CN1298105C - 电流－电压转换装置 - Google Patents

Abstract

一种电流-电压转换装置，其中，电流-电压转换电路(1)把输入的电流信号变为电压信号，单端-差动转换电路(2)把该电压信号变成差动信号并输出，低通滤波器(3)及(4)分别输入单端-差动转换电路(2)的输出(Q)和(QB)，电压-电流转换电路(5)把低通滤波器(3)及(4)的输出电压的差值变为电流信号，然后，电流-电压转换电路(1)把保持电容(6)上保持的电压作为控制信号(Vc)输入，根据控制信号所对应的电流-电压转换增益，把输入的电流信号变成电压信号。从而可以大振幅地降低因大信号输入时所产生的脉冲宽度失真。

Description

电流—电压转换装置

技术领域

本发明涉及一种在光通讯系统中，把输入电流信号转换成电压信号的光接收电路。

背景技术

近年来，为了实现FTTH(Fiber To The Home)化正盛行光纤用户网络系统的研究。在光纤用户网络系统中，因从各家庭到网络中心的距离各不相同，相应地在光纤中的传输距离也不相同。为此，由于光纤的衰减量也不相同，所以由光电二极管输出的电流信号是从微小振幅到大振幅的各种各样振幅的电流信号。因此，在光接收电路中，要求具有能接收从微小振幅信号到大振幅信号的宽动态范围特性。这样，为了接收具有更加微小振幅的信号，在光接收电路中必须较高地设定将电流信号转换为电压信号的电流--电压转换增益。然而，若电流--电压转换增益设计很高的时，当输入具有大振幅的信号时输出电压会饱和，而使正常接收变得困难。

从这种情况出发，特开平6-85556号专利公告中提出一方案，就是通过使电流分流量相应输入信号振幅大小产生变化从而抑制输出电压的饱和的光接收电路。也即，在这个光接收电路中，对应输出电压变大时随之控制分流电流也变大，从而抑制输出电压的饱和。

如上所述，在相应输出电压的大小控制电流分流量的方式中，相应电流分流用的晶体管的阈值电压的制造误差或温度变化而产生的特性变化，会使电流分流量时而过剩时而不足，从而在输出信号中产生脉冲宽度失真，也就是使占空比劣化。其结果，使后级连接的时钟提取电路产生误动作，而使正常恢复接收的数据变得困难。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种降低当输入大振幅信号时所产生的脉冲宽度失真，并可实现宽动态范围的光接收电路。

为解决上述问题，本发明之一的光接收电路，包括：把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流—电压转换电路；把来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号转换为差动信号并输出的单端—差动转换电路；把所述单端—差动转换电路所输出的一方信号作为输入的第1低通滤波器；把所述单端—差动转换电路所输出的另一方信号作为输入的第2低通滤波器；把所述第1低通滤波器的输出信号与所述第2低通滤波器的输出信号的差值转换为电流信号的电压—电流转换电路；以及接受来自所述电压—电流转换电路的所述电流信号，并以电压进行保持的保持电容器，所述电流—电压转换电路，输入作为控制信号的所述保持电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流—电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

依据本发明之一的光接收电路，可以降低当输入大振幅的电流信号时所产生的脉冲宽度失真，并可实现宽动态范围。

另外，本发明之二的光接收电路，包括：把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流—电压转换电路；把来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号转换为差动信号并输出的单端一差动转换电路；把所述单端—差动转换电路所输出的信号中的一方信号作为输入的低通滤波器；输出成为所述单端—差动转换电路所输出的信号振幅的中心的电压信号的基准电压发生电路；把所述低通滤波器的输出信号与所述基准电压发生电路的所述电压信号的差值转换为电流信号的电压—电流转换电路；以及接受来自所述电压—电流转换电路的所述电流信号，并以电压进行保持的保持电容器，所述电流—电压转换电路，输入作为控制信号的所述保持电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流—电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

依据本发明之二的光接收电路，可以以更小的面积，降低当输入大振幅的电流信号时所产生的脉冲宽度失真，并可实现宽动态范围。

另外，本发明之三的光接收电路，是在本发明之一或之二中，还包括：检测来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号的振幅，并相应该振幅控制所述电压—电流转换电路所输出的所述电流信号的偏置控制装置。

依据本发明之三的光接收电路，可以大幅度降低消耗功率。

另外，本发明之四的光接收电路，包括：把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流—电压转换电路；把来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号转换为差动信号并输出的单端—差动转换电路；把所述单端—差动转换电路所输出的信号转换成数字信号的电平转换电路；以及相应所发生的与经所述电平转换电路而转换的所述数字信号的逻辑电平对应的电流信号，对电容器进行充电或放电的充电泵(charger pump)电路，所述电流—电压转换电路，输入作为控制信号的所述电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流—电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

依据本发明之四的光接收电路，可以以简单的构成，降低当输入大振幅的电流信号时所产生的脉冲宽度失真，并可实现宽动态范围。

另外，本发明之五的光接收电路，是在本发明之四中，还包括：把来自所述充电泵电路的所述控制信号作为输入的低通滤波器，所述电流—电压转换电路，输入经过所述低通滤波器后的所述控制信号，并用对应于所述控制信号的电流—电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

依据本发明之五的光接收电路，可以抑制因噪声引起的误差，实现高精度的动作。

另外，本发明之六的光接收电路，是在本发明之四或之五中，还包括：检测来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号的振幅，并相应该振幅控制所述充电泵电路上的所述电流信号的偏置控制装置。

依据本发明之六的光接收电路，可以实现大幅度功耗的降低。

另外，本发明之七的光接收电路，包括：把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流—电压转换电路；把来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号作为输入的低通滤波器；输入来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号，检测出所述电压信号的最大电压值并保持的最大值检测保持电路；输入来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号，检测出所述电压信号的最小电压值并保持的最小值检测保持电路；根据代表了由所述最大值检测保持电路所保持的最大电压值的最大值电压信号和代表了由所述最小值检测保持电路所保持的最小电压值的最小值电压信号，输出代表所述最大值电压信号与所述最小值电压信号之间的中间电压值的中间值电压信号的电压分压电路；把所述低通滤波器所输出的电压信号与所述电压分压电路所输出的中间值电压信号的差值转换成电流信号的电压—电流转换电路；以及接受来自所述电压—电流转换电路的所述电流信号，并以电压进行保持的保持电容器，所述电流—电压转换电路，输入作为控制信号的所述电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流—电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

依据本发明之七的光接收电路，可以在没有单端—差动转换电路的情况下，降低当输入大振幅的电流信号时所产生的脉冲宽度失真，并可实现宽动态范围。

另外，本发明之八的光接收电路，是在本发明之七中，还包括：检测来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号的振幅，并相应该振幅控制来自所述电压—电流转换电路的所述电流信号、来自所述最大值检测保持电路的所述最大值电压信号、以及来自所述最小值检测保持电路的所述最小值电压信号的偏置控制装置。

依据本发明之八的光接收电路，可以实现大幅度功耗的降低。

另外，本发明之九的光接收电路，是在本发明之一、二、四或七中，所述电流—电压转换电路包括：把所述输入电流信号作为输入的倒相放大器；和在所述倒相放大器的输入输出端子之间与该倒相放大器并联连接的电流—电压转换元件。

依据本发明之九的光接收电路，可以简单地把电流信号变为电压信号。

另外，本发明之十的光接收电路，是在本发明之九中，所述倒相放大器包括一个或串联连接的多个倒相放大电路，并且还包括漏极与所述倒相放大电路中、输入所述输入电流信号的第1倒相放大电路的输入端子连接，源极与该第1倒相放大电路的输出端子连接，而栅极接受所述控制信号的第1晶体管。

依据本发明之十的光接收电路，可以在不破坏稳定性的情况下，控制电流—电压转换增益，可以实现宽动态范围。

另外，本发明之十一的光接收电路，是在本发明之九或十中，还包括：漏极与所述倒相放大器的输入端子连接，源极与该倒相放大器的输出端子连接，而栅极接受所述控制信号的第2晶体管。

依据本发明之十一的光接收电路，可以在更宽的范围里控制电流—电压转换增益。

另外，本发明之十二的光接收电路，是在本发明之十或十一中，还包括：漏极与所述第1倒相放大电路的输入端子连接，源极与该第1倒相放大电路的输出端子连接，而栅极接受所述控制信号的信号电平产生位移后的信号，且与所述第1晶体管并联连接的第3晶体管。

依据本发明之十二的光接收电路，可以抑制剧烈的电流—电压转换增益的变化，以稳定的动作状态实现宽动态范围。

另外，本发明之十三的光接收电路，是在本发明之十或十一或十二中，还包括：串联连接在所述第1倒相放大电路的输出端子与所述第1晶体管的源极之间的单方向导通元件。

依据本发明之十三的光接收电路，可以防止电流的反方向流动，实现更稳定动作。

另外，本发明之十四的光接收电路，是在本发明之一或二或四中，所述单端—差动转换电路包括：把来自所述电流—电压转换电路的电压信号作为输入的低通滤波器；和输入来自所述低通滤波器的输出信号和来自所述电流—电压转换电路的所述电压信号，转换成所述差动信号并输出的差动放大器。

依据本发明之十四的光接收电路，可以简单地进行单端—差动转换。

另外，本发明之十五的光接收电路，是在本发明之十四中，所述差动放大器转换成振幅受限制的所述差动信号。

依据本发明之十五的光接收电路，可以有效地抑制脉冲宽度失真。

另外，本发明之十六的光接收电路，是在本发明之一或二中，所述低通滤波器包括：把来自所述单端—差动转换电路所输出的信号作为输入的缓冲电路；把来自所述缓冲电路的输出作为输入的电阻；以及连接在所述电阻的输出端子与地之间的电容器。

依据本发明之十六的光接收电路，可以容易地构成低通滤波器。

附图说明

图1是表示第1实施方案的光接收电路的构成图。

图2是用于说明第1实施方案的光接收电路的动作的图。

图3是表示第2实施方案的光接收电路的构成图。

图4是表示第3实施方案的光接收电路的构成图。

图5是表示第4实施方案的光接收电路的构成图。

图6是用于说明第4实施方案的光接收电路的动作的图。

图7是表示第4实施方案的光接收电路的另一构成图。

图8是表示第4实施方案的光接收电路的又一构成图。

图9是表示第5实施方案的光接收电路的构成图。

图10是表示第5实施方案的光接收电路的另一构成图。

图11是表示第6实施方案的倒相放大器的构成图。

图12是表示第6实施方案的倒相放大器的另一构成图。

图中：1—电流-电压转换电路；2—单端—差动转换电路；3—低通滤波器(第一低通滤波器)；4—低通滤波器(第二低通滤波器)；5—电压—电流转换电路；6—保持电容器；7—基准电压发生电路；8—振幅检测电路(偏压控制装置)；9—偏置控制电路(偏压控制装置)；10—电平转换电路；11—充电泵电路；12、16、25—低通滤波器；13—倒相放大电路；14—倒相放大器；15—电流—电压转换元件；17—差动放大器；18—晶体管(第1晶体管)；19—晶体管(第2晶体管)；20—电平移动电路；21—晶体管(第3晶体管)；22—最大值检测保持电路；23—最小值检测保持电路；24—电压分压电路；26—单方向导通元件；Vc—控制信号；3a、4a—缓冲电路；3b、4b—电阻；3c、4c—电容器。

具体实施方案

以下，就本发明的各实施方案，参照附图加以说明。另外，各实施方案中参照的附图互相间有相同或相当的部分用了同一符号，就不做反复的详细说明。

(第1实施方案)

图1为与第1实施方案有关的光接收电路构成的方框图。

图1中所示的光接收电路，包括：电流—电压转换电路1，单端一差动转换电路2，低通滤波器3和4，电压—电流转换电路5以及保持电容器6。

电流—电压转换电路1有倒相放大器14及同这个倒相放大器相并联的电流—电压转换元件15，并且在倒相放大器14的输入、输出端子间连接有晶体管19。另外，电流—电压转换电路1，输入由光电二极管PD将来自光纤的光信号转换的电流信号，并把这电流信号变为电压信号。

单端—差动转换电路2，有低通滤波器16和差动放大器17。另外，单端—差动转换电路2，输入来自电流—电压转换电路1的电压信号，输出互补输出信号Q与QB。

低通滤波器3，包括有缓冲电路3a，电阻3b和电容3c。另外，低通滤波器3的输入为单端—差动转换电路2的互补输出之一的互补输出信号Q。同样，低通滤波器4，包括有：缓冲电路4a，电阻4b和电容4c。而低通滤波器4的输入信号为单端—差动转换电路2的互补输出中另一互补输出信号QB。

电压—电流转换电路5的两个输入端分别输入来自低通滤波器3和4的输出信号，其输出为与这两个输入电压的差值相对应的电流信号。即，当设两个输入端子的电压分别为V1、V2时，输出电流Iout可用(式1)表示

(式1)Iout＝Gm(V1-V2)

这里Gm是在由电压转换为电流时的电压—电流转换增益。

保持电容器6，把电压—电流转换电路5输出的电流信号作为输入，把这个电流信号变为电压信号并保持该电压。这样，保持电容器6所保持的电压(控制电压)作为控制信号Vc，加至电流—电压转换电路1的晶体管19的栅极。

下面，参照图2对以上构成的光接收电路的动作进行说明。

图2是为说明与本实施方案有关的光接收电路的动作的图。

从光电二极管输出的电流信号由电流—电压转换电路1转换成电压信号，输入给单端—差动转换电路2。这样，单端—差动电路2输出的互补信号Q和QB，分别经低通滤波器3和4后，输入电压—电流转换电路5。这样输给电压—电流转换电路5的输入电压，分别成为互补输出信号Q和QB的DC电平。

下面考虑这个光接收电路在有大振幅电流信号输入的情况。在这种情况下，电流—电压转换电路1的输出电压饱和，脉冲宽度产生失真，即造成占空比劣化。

这里如图2(a)所示，假设脉冲宽度失真产生的一个期间，也就是互补输出信号Q处于高电平的期间，比互补输出信号QB处于高电平的期间长。这时，低通滤波器3输出的电压也比低通滤波器4输出的电压高。因此，若考虑所述的式1，则Iout＞0，因而电压—电流转换电路5使与此差值电压相对应的电流流入保持电容器6中，从而使电压(控制电压)上升。因此，输入了控制信号Vc的晶体管19动作，使电流—电压转换电路1的电流—电压转换增益变小，因此，电流—电压转换电路1的输出电压的饱和期间进一步变小，使互补输出信号Q处于高电平的期间变短。

与此相反，假设脉冲宽度失真产生的一个期间，也就是互补输出信号Q处于高电平的期间比互补输出信号QB处于高电平的期间短(图中未画出)。这时，低通滤波器4输出的电压比低通滤波器3输出的电压高。因此，若考虑所述的式1，则成为Iout＜0，因而电压—电流转换电路5，使与这个电压差值相对应的电流，从电容6中流出来，从而使电压(控制电压)下降。因此，输入这个控制信号Vc的晶体管19动作，电流—电压转换电路1的电流—电压转换增益增大，使电流—电压转换电路1的输出电压的饱和期间减少的作用减弱，从而使互补输出信号Q处于高电平的期间变长。

如上所述，依据本实施方案，通过反复地进行所述的动作，最终收敛于低通滤波器3和低通滤波器4的输出电压达到一致。这时，因单端—差动转换电路2的互补输出信号Q和QB处于高电平的期间相等，所以如图2(b)所示，脉冲宽度失真，即占空比劣化消失。因此，可以大幅度降低当输入具有大振幅的电流信号时的脉冲宽度失真，并且可以实现宽动态范围。

(第2实施方案)

图3是有关第2实施方案的光接收电路的构成方框图。

图3示出的光接收电路，用基准电压发生电路7代替了图1所示的光接收电路中的低通滤波器4。

基准电压发生电路7，发生作为基准电压Vref的单端—差动转换电路2输出的互补输出信号Q和QB的振幅中心电压(也就是脉冲宽度失真为0时的DC电平)。并且，在电压—电流转换电路5的一方的输入端子上输入单端—差动转换电路2的互补输出信号Q，同时另一方输入端子输入基准电压发生电路7输出的基准电压Vref。

与所述第1实施方案一样，考虑在这个光接收电路中有大振幅电流信号输入时。这时，电流—电压转换电路1的输出电压因饱和而产生脉冲宽度失真，即占空比劣化。

这里也如所述图2(a)所示，假定产生脉冲宽度失真的一个期间，也就是互补输出信号Q处于高电平的期间比互补输出信号QB处于高电平的期间要长。这时由低通滤波器3输出的电压比基准电压发生电路7输出的电压高，根据所述的式1Iout＞0，因而电压—电流转换电路5，使与这个电压的差值相对应的电流流入电容器6中而使电压(控制电压)上升。因此，因晶体管19动作，使电流—电压转换电路1的电流—电压转换增益变小，使电流—电压转换电路1的输出电压的饱和时间进一步减少，使互补输出信号Q处于高电平的期间变短。

与此相反，假设产生脉冲宽度失真的期间，互补输出信号处于高电平的期间比互补输出信号QB处于高电平的期间短(图中未画出)。这时，低通滤波电路3输出的电压比基准电压发生电路7输出的基准电压Vref低，根据所述式1 Iout＜0，因而电压-电流转换器电路5，使与这个电压差相对应的电流由电容6中流出而使电压(控制电压)下降。因此，由于晶体管19的动作，使电流-电压转换电路1的电流-电压转换的增益变大，因而使电流-电压转换电路1的输出电压饱和期间变短的作用减弱，而使互补输出信号Q处在高电平的期间变长。

如上所述，依据本实施方案，通过反复进行所述动作，最终收敛于低通滤波器3的输出电压和基准电压发生电路7输出的电压一致。这时，由于单端—差动转换电路2的互补输出信号Q及QB处在高电平的期间相等，所以如所述图2(b)所示，不会产生脉冲宽度失真，也就是不会产生占空比劣化。因此，可以大幅度降低当输入具有大振幅的电流信号时的脉冲宽度失真，并且可以实现宽动态范围。另外，本实施方案的光接收电路，与图1所示的光接收电路相比，由于少一个低通滤波器。因此，可以用较小的面积而得到同等的效果。

(第3实施方案)

图4是第3实施方案中光接收电路的构成的方框图。

图4所示的光接收电路，是在图1中所示的光接收电路的基础上，还增加了振幅检测电路8(对应于偏置控制装置)和偏置控制电路9(对应于偏置控制装置)。

振幅检出电路8的输入信号为电流-电压转换电路1的输出电压信号，并检测该信号的振幅。另外，偏置控制电路9，根据振幅检测电路8所检测的振幅，将所定信号输出到电压—电流转换电路5。

对于如上所述构成的光接收电路的动作，以根据新包含的构成部分的动作为中心加以说明。

在图4所示的光接收电路中，振幅检测电路8，检测电流—电压转换电路1输出的电压信号的振幅，当电压信号的振幅比所定的振幅小时，偏置控制电路9，输出用以截止电压—电流转换电路5所输出的电流的信号。而当电流—电压转换电路1的输出电压信号振幅比所定值的振幅大时，偏置控制电路9，输出使电压—电流转换电路5的输出电流增加的信号，从而使脉冲宽度失真得到校正，成为环式反馈的闭环控制。

这样，本实施方案中，当没有必要进行脉冲宽度失真校正的具有微小的振幅的电流信号输入电流-电压转换电路1时，使电压-电流转换电路5的输出电流截止。而当具有较大振幅的电流信号输入时，使电压-电流转换电路5的输出电流增大进行脉冲宽度失真的校正。为此，可以减少无用的功耗。同时，由于在微小振幅的电流信号输入时不进行脉冲宽度失真的校正，所以可以防止因输入这种信号时所产生的根据装置的不一致(mismatch)的残留误差，而引起脉冲宽度失真校正功能的误动作。

再者，在本实施方案中，说明了在图1所示的光接收电路中加上振幅检测电路8及偏置控制电路9时的情况。然而本实施方案的意图不仅限于此，即使在图2所示的光接收电路中同样设置振幅检测电路8及偏置控制电路9的电路构成，也可以实施本发明。

(第4实施方案)

图5是第4实施方案的光接收电路的构成例的方框图。

图5所示的光接收电路，在所述电流-电压转换电路1及单端—差动转换电路2的基础上，加了电平转换电路10和充电泵电路11。

电平转换电路10输入所述单端—差动转换电路2的互补输出信号Q及QB。并且，电平转换电路10，把具有各种振幅的互补输出信号Q及QB，转换成在电源与地之间的振幅的逻辑电平的数字信号。

充电泵电路11，输入电平转换电路10输出的数字信号，并相应该数字信号的逻辑电平，对电容进行充电或放电。并且，从充电泵电路11输出的电压，也即电容器中保持的电压，作为控制信号Vc加至电流—电压转换电路1中的晶体管19的栅极上。

再者，设充电泵电路11中的充电用的恒流源及放电用的恒流源的电流值是相等。另外，设由电平转换电路10输出的数字信号与由单端—差动转换电路2输出的互补输出信号Q是同相位。并且，设充电泵电路11，在电平转换电路10输出的数字信号为高电平时，使电容充电，而当电平转换电路10输出的数字信号为低电平时，使电容放电。

下面，考虑这个光接收电路在大振幅电流信号输入时的情况，这时，电流—电压转换电路1的输出电压饱和，发生脉冲宽度失真，也就是产生占空比劣化。

图6是为了说明充电泵电路动作的图。

这里，如图6所示，假设在发生脉冲宽度失真的一期间，也即互补输出信号Q处在高电平的期间比处在低电平的期间长。这时，在充电泵电路11中由于电容充电时间比放电时间长，所以如图6所示，充电泵电路11的输出电压(电容上保持的电压)、也就是控制电压会慢慢地上升。因此，因晶体管19的作用而使电流—电压转换电路1的电流—电压转换增益减小，因而电流—电压转换电路1的输出电压的饱和期间进一步缩短，互补输出信号Q处在高电平的期间变短。

与此相反，假设当发生脉冲宽度失真的一期间，也即互补输出信号Q处在高电平的期间比处在低电平的时间短(图中未画出)。此时，由于充电泵电路11中的电容放电时间比充电时间长，充电泵电路11的输出(电容保持的电压)，即控制电压会慢慢下降(图中未画出)。因此，输入控制信号的晶体管19动作，使电流—电压转换电路1的电流—电压转换增益变大，使电流—电压转换电路1的输出电压的饱和期间减小的作用减弱，互补输出信号Q处在高电平的期间变长。

如上所述依据本实施方案，通过反复进行所述的动作，最终充电泵电路11的输出电压，即控制电压，收敛于互补输出电压信号Q处在高电平的期间与处在低电平的期间相等的电压上。因此，可以用很简单的结构便做到了，在大电流信号输入时大大减少脉冲宽度失真，得到宽动态范围特性。

下面，参照图7就本实施方案中的变形例加以说明。

图7是图5所示的本实施方案的光接收电路的其他构成例。

图7所示的光接收电路，是在图5说明的光接收电路里加上低通滤波器12。

低通滤波器12是接在充电泵电路11和电流—电压转换电路1的晶体管19的栅极之间，输入充电泵电路11的输出电压即控制信号Vc。并且，将经过该低通滤波器后的控制信号Vc输入给电流—电压转换电路1中的晶体管19的栅极。

这样，充电泵电路11输出的控制信号Vc，经低通滤波器后输入到电流—电压转换电路1。因此，控制信号Vc的高频噪音成分被滤掉，以更高精度的动作，大振幅减少脉冲宽度失真，结果就得到了宽动态范围的特性。

进一步，参照图8来说明本实施方案的另一变形例。

图8是用来说明图7所示的本实施方案的光接收电路的另一变形例的图。

图8所示的光接收电路，是在图7说明的光接收电路的基础上，还增加了振幅检测电路8(对应于偏置控制装置)和偏置控制电路9(对应于偏置控制装置)。

振幅检测电路8，输入电流-电压转换电路1的输出电压信号，并检测该信号的振幅。另外，偏置控制电路9，根据振幅检测电路8所检测的振幅，将所定信号输出给充电泵电路11。

具体的说，图8所示的光接收电路中，振幅检测电路8，检测电流-电压转换电路1的输出电压信号的振幅，当电压信号的振幅比所定的振幅小时，偏置控制电路9，输出一个信号使向充电泵电路11中的电容充电的电流截止。而当电流-电压转换电路1输出电压信号的振幅大于所定的振幅时，偏置控制电路9，输出一个信号使向充电泵电路11中的电容充电的电流增大，形成一个对脉冲宽度失真校正的闭环反馈的控制。

由此，当没有必要进行振幅校正的微小振幅的电流信号输入至电流-电压转换电路1时，向充电泵电路11中的电容流入的电流被截止。而当大振幅信号输入时，使流入电容中的电流增大，启动脉冲宽度失真的校正功能。因此，可以降低无用功耗的同时，所以可以防止因输入这种信号时所产生的根据装置的不一致(mismatch)的残留误差，而引起脉冲宽度失真校正功能的误动作。

另外，在本变形例中，就图7中的光接收电路中加入振幅检测电路8及偏置控制电路9的情况加以说明。然而，本实施方案并不限于此，即使在图5所示的光接收电路中同样加入振幅检测电路8和偏置控制电路9，也可以实施本发明。

(第5实施方案)

图9是第5实施方案中的光接收电路的构成方框图。

图9所示的光接收电路，是在所述电流-电压转换电路1、电压-电流转换电路5及保持电容的基础上，还包含最大值检测保持电路22、最小值检测保持电路23、电压分压电路24及低通滤波器25。

最大值检测保持电路22，把电流—电压转换电路1输出的电压信号做输入，并对这个输入信号的最大电压值进行检测并保持。另外，最小值检测保持电路23，把电流—电压转换电路1输出的电压信号做输入，并对这个输入信号的最小电压值进行检测并保持。

电压分压电路24，对所述最大值检测保持电路22及最小值检测保持电路23的输出电压进行分压，并输入到电压—电流转换电路5的一个输入端。另外，电压分压电路24，把输入各输入端子的输入电压的中值电压作为输出。

低通滤波器25，输入电流—电压转换电路1输出的电压信号，并去除高频成分后，输入至电压-电流转换电路5的另一个输入端。

考虑以上构成的光接收电路中，在大振幅电流信号输入时的情况，这时，电流-电压转换电路1的输出电压饱和，发生脉冲宽度失真，也即发生占空比劣化。

这里，如所述图2(a)所示那样，假设发生脉冲宽度失真，电流-电压转换电路1输出的电压信号处在高电平的期间比处在低电平的时间长。这时，低通滤波器25输出的电压要大于电压分压电路24的输出电压，根据所述式1 Iout＞0，所以电压-电流转换电路5使对应该电压差值的电流流入电容6，使电压(控制电压)升高。因此，因晶体管19的动作，电流-电压转换电路1的电流-电压转换增益变小，所以使电流-电压转换电路1的输出电压的饱和期间进一步缩短，使电流-电压转换电路1输出的电压信号处在高电平的期间缩短。

与此相反，假设发生脉冲宽度失真，电流-电压输出的电压信号处在高电平的期间比处在低电平的期间短(图中未示出)。这时，低通滤波器25输出的电压比电压分压电路24输出的电压低，根据所述式1 Iout＜0，所以电压-电流转换电路5，使与这个电压差值相对应的电流从电容6流出，电压(控制电压)下降。因此，因输入了控制信号Vc的晶体管19动作，电流—电压转换电路1的电流-电压转换增益变大，使电流—电压转换电路1的输出电压的饱和期间减小的作用减弱，使电流—电压转换电路1的输出电压信号处在高电平的期间变长。

如上所述依据本实施方案，通过反复进行所述动作，最终收敛在电压分压电路24的输出电压与低通滤波器25的输出电压相等时的电压处。这时，由于电流—电压转换电路1输出电流信号的高电平时间和低电平时间的长度相等。在大振幅电流信号输入时，脉冲宽度失真大振幅减少，且可以得到宽动态范围的特性。

下面，参照图10对本实施方案的变形例加以说明。

图10是图9所示的本实施方案中光接收电路的另一构成例的图。

图10所示的光接收电路，是在图9所示的光接收电路的构成单元的基础上又增加了振幅检测电路8(对应于偏置控制装置)和偏置控制电路9(对应于偏置控制装置)。

振幅检测电路8，以电流-电压转换电路1输出的电压信号为输入并检测这个信号的振幅。另外，偏置控制电路9，根据对应振幅检测电路所检测的振幅，将所定的信号输出给电压-电流转换电路5、最大值检测保持电路22及最小值检测保持电路23。

具体如下：在图10所示的光接收电路中，振幅检测电路8，检测电流—电压转换电路1输出的电压信号的振幅，当这个电压信号的振幅比所定的振幅小时，偏置控制电路9将输出一个截止电压—电流转换电路5输出的电流信号，同时，还输出一个信号，使最大值检测保持电路22及最小值检测保持电路23的输出电压截止。在另外一种情况下电流—电压转换电路1输出的电压信号的振幅比所定的振幅大的时候，偏置控制电路9，输出一个信号，使电压—电流转换电路5输出的电流增大。同时，输出一个信号使最大值检测保持电路22和最小值检测保持电路23动作。使脉冲宽度失真的校正过程成为闭环反馈控制。

这样，当没有必要进行校正的微小振幅的电流信号输入至电流-电压转换电路1时，电压-电流转换电路5输出的电流及最大值检测保持电路22和最小值检测保持电路23输出的电压全部截止。另一方面，当大振幅电流信号输入时，电压-电流转换电路5输出的电流增加，启动脉冲宽度失真的校正功能。因此，可以降低无用功耗。另外，微小振幅的电流信号输入时脉冲宽度失真的校正功能不工作。因而所以可以防止因输入这种信号时所产生的根据装置的不一致(mismatch)的残留误差，而引起脉冲宽度失真校正功能的误动作。

(第6实施方案)

图11，是第6实施方案的光接收电路中电流-电压转换电路1的内部构造例。

图11所示的电流-电压转换电路1，包括：所述的倒相放大器14，电流-电压转换元件15及晶体管19，并且还包含有晶体管18和晶体管26。

倒相放大器14，包括：配置在输入来自光电二极管PD的电流信号的初级的倒相放大器13，还包含串联连接的多个放大电路。

晶体管18，接在倒相放大器13的输入、输出端上，其栅极接受控制信号Vc。

晶体管26，起着单向导通的元件的作用，与晶体管18串联连接，其栅极接受所定的一定电压Vb。

根据这样的构成，接受控制信号Vc的晶体管18工作，过剩的输入电流被分流的同时，倒相放大器14整体的开环增益变小。因此，能以更稳定的动作得到宽动态范围的特性。另外，由于有作为单向导通元件的晶体管26，所以通过晶体管18，可以防止由倒相放大器13的输出端逆向流回输入端的电流，能够实现更稳定的工作状态。

这里，关于本实施方案的变形例，参照图12加以说明

图12所示的电流-电压转换电路1，是在所述图11所示的电流-电压转换电路的构成基础上，还增加了电平移动电路20及晶体管21。

电平移动电路20，对控制信号Vc的电平进行移动，然后，输出给晶体管21。另外，晶体管21并联连接在晶体管18上，由电平移动电路来的电平被移动后的控制信号Vc输出至其栅极。

这样的构成，接受不加变化的控制信号Vc的晶体管18和接受电平移动后的控制信号Vc的晶体管21，各自动作的开始时间不相同。因此，能够控制电流-电压转换增益的激烈变化，在保证工作状态稳定的同时，可以得到更宽动态范围的特性。

如上所述依据本发明，最终收敛于第1低通滤波器及第2低通滤波器的输出电压相等的一点上。这时，单端—差动转换电路输出的各互补输出信号处于高电平的期间相等。因此，可以大幅度降低有大振幅电流信号输入时的脉冲宽度失真，而且能够得到宽动态范围的特性。

Claims (16)

1.一种电流-电压转换装置，其特征在于，包括：

把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流-电压转换电路；

把来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号转换为差动信号并输出的单端-差动转换电路；

把所述单端-差动转换电路所输出的一方信号作为输入的第1低通滤波器；

把所述单端-差动转换电路所输出的另一方信号作为输入的第2低通滤波器；

把所述第1低通滤波器的输出信号与所述第2低通滤波器的输出信号的差值转换为电流信号的电压-电流转换电路；以及

接受来自所述电压-电流转换电路的所述电流信号，并以电压进行保持的保持电容器，

所述电流-电压转换电路，输入作为控制信号的所述保持电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流-电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

2.一种电流-电压转换装置，其特征在于，包括：

把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流-电压转换电路；

把来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号转换为差动信号并输出的单端-差动转换电路；

把所述单端-差动转换电路所输出的信号中的一方信号作为输入的低通滤波器；

输出成为所述单端-差动转换电路所输出的信号振幅的中心的电压信号的基准电压发生电路；

把所述低通滤波器的输出信号与所述基准电压发生电路的所述电压信号的差值转换为电流信号的电压-电流转换电路；以及

接受来自所述电压-电流转换电路的所述电流信号，并以电压进行保持的保持电容器，

所述电流-电压转换电路，输入作为控制信号的所述保持电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流-电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

3.根据权利要求1或2所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：检测来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号的振幅，并相应该振幅控制所述电压-电流转换电路所输出的所述电流信号的偏置控制装置。

4.一种电流-电压转换装置，其特征在于，包括：

把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流-电压转换电路；

把来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号转换为差动信号并输出的单端-差动转换电路；

把所述单端-差动转换电路所输出的信号转换成数字信号的电平转换电路；以及

相应所发生的与经所述电平转换电路而转换的所述数字信号的逻辑电平对应的电流信号，对电容器进行充电或放电的充电泵电路，

所述电流-电压转换电路，输入作为控制信号的所述电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流-电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

5.根据权利要求4所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：把来自所述充电泵电路的所述控制信号作为输入的低通滤波器，

所述电流-电压转换电路，输入经过所述低通滤波器后的所述控制信号，并用对应于所述控制信号的电流-电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

6.根据权利要求4或5所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：检测来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号的振幅，并相应该振幅控制所述充电泵电路上的所述电流信号的偏置控制装置。

7.一种电流-电压转换装置，其特征在于，包括：

把输入电流信号转换为电压信号并输出的电流-电压转换电路；

把来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号作为输入的低通滤波器；

输入来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号，检测出所述电压信号的最大电压值并保持的最大值检测保持电路；

输入来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号，检测出所述电压信号的最小电压值并保持的最小值检测保持电路；

根据代表了由所述最大值检测保持电路所保持的最大电压值的最大值电压信号和代表了由所述最小值检测保持电路所保持的最小电压值的最小值电压信号，输出代表所述最大值电压信号与所述最小值电压信号之间的中间电压值的中间值电压信号的电压分压电路；

把所述低通滤波器所输出的电压信号与所述电压分压电路所输出的中间值电压信号的差值转换成电流信号的电压-电流转换电路；以及

接受来自所述电压-电流转换电路的所述电流信号，并以电压进行保持的保持电容器，

所述电流-电压转换电路，输入作为控制信号的所述电容器所保持的电压，并用对应于所述控制信号的电流-电压转换增益，把所述输入电流信号转换成电压信号。

8.根据权利要求7所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：检测来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号的振幅，并相应该振幅控制来自所述电压-电流转换电路的所述电流信号、来自所述最大值检测保持电路的所述最大值电压信号、以及来自所述最小值检测保持电路的所述最小值电压信号的偏置控制装置。

9.根据权利要求1或2或4或7所述的电流-电压转换装置，其特征在于，所述电流-电压转换电路包括：把所述输入电流信号作为输入的倒相放大器；和在所述倒相放大器的输入输出端子之间与该倒相放大器并联连接的电流-电压转换元件。

10.根据权利要求9所述的电流-电压转换装置，其特征在于，所述倒相放大器包括一个或串联连接的多个倒相放大电路，

并且还包括漏极与所述倒相放大电路中、输入所述输入电流信号的第1倒相放大电路的输入端子连接，源极与该第1倒相放大电路的输出端子连接，而栅极接受所述控制信号的第1晶体管。

11.根据权利要10所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：漏极与所述第1倒相放大电路的输入端子连接，源极与该第1倒相放大电路的输出端子连接，而栅极接受所述控制信号的第2晶体管。

12.根据权利要求10所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：漏极与所述第1倒相放大电路的输入端子连接，源极与该第1倒相放大电路的输出端子连接，而栅极接受所述控制信号的信号电平产生位移后的信号，且与所述第1晶体管并联连接的第3晶体管。

13.根据权利要求10所述的电流-电压转换装置，其特征在于，还包括：串联连接在所述第1倒相放大电路的输出端子与所述第1晶体管的源极之间的单方向导通元件。

14.根据权利要求1或2或4所述的电流-电压转换装置，其特征在于，所述单端-差动转换电路包括：把来自所述电流-电压转换电路的电压信号作为输入的低通滤波器；和

输入来自所述低通滤波器的输出信号和来自所述电流-电压转换电路的所述电压信号，转换成所述差动信号并输出的差动放大器。

15.根据权利要求14所述的电流-电压转换装置，其特征在于，

所述差动放大器转换成振幅受限制的所述差动信号。

16.根据权利要求1或2所述的电流-电压转换装置，其特征在于，所述低通滤波器包括：把来自所述单端-差动转换电路所输出的信号作为输入的缓冲电路；

把来自所述缓冲电路的输出作为输入的电阻；以及

连接在所述电阻的输出端子与地之间的电容器。

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