制御電圧 V C Rに従って、入力信号 I Nの影響を受けることなく、バイポーラトランジスタ Q 2の駆動電流量を調整することができる。

以上のように、この発明の実施の形態 2に従えば、差動段の電流源トランジスタのベースに入力信号を与え、電流源トランジスタに入力信号を増幅する機能を持たせており、また、この電流源トランジスタの駆動電流量を利得に応じて調整しており、必要最小限の電流を消費するだけで入力信号 I Nの線形性を維持して増幅動作を行なって出力信号を生成することができる。

[実施の形態 3 ] 図 1 3は、この発明の実施の形態 3に従う差動対制御型可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図 1 3において、差動対制御型可変利得増幅器は、縦続接続される複数段の可変利得制御部 1 0 a— 1 0 nと、初段の可変利得制御部 1 0 aに対して設けられる定電流源 1 2 aと、利得制御部 1 0 b— 1 0 nそれぞれに対応して配置される可変電流源 3 0 b - 3 0 nを含む。可変利得制御部 1 0 b— 1 0 nの入力部はそれぞれ、直流成分を除去する容量素子 Cを介して前段の可変利得制御部の出力部に結合される。

可変利得制御部 1 0 a _ 1 0 nに対しては、制御端子 2 9からの制御信号 S C が共通に与えられる。これらの可変利得制御部 1 0 a— 1 0 nの構成は、図 7または図 1 2に示す可変利得制御部 1 0 bの構成と同じである。

可変電流源 3 0 b— 3 0 ηに対してまた、この制御端子 2 9力らの制御信号 S Cが共通に与えられ、これらの可変電流源 3 0 b— 3 O nの駆動電流量が、この制御信号 S Cに従って調整される（対応の制御電圧 V C Rに従って調整される）。これらの可変電流源 3 0 b— 3 0 nの具体的構成は、図 7に示す可変電流源 3 0 の構成と同じである。可変電流源 3 0 b— 3 0 nは、それぞれ対応の可変利得制御部 1 0 b— 1 0 nに対する制御電圧に従ってその駆動電流量がそれぞれ調整される。ここで、可変電流源 3 0 b— 3 0 nは、対応の可変利得制御部に対する制御電圧に従ってその電圧レベルが調整され、応じて、制御信号 S Cに従ってその電圧レベルが調整される。

初段の可変利得制御部 1 0 aに対して配置される定電流源 1 2 aは、常時一定の電流を供給する。

したがって、この図 1 3に示すような多段構成の差動対制御型可変利得増幅器の構成においても、第 2段以降の可変利得制御部の動作電流を、可変電流源 3 0 b - 3 0 nを用いて、対応の可変利得制御部の利得に応じて調整することにより、信号歪を生じさせることなく消費電流を低減することができる。

図 1 4は、可変電流源 3 0 ( 3 0 b— 3 0 η ) と利得制御部 1 0 b— 1 0 ηにおける可変電圧源 2 5の構成の他の一例を示す図である。図 1 4においては、利得制御部 1 0 iおよび可変電流源 3 0 iの構成を代表的に示す。ここで、 iは b から nのいずれかである。図 14において、可変電圧、源 25は、電源ノード 15 aとノード N 10の間に接続されかつそのベースに制御信号 S Cを受ける P N Pバイポーラトランジスタ 70と、ノード N10と接地ノードの間に結合される抵抗素子 71を含む。ノード N10に、制御電圧 VCRが生成されて、対応の可変利得制御部の差動段のトランジスタ (21) のベースへ与えられる。

可変電流源 30 iにおいて、電流制御部 60は、電源ノード 15 bとノード N 11の間に接続される抵抗素子 72と、ノード Nl 1と接地ノードの間に結合されかつそのベースに制御信号 S Cを受ける N P Nバイポーラトランジスタ 73と、電源ノード 15 cとノード N12の間に接続されかつそのベースがノード N 11 に結合される PNPバイポーラトランジスタ 74と、ノード N 12と接地ノードの間に結合されかつそのベースがノード N 12に接続される NPNバイポーラトランジスタ 75を含む。この NPNバイポーラトランジスタ 75のベースコレクタノード N12に、制御電圧 VCTが生成される。この制御電圧 VCTが次段のバイポーラトランジスタ 33のベースに与えられる。

制御信号 S Cがハイレベルとなった場合には、可変電圧源 25においては、ノィポーラトランジスタ 70の駆動電流量が低下し、応じて抵抗素子 71の鼂圧降下量が低下し、制御電圧 V C Rの電圧レベルが低下する。

一方、電流駆動部 60においては、、バイポーラトランジスタ 73の駆動電流量が増大し、応じて、抵抗素子 72の電圧降下量が大きくなり、ノード Nl 1の電圧レベルが低下する。このノード N 1 1の電圧レベルが低下すると、バイポーラトランジスタ 74の駆動電流量が増大し、応じてノード N 12の電圧レべが上昇し、制御電圧 VCTの電圧レベルが高くなる。このバイポーラトランジスタ 75は、次段のバイポーラトランジスタ 33とカレントミラー回路を構成レており、この制御電圧 V C Τが高くなると、可変電流源 30 iの駆動電流量が増大する。

一方、制御信号 SCがローレベルとなると、可変電圧源 ²5においてバイポーラ.トランジスタ 70の駆動電流量が増大し、応じて抵抗素子 71の電圧降下量が増大し、制御電圧 VCRの電圧レベルが上昇する。

—方、制御電圧生成回路 32においては、バイポーラトランジスタ 73の駆動電流量が低下し、応じて抵抗素子 7 2の電圧降下量も低下し、ノード N l 1の電圧レベルが上昇する。このノード N 1 1の電圧レベル上昇に従ってバイポーラトランジスタ 7 4の駆動電流量が低下し、ノード N 1 2の電圧レベルが低下する。応じて、可変電流源 3 0 iの駆動電流量が、この制御電圧 V C Tの電圧レベルの低下に伴って低下する。

したがつて、この図 1 4に示す可変電流源 3 0 iを利用することにより、制御信号 S Cに従って可変電流源の駆動電流量を調整することができる。

なお、可変電圧源 2 5と制御電圧生成回路 3 2の構成は入れ替えられてもよい。制御信号 S Cがハイレベルとなるときに、利得が高くされるの力低くされるのかに応じて、これらの可変電流源および可変電圧源の回路構成が定められればよい。

[変更例]

図 1 5は、この発明の実施の形態 3の変更例の構成を概略的に示す図である。この図 1 5においては、信号入力端子 1 3と信号出力端子 6 5の間に、可変利得制御部 1 0 a— 1 0 nが配置される。可変利得制御部 1 0 a— 1 0 nの間には直流成分除去のための容量素子 Cが配置される。初段の可変利得制御部 1 0 aに対しては定電流源 1 2 aが配置され、また、可変利得制御部 1 0 b— 1 0 ηに対しては可変電流源 3 0 b— 3 0 nがそれぞれ配置される。これらの可変電流源 3 0 b— 3 0 nには、また前段の可変利得制御部の出力信号が与えられる。したがつて、可変電流源 3 0 b - 3 0 nにおいて電流源トランジスタが、その前段の利得制御部の出力信号に従って増幅動作を行なう。この利得制御部 1 0 a— 1 O nは、それぞれ制御端子 2 9の制御信号 S Cに従ってその利得がそれぞれ制御される。可変電流源 3 0 b - 3 0 nそれぞれにおいても、同様、この制御信号 S Cまたは対応の利得制御部 1 0 b— 1 0 nにおける制御電圧に従って駆動電流量が調整される。

この図 1 5に示す多段構成の差動対制御型可変利得増幅器の構成においても、その第 2段目以降の可変利得制御部 1 0 b— 1 0 nにおいて、利得に応じて動作電流を調整することにより、信号の線形性を損なうことなく、消費電流を低減することができる。

なお、この実施の形態 1から 3において、初段の利得制御部（差動対トランジスタ）に対しては、定電流源 1 2 aが配置されている。しかしながら、この初段の利得制御部に対する定電流源 1 2 aも、次段以降の可変電流源と同様、対応の可変利得制御部の利得に応じて、その駆動電流が調整されてもよい。

また、実施例 1から 3において、バイポーラトランジスタに代えて、 MO Sトランジスタが用いられてもよい。

以上のように、この発明の実施の形態 3に従えば、多段構成の差動対制御型可変利得増幅器においても、 2段目以降の利得制御部の動作電流は、その利得に応じて調整するように構成しており、信号の線形性を損なうことなく消費電流を低減することができる。

以上のように、この発明に従えば、差動段制御型可変利得増幅器の動作電流を利得に応じて調整しており、信号の歪を抑制して消費電流を低減することができる。特に、多段構成の差動段制御型可変利得増幅器において第 2段以降の増幅段の動作電流を利得に応じて調整することにより、動作電流が大きな増幅段の消費電流を低減することができ、高利得かつ低消費電流の差動段制御型可変増幅器を実現することができる。

以上、この発明の種々の実施の形態が説明されてきた。し力しながら、これらの実施の形態は限定的なものではなく例示的なものと考えられるべきである。この発明の範囲を逸脱することなく種々の変形が可能である。従って、この発明の範囲は、請求の範囲の記載に従って決定されるべきである。産業上の利用可能性

本発明の差動対制御型可変利得増幅器は、無線通信機において適用可能である。特に、携帯電話などの通信機能を有する携帯端末機器に対して適用することより、その消費電流が低減されるため、効果的である。'

Claims

請求の範囲

1. 利得制御信号を制御ノードに受ける第 1のトランジスタ（21) と前記第 1のトランジスタと差動対をなす第 2のトランジスタ（20) とを含み、前記利得制御信号に基づく利得を入力信号に与えて出力信号を生成する差動段、 . 前記差動段に結合され、前記利得に応じて前記差動段の駆動電流を可変する可変電流源回路（30) を備える、可変利得増幅器。

2. 前記可変電流源回路（30) は、前記差動段の利得が小さいとき前記駆動電流を小さくする、請求の範囲 1記載の可変利得増幅器。

3. 前記可変電流源、回路（30) は、前記駆動電流を決定する電流源トランジスタ（Q 2) と、前記電流源トランジスタの駆動電流を制御する電流制御信号を前記利得制御信号から生成する制御信号生成回路（3 2) とを含む、請求の範囲 1記載の可変利得増幅器。

4. 前記可変電流源回路（30) は、前記電流制御信号に基づいて電流を駆動する入力トランジスタ（33) と、前記入力トランジスタの駆動電流によりその駆動電流が決定される第 1のカレントミラー回路（34) と、前記第 1のカレントミラー回路の駆動電流によりその駆動電流が決定され、前記電流源トランジスタ（Q 2) と第 2のカレントミラー回路を構成する出力トランジスタ（Q 1) とを含む、請求の範囲 3記載の可変利得増幅器。

5. 前記入力信号は、前記第 2のトランジスタの制御ノードに伝達される、請求の範囲 1記載の可変利得増幅器。

6. 前記可変電流源回路（30) は、前記駆動電流を決定する電流源トランジスタ（Q2) を含み、

前記入力信号は、前記電流源トランジスタの制御ノードに伝達される、請求の範囲 1記載の可変利得増幅器。

7. 信号の入力側（1 3) から出力側（65) の間に結合される複数段の可変利得増幅回路（ 10 a— 10 n) を含む可変利得増幅器であって、

前記可変利得増幅回路は、

利得制御信号を制御ノードに受ける第 1のトランジスタ（2 1) と、前記第 1 のトランジスタと差動対を構成する第 2のトランジスタ（ 2 0 )とを含み、前記利得制御信号に基づく利得を入力信号に与えて出力信号を生成する差動段と、前記差動段に結合され、前記差動段の駆動電流を決定する電流源回路（1 2 a )、 3 0 b— 3 0ん）とを備え、

前記複数段の可変増幅回路の初段の可変利得増幅回路を除く可変利得増幅回路の少なくとも 1つの可変利得増幅回路は、対応の電流源回路（ 3 0 b— 3 0 n )が、該可変利得増幅回路の利得に応じてその駆動電流が変化する、可変利得増幅器。