CN1475044A - 低耗电的可变增益放大器 - Google Patents

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CN1475044A
CN1475044A CNA018191843A CN01819184A CN1475044A CN 1475044 A CN1475044 A CN 1475044A CN A018191843 A CNA018191843 A CN A018191843A CN 01819184 A CN01819184 A CN 01819184A CN 1475044 A CN1475044 A CN 1475044A
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�ź㴫
高桥贵纪
上马弘敬
֮
中沟英之
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    • H03GCONTROL OF AMPLIFICATION
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Abstract

在差动对控制型可变增益放大器,根据其增益调整电流源(30;30b-30n)的驱动电流量,具体讲,根据由决定用于根据输入信号产生输出信号的差动级(20,21)增益的可变电压源(25)产生的控制电压(VCR),调整差动级电流源晶体管(Q2)的驱动电流量,以便随着增益降低使其驱动电流量减少,只根据增益消费电流,可以降低消费电流而不产生信号失真。

Description

低耗电的可变增益放大器
技术领域
本发明涉及可变增益放大器,尤其是有关为了在无线通信机构内发送功率控制中使用的可变增益放大器的构成。
背景技术
由于可变增益放大器(VGA)可以改变其增益,所以在各种各样的用途中使用。例如在无线通信机内有必要根据使用环境控制发送功率,为了调整这样的发送信号的功率,使用可变增益放大器。
图1是概略地示出通常的无线通信机的发送系统的构成图。在图1,无线通信机1包含对声音信号或图像信号等的输入信号IN进行预定处理的信号处理部2,和对通过信号处理部2产生的信号进行放大的功率放大器3,和根据来自功率放大器3的信号产生发送信号,经未图示的天线进行发送的发送部4。
该信号处理部2对输入信号进行预定的编码处理等,产生发送信号。为了从无线通信机1经无线(未图示)发送信号,功率放大器3对应发送的信号进行功率放大。
发送部4包含发送控制电路,根据功率放大器3的发送信号,经天线发送。
在图1所示的无线通信机1有必要根据发送状况调整发送功率。为了进行这样的发送功率的控制,作为功率放大器3使用可变增益放大器,在该功率放大器3进行发送功率的控制。作为这样的可变增益放大器的构成,有差动对控制型以及电流源控制型两种。电流源控制型通过控制流过该可变增益放大器的电路全体的电流,控制增益。另一方面,在差动对控制型通过调整在构成差动对的晶体管的基准晶体管的控制节点(基极)上所加的电压电平,以便根据输入信号调整产生的输出电流的变化量,控制增益。
图2是示出传统的差动对控制型可变增益放大器构成一例的图。在图2,可变增益放大器包含对提供给信号输入端13的信号进行放大,使传输到信号输出端14的增益可变的增益控制部10,和决定该可变增益控制部10工作电流的恒流源12。向信号输入端13提供的信号经截止直流成分的电容元件16加到可变增益控制部10。从增益控制部10输出的信号经截止直流成分用的电容元件17传输到信号输出端14。
在该增益控制部10调整在信号输出端14上出现的信号OUT和提供给信号输入端13的输入信号IN的振幅比。可变增益控制部10包含在电源节点15和节点N1之间连接的电阻元件22,和在节点N1和节点N2之间连接,并且在其基极经电容元件16接受输入信号IN的NPN双极性晶体管20,和在电源节点15和节点N2之间连接,并且在基极上接受可变电压源25输出电压的NPN双极性晶体管21。
在双极性晶体管20的基极上经电阻元件连接电压源66。在双极性晶体管20及21上连接用于产生基极电流的电阻元件。电压源66提供电压Vx,可变电压源25提供电压Vx+ΔV。
从节点N1经电容元件17到输出端14,输出可变增益控制部10的输出信号。晶体管20及21构成差动级,按照电压源66的输出电压和可变电压源25的输出电压之差分别流过电流。通过电阻元件22,根据该晶体管20的驱动电流(集电极电流)Ia在节点N1上产生电压信号,信号经电容元件17传输到信号输出端14。
恒流源12从节点N2到接地节点流过恒定的电流。该恒流源12的驱动电流等于分别流过双极性晶体管20和21的电流Ia和Ib之和。在节点N1上出现的信号电压电平通过VCC-Ia·R22表示。在这里,VCC表示电源电压,R22表示电阻元件22的电阻值。电流Ia根据输入信号的电压电平和电压源66的输出电压的和与可变电压源25的输出电压之差变化。假设输入信号的电压电平比可变电压源25的输出电压还高,而且其电压差大,则双极性晶体管20的驱动电流Ia变大。因此,通过调整该可变电压源25的输出电压,可以调整双极性晶体管22的驱动电流(集电极电流)Ia,相应地可以调整在节点N1上出现的信号振幅,可以调整输出信号OUT对输入信号IN的增益。
即:在该图2所示的差动对控制型可变增益放大器,功率放大的程度取决于流过(在其基极接收输入信号的)双极性晶体管20的集电极电流,该集电极电流Ia可以通过可变电压源25的电压变化。即:在输入信号IN的振幅相同,而使可变电压源25的输出电压更高时,双极性晶体管21的基极电压变高,其集电极电流Ib变大,相应地可以使双极性晶体管20的集电极电流Ia相对减少。反之,在降低可变电压源25的输出电压电平的情况下,由于双极性晶体管21的集电极电流Ib变小,可以增大双极性晶体管20的集电极电流Ia。因此,在该差动对控制型可变增益放大器中,功率放大的程度(增益)可以通过可变电压源25的输出电压加以控制。
在这里,在提供给双极性晶体管基极的输入信号IN处于高电平时,双极性晶体管20驱动的集电极电流Ia增大,按照节点N1的电压降大小相应地增加。输出信号OUT成为较低电压电平。反之,在输入信号IN处于低电平时,双极性晶体管20的集电极电流减少,该节点N1的电压降降低,节点N1的电压电平成为高电平。因此,该可变增益控制部10使输入信号IN倒相输出。
借助电压源66的输出电压,该输入信号IN偏置到比可变电压源25产生的电压还高的电压电平,根据该输入信号IN的电压电平和可变电压源25的输出电压之差,决定双极性晶体管20的驱动电流。因此,如果可变电压源25的输出电压比电压源66的输出电压Vx还高,则输入信号IN和电压源6的输出电压之和与可变电压源25的输出电压(Vx+ΔV)之差变小,双极性晶体管20的驱动电流量变小,节点N1的信号振幅变小,增益降低。相反一旦可变电压源25的输出电压降低,则在输入信号IN和电压源66的输出电压之间和与可变电压源25的输出电压(Vx-ΔV)之差变大,双极性晶体管20的驱动电流变大,节点N1的信号振幅变大,增益变大。
在这样的可变增益放大器,1级的可变增益控制部的增益小,在不能充分地放大信号的情况下,使可变增益控制部10多级串联,构成放大器。
图3是概略示出2级构成的可变增益放大器的构成图。在图3,该可变增益放大器包含串联的可变增益控制部10a及10b,和分别决定可变增益控制部10a及10b驱动电流的恒流源12a及12b。信号输入节点13a与初级的增益控制部10a耦合,输出级的增益控制部10b与信号输出节点14a耦合。这些节点13a及14a经除去直流成分用的电容元件与信号输入端子13及信号输出端子14耦合。此外,可变增益控制部10a的输出经用于除去直流成分的电容元件C与可变增益控制部10b的输入耦合。
这些可变增益控制部10a及10b具有与图2所示的可变增益控制部10同样的构成。在可变增益控制部10a及10b分别包含的可变电压源通过提供给控制端29的信号调整其输出电压。
在该图3所示的2级构成的可变增益放大器,初级的可变增益控制部10a对提供给信号输入节点13a的信号放大,把其放大信号传输到内部输出节点24。次级的可变增益控制部10b在其输入节点23上接收并放大在其初级可变增益控制部10a的输出节点24上产生的信号,从信号输出点14a输出。
通过根据从各自的控制端29来的信号对这些可变增益控制部10a及10b的增益进行调整,即使在各个可变增益控制部10a及10b的增益小的情况下,信号输出节点14a上出现的信号的增益成为G·G,可以产生足够大增益的信号。
在这样的多级构成的差动对控制型可变增益放大器,在各级的可变增益放大器(10a,10b),即使在其增益成为最大的情况下也有必要不产生输出信号的失真。因此,在可变增益控制部的各级上通过对应的恒流源(12a,12b)持续驱动在最大增益下工作必要的电流。
图4是示出在差动对控制型可变增益放大器内可变增益控制部的增益及电流与控制电压(可变电压源的输出电压)之间关系的图。在图4,在横轴示出可变电压源的输出电压(控制电压),在纵轴示出增益及在电路内流过的电流。曲线CR1示出可变增益控制部的增益,直线CR2示出流经电路的电流,即:恒流源的驱动电流,曲线CR3示出为了不产生信号失真,即维持信号的线性,产生输出信号必要的电流。
如图4所示,在增益小时,由于输出信号的振幅小,作为必要的电流小。另一方面,在增益大时,由于输出信号的振幅大,作为必要的电流量变大。因此,为了根据增益,维持线性,产生输出信号,必要的电流量各异。
然而,如图4所示,在差动对控制型可变增益放大器,增益小,即使在必要的电流量小的情况下,也通过恒流源驱动与输出信号电平最大时(增益最大时)必要的电流相同大小的电流。因此,在低增益工作时不必要耗电。尤其是在具有通信功能的便携终端机,用电池作电源,从该电池寿命的观点出发,希望尽可能降低耗电。
发明内容
本发明的目的是提供低耗电的差动对可变控制型增益放大器。
本发明的另一目的是提供低耗电的多级构成的差动对控制型可变增益放大器。
本发明的可变增益放大器具有可能调整增益的差动级和决定流过该差动级电流的电流源。该电流源根据差动级的增益调整其驱动电流量。
优选在多级构成的可变增益放大器内在第2级后各级的可变增益控制部上配置这些差动级及电流源。
通过根据增益调整电流源的驱动电流量,可以提供相应于增益的最佳电流,可以降低消耗电流而不损害其输出信号的线性。因此不必要持续不断地供给相应于最大增益的电流,可以降低消耗功率。
在多级构成的可变增益放大器,通过根据其增益调整第2级后各级的可变增益控制部的驱动电流量,即使在同一增益,信号振幅也大,与初级的可变增益控制部比较,可以降低消耗大电流的第2级后各级的差动级的驱动电流,可以可靠地降低耗电。
本发明的目的和其它目的以及特征,在以下参照附图进行,从优选的实施例的详细说明可以更加一目了然。
附图说明
图1是概略示出无线通信机的发送系统构成的图。
图2是示出传统的可变增益放大器构成一例的图。
图3是概略示出传统的多级构成的差动对控制型可变增益放大器构成的图。
图4是示出传统的可变增益放大器的增益以及电路工作电流和控制电压之间关系的图。
图5是概略示出根据本发明的实施例1的可变增益放大器构成的图。
图6示出根据本发明实施例1的可变增益放大器增益和驱动电流之间关系的图。
图7是示出图6所示的可变增益控制部的第2级可变增益控制部及可变电流源构成一例的图。
图8是示出图7所示的可变电压源构成一例的图。
图9是示出图7所示的可变电压源构成另一例的图。
图10是示出图7所示的控制电压产生电路构成一例的图。
图11是示出图7所示的控制电压产生电路构成另一例的图。
图12是示出本发明实施例2的可变增益放大级构成的图。
图13是概略示出本发明实施例3的可变增益放大级构成的图。
图14是示出图13所示的可变增益放大器的第2级后放大级构成的图。
图15是概略示出本发明实施例3的可变增益放大器的变更例构成的图。
具体实施方式
[实施例1]
图5是概略示出本发明实施形1的差动对控制型可变增益放大器构成的图。在图5,可变增益放大器包含对输入节点13a的信号放大的可变增益控制部10a,和对可变增益控制部10a的输出信号进一步放大的可变增益控制部10b,和用于除去在可变增益控制部10a的输出和可变增益控制部10b的输入之间耦合的直流成分的电容元件C,和对可变增益控制部10a设置、决定该可变增益控制部10a工作电流的恒流源12a,和对可变增益控制部10b设置、根据该可变增益控制部10b的增益,调整其驱动电流量的可变电流源30。通过可变电流源30决定可变增益控制部10b的工作电流。在这里,「工作电流」表示流过差动级两只晶体管的电流和。
可变增益控制部10a及10b的增益根据提供给控制端29的控制信号进行调整,此外,该可变电流源30的驱动电流量也根据提供给控制端29的控制信号决定。对可变增益控制部10b,预先算出与各增益值对应必要的电流量。在可变增益控制部10b的构成中,如果晶体管参量被决定,则这可以根据增益计算信号输入部的晶体管的驱动电流量以及在其基极接收控制电压(可变电压源的输出电压)的晶体管的驱动电流。根据其算出结果,通过提供给控制端29的控制信号共同地调整可变增益控制部10b的增益和可变电流源30的驱动电流量。
可变增益控制部10a及10b具有与图2所示的可变增益控制部10同样的构成,通过差动晶体管20及21放大所提供的信号并输出。
在该第2级的可变增益控制部10b,与其增益的变化对应,控制可变电流源30。根据可变增益控制部10b的增益,调整可变电流源30的驱动电流量,以便只驱动必要的电流量,而不使输出信号上产生失真,维持输入输出信号的线性。在可变增益控制部10b上增益变小时,通过对该可变电流源30的驱动电流量设定在必要的最低限的电流量,防止在可变增益控制部内流过过量的电流。
输入节点13a经直流截止用的电容元件与图2所示的信号输入端13耦合,输出节点14a经图2所示的直流截止用电容元件17与信号输出端14耦合。
在两级构成的可变放大器中,虽然可变增益控制部10a及10b的每个增益小,但是通过其增益相乘,使最终输出信号的增益增大。因此,在产生该最终输出信号的第2级的可变增益控制部10b有必要增大信号振幅,与初级的可变增益控制部10a相比,为了维持输出信号的线性,必须大的电流量。在产生该最终输出信号的可变增益控制部10b上,通过根据增益调整其工作电流(可变电流源30的驱动电流),可以大幅度降低根据传统的最大增益设定的电流,可以进一步降低耗电。
图6是示出图5所示的可变增益控制部10b的增益和工作电流和控制电压(与可变电压源25的输出电压相当)之间关系的图。在图6,纵轴表示增益以及工作电流,横轴表示控制电压。曲线CR4表示该增益控制部10b的增益,曲线CR5表示根据其增益,维持信号线性必要的工作电流量,曲线CR6表示可变电流源30的驱动电流量。
如该图6所示,通过根据各增益必要电流的调整可变电流源30的驱动电流,在该可变增益控制部10b只消费必要的最低限电流,并且不论增益值如何也不必提供根据最大增益设定的电流,可以降低消费电流。
图7是示出图5所示的可变增益控制部10b及可变电流源30构成一例的图。在图7,可变增益控制部10b与传统方式同样,包含在电源节点15和节点N1之间连接的电阻元件22,和在节点N1和节点N2之间连接,并且其基极连接在输入节点23a上的PNP双极性晶体管20,和在电源节点15和节点N2之间连接,并且在其栅极上接受可变电压VCR的NPN双极性晶体管21,和根据提供给控制端29的控制信号,产生可变控制电压VCR的可变电压源25。
可变电压源25经电阻元件,与双极性晶体管21的基极耦合。电压源经电阻元件与节点23a耦合。
节点N1与节点14a连接。输入节点23a经直流截止用的电容元件16与信号输入节点23连接。输出端子14a经直流截止用的电容元件17与信号输出端14连接。
该图7所示的可变增益控制部10b的构成与传统方式相同,根据可变电压源25输出的控制电压VCR和输入节点23a的电压,分别经NPN双极性晶体管20及21流过的电流Ia及Ib变化。输入节点23a的电压通过从电压源66的输出电压和从信号输入节点23经电容元件16提供给输入节点23a的信号之和给出。在输入节点23a的信号电压偏置在比控制电压VCR还高的电压电平时,即在电压源66的输出电压比可变电压源25的输出电压还高时,双极性晶体管20的集电极电流Ia变为比双极性晶体管21的集电极电流Ib还大。在该状态下,一旦控制电压VCR变高,则输入信号和控制电压VCR之差变小,经双极性晶体管20流过的电流Ia变小,该可变增益控制部10b的增益变小。反之,一旦控制电压VCR变低,则输入信号和控制电压VCR之差变大,经双极性晶体管20流过的电流Ia增大,该可变增益控制部10b的增益变大。这些集电极电流Ia及Ib之和通过可变电流源30的驱动电流决定。
可变电流源30包含在节点N2和接地节点之间耦合的NPN双极性晶体管Q2,和产生与控制电压VCR呈反比的控制电压产生电路32,和根据控制电压产生电路32产生的电压VCT驱动电流的NPN双极性晶体管33,和把驱动电流供给双极性晶体管33的电流镜电路34。
该电流镜电路34包含把电流供给双极性晶体管33的P沟道MOS晶体管(绝缘栅极型场效应晶体管)T1,和在电源节点15和节点N3之间连接,而且其栅极与MOS晶体管T1的栅极连接的P沟道MOS晶体管T2。MOS晶体管T1其栅极及漏极与双极性晶体管33的集电极连接。
因此,在该电流镜电路34,MOS晶体管T1构成主级,与流过该MOS晶体管T1的电流相同大小的电流经MOS晶体管T2流过(在MOS晶体管T1及T2的尺寸相同的情况下)。即:经该MOS晶体管T2,双极性晶体管33的集电极电流的镜电流流过节点N3。
可变电流源30还包含根据节点N3的电压从电源节点15把集电极电流提供给节点N4的NPN双极性晶体管35,和在节点N3和接地节点之间耦合,而且其基极经电阻元件RZ1与节点N4耦合的NPN双极性晶体管Q1,和在节点N2和接地节点之间耦合,而且其基极经电阻元件RZ2与节点N4耦合的NPN双极性晶体管Q2。该双极性晶体管Q2作为对差动级晶体管20及22的电流源晶体管起作用。
如果对双极性晶体管Q1及Q2的尺寸(发射极面积)分别取作Q1及Q2,则电阻元件RZ1及RZ2满足以下关系。
Q1∶Q2=1/RZ1∶1/RZ2。
在这里,RZ1及RZ2表示电阻元件RZ1及RZ2的电阻值。
因此,双极性晶体管Q1及Q2在相同尺寸时,电阻元件RZ1及RZ2具有相同电阻值。双极性晶体管Q1及Q2的发射极共同地耦合,这些双极性晶体管Q1及Q2构成电流镜电路(由于基极—发射极间电压变成相同)。因此,对该差动级晶体管20及21的工作电流通过双极性晶体管33的驱动电流(集电极电流)的镜电流决定。
控制电压产生电路32产生与可变电压源25输出的控制电压VCR呈反比变化的电压。即该控制电压产生电路产生的控制电压VCT对控制电压VCR相反地变化。即如果可变电压源25输出的控制电压VCR上升,则控制电压产生电路32产生的控制电压VCT的电压电平下降。该控制电压产生电路32的输出的控制电压VCT的电压电平下降时,双极性晶体管33的基极—发射极间电压变小,该双极性晶体管33的集电极电流降低。相应电流镜电路34提供给节点N3的电流降低。提供给该节点N3的电流作为双极性晶体管Q1的集电极电流使用。
在双极性晶体管Q1的基极电压上升时,则该双极性晶体管Q1可以对电流镜电路34提供的所有电流放电,在节点N3的电压电平降低时,双极性晶体管35的基极—发射极间电压降低,因此,降低了该双极性晶体管Q1的基极电压。这时,双极性晶体管35其发射极电流降低,因此,经电阻元件RZ1提供给双极性晶体管Q1的基极电流降低。由此,双极性晶体管Q1的集电极电流降低,因此,双极性晶体管Q2的集电极电流降低。
另一方面,反之,如果双极性晶体管Q1的基极电压低,则通过该电流镜电路34的MOS晶体管T2提供的电流完全不能放电,并且在节点N3的电压电平上升时,双极性晶体管35的基极—发射极间电压上升,相应地,该节点N3的电压电平上升。这时,双极性晶体管35的发射极电流增大,相应地,双极性晶体管36的基极电流增大,双极性晶体管36的集电极电流增大。由此,节点N3的电压电平降低。
双极性晶体管35起着其基极—发射极间电压持续地保持一定的发射极跟随器晶体管的作用,根据节点N3的电压电平调整节点N4的电压电平,相应地,调整双极性晶体管Q1的集电极电流。
因此,通过该双极性晶体管35的负反馈,在双极性晶体管Q1上持续地流过与电流镜电路34的MOS晶体管T2供给的电流相同大小的集电极电流。电阻元件RZ1及RZ2是该双极性晶体管35的发射极电流的分流电阻,在向双极性晶体管Q1及Q2供给相同大小的基极电流的同时,对这些双极性晶体管Q1及Q2的基极给予相同电压电平的偏置。此外,这些双极性晶体管Q1及Q2其基极—发射极间电压成为相同电压,这些双极性晶体管Q1及Q2构成电流镜电路36。
双极性晶体管Q2是差动级晶体管20及21的电流源晶体管。因此,该可变增益控制部10b的工作电流(电流Ia+Ib)可以按照可变电压源25的控制电压VCR加以调整。在控制电压VCR上升时,控制电压产生电路32产生的控制电压VCT的电压电平降低,双极性晶体管33的集电极电流降低,相应地,电流源晶体管Q2驱动的集电极电流降低。另一方面,在可变电压源25产生的控制电压VCR降低时,则控制电压产生电路32产生的控制电压VCT的电压电平上升,通过电流镜电路34及36,电流源双极性晶体管Q2的集电极电流增大。
因此,如图6所示,当控制电压VCR上升,可变增益控制部10b的增益变小时,则该电流源双极性晶体管Q2的集电极电流降低,反之,当可变电压源25产生的控制电压VCR的电压电平降低,增益G变大时,则电流源双极性晶体管Q2驱动的集电极电流增大。因此,可以根据该增益,调整可变放大级的工作电流,可以持续地只提供为维持信号线性必要的电流量,可以降低消耗电流。
图8是示出图7所示的可变电压源25构成的一例。在图8,可变电压源25包含在电源节点15和节点N5之间连接,并且在其基极接收控制信号的PNP双极性晶体管40,和在节点N5和接地节点之间连接的电阻元件41。在节点N5上产生控制电压VCR。
在该图8所示的可变电压源25的构成中,如果控制信号SC成为高电平,则双极性晶体管40的基极—发射极间电压变小,该双极性晶体管40的集电极电流降低,在电阻元件41上的电压降变小,控制电压VCR的电压电平降低。另一方面,如果控制信号SC的电压电平降低,则双极性晶体管40的基极—发射极间电压变大,该双极性晶体管40供给的集电极电流变大,在电阻元件41上的电压降变大,控制电压VCR的电压电平上升。
即,在提高增益G时,使控制信号SC的电压电平上升,在电阻元件41上的电压降降低,控制电压VCR的电压电平降低。通过根据增益G调整控制信号SC的电压电平,使得设置降低电压VCR到达实现目标增益的电压电平。
图9是概略地示出图7所示可变电压源25其它构成的图。在图9,可变电压源25包含在电源节点15和节点N6之间连接的可变电阻元件42,和在节点N6和接地节点之间连接的电阻元件43。在节点N6产生控制电压VCR。
可变电阻元件42例如通过滑线电阻构成,该电阻值是可能变更的。因此,通过调整该可变电阻元件42的电阻值,可以调整从节点N6的控制电压VCR的电压电平。在可变电阻元件42的电阻值变小时,控制电压VCR的电压电平上升。另一方面,在可变电阻元件42的电阻值变大时,控制电压VCR的电压电平降低。此外,作为可变电压源25也可以采用组合图8及图9所示构成,也可以采用下述构成,即:通过图9所示的可变电阻元件,产生控制信号SC,把它提供给图8所示的双极性晶体管40的基极。
图10是示出图7所示的控制电压产生电路32构成一例的图。该图10所示的控制电压产生电路32包含在电源节点15和节点N7之间连接,并且在其基极上接受控制电压VCR的PNP双极性晶体管45,和在节点N7和接地节点之间连接的电阻元件46。在节点N7上产生控制电压VCT。
在该图10所示的构成,一旦控制电压VCR的电压电平上升,则双极性晶体管45的集电极提供电流降低,相应地在电阻元件46上的电压降变小,节点N7的电压电平降低。另一方面,在控制电压VCR的电压电平降低时,双极性晶体管45供给的集电极电流增大,相应地,在电阻元件46上的电压降变大,节点N7的控制电压VCT的电压电平上升。因此,在控制电压VCR上升,增益G变小时,则该控制电压VCT的电压电平降低,并且降低电流源晶体管Q2的驱动电流。
另一方面,在控制电压VCR降低,增益G变大时,该双极性晶体管45的集电极电流增大,并且控制电压VCT增加。通过控制电压VCT的电压电平上升,电流源晶体管Q2的集电极电流变大,可变增益控制部10b的工作电流变大。
在该图10,通过适当地调整电阻元件46的电阻值及双极性晶体管45驱动的集电极电流可以产生控制电压VCT,以便根据控制电压VCT及VCT的对应关系,可以提供根据增益必要的最低限的电流。
图11是概略地示出图7所示的控制电压产生电路32的其它构成。在图11,控制电压产生电路32包含把控制电压VCR变换为数字信号的模拟/数字变换器(A/D变换器)50,和把A/D变换器50的输出信号作为地址,读出其储存内容的表(格)存储器51,和把从表(格)存储器51读出的信号变换成模拟信号的数字/模拟变换器(D/A变换器)52。从该D/A变换器52产生控制电压VCT。
表(格)存储器51通过例如ROM(只读存储器)构成,以表(格)形式一览地储存控制电压VCR及VCT的关系。因此根据控制电压VCR的电压电平,从表(格)存储器51读出对应的数据,可以正确地产生用于调整增益控制部工作电流的控制电压VCT。
在该图11内所示的构成中,A/D变换器50及D/A变换器52和表(格)存储器51是必要的。然而,在具有通信功能的便携终端机设置用于使发送时发送信号编码的信号处理装置,在该信号处理部,配置存储器及A/D变换器及D/A变换器。因此,可以在该信号处理部实现控制电压变换。
如以上所示,根据本发明的实施例1,差动对控制型可变放大器这样构成,以便根据调整其增益的控制电压变更差动级的工作电流,只消耗必要的最低限电流,可以降低消费电流而不损伤其信号的线性。尤其是在电池驱动型的便携终端机用途中,可以大幅度降低消费电流,延长电池寿命。
特别是在多级构成的可变放大器,即使在第2级后各级的增益小时,信号振幅是大的构成情况下,通过对其驱动电流作成必要的最低限,可以显著地降低消费电流(在第2级后各级的放大器,由于其输出信号的振幅变得比输入级的差动级的输出信号振幅还大)。
此外如果控制电压VCR较高,则增益设置更小,反之,控制电压较高,也可以用增益大的构成的差动级控制型可变增益放大器。在这种情况下,通过使驱动电流的控制与上述控制相反方向进行,可以根据增益提供最佳的工作电流。
[实施例2]
图12是示出根据本发明实施例2的可变增益放大器构成的图。在图12,示出多级构成的可变增益放大器输出级的构成。在图12所示的构成,在对增益控制部10b的可变电流源30,在电流源晶体管Q2的基极节点62经直流截止用电容元件16提供从输入节点23来的信号。电流源晶体管Q2的基极节点62与电流控制部60耦合。该电流控制部60根据可变电压源25产生的控制电压VCR控制电流源晶体管Q2的基极电压,根据该可变增益控制部10b的增益G,调整电流源Q2的基极电流。该电流控制部60与在图7所示的构成中包含控制电压产生电路32,双极性晶体管33,电流镜电路34以及双极性晶体管Q1的构成相对应。
再经直流截止用电容元件16把输入信号IN提供给该电流源晶体管Q2的基极节点62。在增益控制部10b,按照传统方式,接收输入信号的双极性晶体管20的基极经电阻元件与电压源66耦合,而且经电容元件55与接地节点耦合。该双极性晶体管20的基极节点通过电压源66偏置。
该双极性晶体管Q2的基极节点62的电压成为由电流控制部60产生的基极电压和输入信号IN叠加的电压电平,电流源晶体管Q2的驱动电流量根据输入信号进一步变化,电流源双极性晶体管Q2放大输入信号IN。
根据该双极性晶体管Q2的集电极电流变化,双极性晶体管20的集电极电流也变化,相应地,节点N1的电压电平也变化。在该放大工作,电流控制部60以与可变电压源25产生的控制电压VCR变化相反方向调整双极性晶体管Q2的驱动电流量。
在该图12的构成,基极节点62经电阻元件与图7所示的节点N4耦合。因此,该输入信号IN抑制对图7所示的电流镜电路34以及36的电流镜工作的影响。在电流控制部60可以根据可变电压源25产生的控制电压VCR正确地调整双极性晶体管Q2的驱动电流量,而不受输入信号IN的影响。
如上所述,根据本发明的实施例2,把输入信号提供给差动级的电流源晶体管的基极,并且电流源晶体管具有放大输入信号的功能,此外,根据增益调整该电流源晶体管的驱动电流量,因此只消耗必要的最低限的电流,而可以维持输入信号IN的线性,进行放大工作,产生输出信号。
[实施例3]
图13是概略示出根据本发明实施例3的差动对控制型可变增益放大器构成的图。在图13,差动对控制型可变增益放大器包含串联的多级可变增益控制部10a-10n和对初级可变增益控制部10a设置的恒流源12a,和分别与增益控制部10b-10n对应配置的可变电流源30b-30n。可变增益控制部10b-10n的输入部分别经除去直流成分的电容元件C与前级的可变增益控制部的输出部耦合。
对可变增益控制部10a-10n共同地提供从控制端29来的控制信号SC。这些可变增益控制部10a-10n的构成与图7或图12所示的可变增益控制部10b的构成是相同的。
对可变电流源30b-30n共同地提供从该控制端29来的控制信号SC,这些可变电流源30b-30n的驱动电流量根据该控制信号SC调整(根据对应的控制电压VCR调整)。这些可变电流源30b-30n的具体构成是与图7所示的可变电流源30的构成是相同的。可变电流源30b-30n根据对分别对应的可变增益控制部10b-10n的控制电压分别调整其驱动电流量。在这里,可变电流源30b-30n根据对于对应的可变增益控制部的控制电压,调整其电压电平,相应地根据控制信号SC调整其电压电平。
对初级可变增益控制部10a配置的恒流源12a持续地提供一恒流。
因此,即使在该图13所示的多级构成的差动对控制型可变增益放大器的构成也用可变电流源30b-30n,通过根据对应的可变增益控制部的增益调整第2级后各级的可变增益控制部的工作电流,也可以降低消费电流而不产生信号失真。
图14是示出可变电流源30(30b-30n)和增益控制部10b-10n的可变电压源25构成的另一例的图。在图14典型地示出增益控制部10i及可变电流源30i的构成。在这里,i表示从b到n的任一个。
在图14,可变电压源25包含在电源节点15a和节点N10之间连接,而且在其基极上接收控制信号SC的PNP双极性晶体管70,和在节点N10与接地节点之间耦合的电阻元件71。在节点N上产生控制电压VCR,提供给对应的可变增益控制部的差动级的晶体管(21)的基极。
在可变电流源30i,电流控制部60包含在电源节点15b和节点N11之间连接的电阻元件72,和在节点N11和接地节点之间耦合,而且在其基极接收控制信号SC的NPN双极性晶体管73,和在电源节点15C和节点N12之间连接,而且在其基极对节点N11耦合的PNP双极性晶体管74,和在节点N12和接地节点之间耦合,而且其基极与节点N12连接的NPN双极性晶体管75。在该NPN双极性晶体管75的基极/集电极N12上产生控制电压VCT。该控制电压VCT提供给次级的双极性晶体管33的基极。
在控制信号SC成为高电平时,在可变电压源25,双极性晶体管70的驱动电流量降低,相应地电阻元件71的电压降降低,控制电压VCR的电压电平降低。
另一方面,在电流驱动部60,双极性晶体管73的驱动电流增大,相应地电阻元件72的电压降变大,节点N11的电压电平降低。如果该节点N11的电压电平降低,则双极性晶体管74的驱动电流量增加,相应地节点N12的电压电平上升,控制电压VCT的电压电平变高。该双极性晶体管75构成次级双极性晶体管33和电流镜电路,如果该控制电压VCT变高,则可变电流源30i的驱动电流量增大。
如果控制信号SC成为低电平,则在可变电压源25,双极性晶体管70的驱动电流量增大,相应地,电阻元件71的电压降增大,控制电压VCR的电压电平上升。
在控制电压产生电路32,双极性晶体管73的驱动电流量降低,相应地,电阻元件72的电压降也降低,节点N11的电压电平上升。随着该节点N11的电压电平上升,双极性晶体管74的驱动电流量降低,节点N12的电压电平降低。相应地可变电流源30i的驱动电流量伴随着该控制电压VCT的电压电平的降低而降低。
因此,通过利用该图14所示的可变电流源30i,可以根据控制信号SC调整可变电流源的驱动电流量。
此外也可以改换可变电压源25和控制电压产生电路32的构成。在控制信号SC成为高电平时,根据设置增益高或低,只要确定这些可变电流源及可变电压源的电路构成就行。
[变更例]
图15是概略地示出本发明实施例3的变更例的构成。在该图15,在信号输入端13和信号输出端65之间配置可变增益控制部10a-10n。在可变增益控制部10a-10n之间配置用于除去直流成分的电容元件C。对初级可变增益控制部10a配置恒流源12a,此外,对可变增益控制部10b-10n分别配置可变电流源30b-30n。在这些可变电流源30b-30n上提供前级的可变增益控制部的输出信号。因此,在可变电流源30b-30n,电流源晶体管根据其前级的增益控制部的输出信号进行放大工作。该增益控制部10a-10n各自根据控制端29的控制信号SC分别控制其增益。在可变电流源30b-30n,同样也根据该控制信号SC或对应的增益控制部10b-10n的控制电压调整驱动电流量。
即使在该图15所示的多级构成的差动对控制型可变增益放大器的构成,在其第2级后的可变增益控制部10b-10n,通过根据增益调整工作电流,可以降低消耗电流而不损害信号的线性。
在该实施例1~3,对初级的增益控制部(差动对晶体管)配置恒流源12a。然而,对该初级增益控制部的恒流源12a也与次级及以后各级的可变电流源同样,也可以根据对应的可变增益控制部的增益调整其驱动电流。
在实施例1~3,也可以用MOS晶体管取代双极性晶体管。
如以上所示,根据本发明的实施例3,即使在多级构成的差动对控制型可变增益放大器,第2级后各级的增益控制部的工作电流这样构成,以便根据其增益进行调整,可以降低消费电流而不损害信号的线性。
如以上所示,根据本发明,根据增益调整差动级控制型可变增益放大器的工作电流,可以抑制信号的失真,降低消费电流。尤其是,在多级构成的差动级控制型可变增益放大器,通过根据增益,调整第2级后各级的放大级的工作电流,可以降低工作电流大的放大级的消费电流,可以实现高增益,而且低消费电流的差动级控制型可变放大器。
以上说明了本发明的各种实施例。然而,应当认为并非限定于这些实施例的例示。不脱离本发明范围的种种变形是可能的。因此,本发明的范围应当按照权利要求书所述来决定。
本发明的差动对控制型可变增益放大器在无线通信机内也是适用的。尤其是通过对具有便携电话等的通信功能的便携终端机应用,由于降低了其消费电流,所以是有效果的。

Claims (7)

1.一种可变增益放大器,包含在控制节点上接收增益控制信号的第1晶体管(21)和与所述第1晶体管形成差动对的第2晶体管(20),备有:
把基于所述增益控制信号的增益提供给输入信号,产生输出信号的差动级,
与所述差动级耦合,根据所述增益,使所述差动级的驱动电流可变的可变电流电路(30)。
2.根据权利要求1所述的可变增益放大器,所述可变电流源电路(30)在所述差动级增益小时,使所述驱动电流减小。
3.根据权利要求1所述的可变增益放大器,所述可变电流源电路(30)包含决定所述驱动电流的电流源晶体管(Q2),和从所述增益控制信号产生控制所述电流源晶体管驱动电流的电流控制信号的控制信号产生电路(32)。
4.根据权利要求3所述的可变增益放大器,所述可变电流源电路(30)包含基于所述电流控制信号驱动电流的输入晶体管(33),和通过所述输入晶体管的驱动电流决定其驱动电流的第1电流镜电路(34),和通过所述第1电流镜电路的驱动电流决定其驱动电流,构成所述电流源晶体管(Q2)和第2电流镜电路的输出晶体管(Q1)。
5.根据权利要求1所述的可变增益放大器,所述输入信号传输到所述第2晶体管的控制节点。
6.根据权利要求1所述的可变增益放大器,所述可变电流电路(30)包含决定所述驱动电流的电流源晶体管(Q2),
所述输入信号传输到所述电流源晶体管的控制节点。
7.一种可变增益放大器,包含从信号输入侧(13)到输出侧(65)之间耦合的多级可变增益放大电路(10a-10n),其特征是,
所述可变增益放大电路备有:
在控制节点接收增益控制信号的第1晶体管(21),和包括所述第1晶体管和构成差动对的第2晶体管(20),把基于所述增益控制信号的增益提供给输入信号,产生输出信号的差动级,和
与所述差动级耦合,决定所述差动级驱动电流的电流源电路(12a),(30b-30n),
除去所述多级可变放大电路的初级可变增益放大电路的可变增益放大电路的至少一个可变增益放大电路的对应的电流源电路(30b-30n)根据该可变增益放大电路的增益,其驱动电流改变。
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