CN1078780C - 高增益放大器电路 - Google Patents

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Abstract

一种高增益放大器电路能在接通电源之后即刻开始正常工作，这种电路包括从第一到第n级间相连的第一到第n差分放大器；第一输入端上加有第一输入信号；第二输入端上加有第二输入信号；从第一输出端上输出第一输出信号，从第二输出端上输出第二输出信号；再有一电压/电流变换器加上第一和第二输出信号后产生相应于第一和第二输出信号的偏置分量之间的偏差量的相应输出电流。该电压/电流变换器的输出电流反馈到第一级上的第一差分放大器，由此而消除掉第一和第二输出信号的偏置分量之间的偏差量，该电路是适用于选择呼叫无线接收机中限制其接收信号幅值的一种限制器。

Description

高增益放大器电路
本发明涉及放大器电路，特别是涉及一种适用于在选择呼叫无线接收机中，作为限制接收信号幅度的限幅器的高增益放大器。
典型的选择呼叫无线接收机，例如寻呼机，有一加有稳定的偏压的放大器电路用于在一特定电平内限制接收信号的幅度，其被称为“限幅器电路”。图1中示出这种形式的一常规限幅器电路。
如图1所示，这个限幅器电路400配备有在第一到第三级级联的第一到第三差分放大器401，402和403，一施加正相输入电压VIN1的正相输入端411，一施加反相输入电压VIN2的反相输入端412，一引出第一输出电压VOUT1的正相输出端413，和一引出第二输出电压VOUT2的反相输出端414。
第一级的第一差分放大器401接收通过正相、反相输入端411和412加入的正相、反相输入电压VIN1和VIN1。放大器401以一特定增益放大－差分输入电压VIN，然后输出一差分输出电压V01到第二级的第二差分放大器402。这里，差分输入电压VIN定义为正相、反相输入电压VIN1和VIN2之差；即VIN＝VIN1－VIN2。
第二级的第二差分放大器402以一特定增益放大来自第一差分放大器401的差分输出电压V01，然后输出一差分输出电压V02到第三级的差分放大器403。
第三级的第三差分放大器403以一特定增益放大来自第二差分放大器402的差分输出电压V02，然后在正相输出端413和反相输出端414产生正相输出电压VOUT1和反相输出电压VOUT2。换句话说，放大器403从正相和反相输出端413和414输出一差分输出电压VOUT，这差分输出电压VOUT定义为正相输出电压VOUT1和反相输出电压VOUT2之差；即VOUT＝VOUT1－VOUT2。
该常规限幅电路400还配有包含有电阻404和电容406的第一低通滤波器，及包含有电阻405和电容407的第二低通滤波器。第一和第二低通滤波器构成级联差分放大器401，402和403的反馈支路。
电阻404的一端连接到正相输出端413，而它的另一端连接到反相输入端412，电容器406的一端连接到位于输入端412的电阻404一端，而另一端接地。
相同地，电阻器405的一端连接到反相输出端414，而另一端连接到正相输入端411。电容407的一端连接到位于输入端411的电阻405端，而另一端连接到地。
正相输出电压VOUT1通过第一低通滤波器负反馈到第一差分放大器401的反相输入端，输出电压VOUT1的信号成分被第一滤波器分解。因此，仅有正相输出电压VOUT1的偏置分量负反馈到第一差分放大器401。
同样地，反相输出电压VOUT2通过第二低通滤波器负反馈到第一差分放大器401的正相输入端。输出电压VOUT2的成分被第二滤波器分解。因此，仅有反相输出电压VOUT2的偏置分量负反馈到第一差分放大器401。
如上所描述的常规限幅电路400，因为正相输出电压VOUT1和反相输出电压VOUT2是通过第一和第二低通滤波器负反馈到第一差分放大器401的输入端，在正相输出端413和反相输出端414之间产生的任何偏置偏差可以被消除。这种差分放大器401、402和403加固定偏压，造成所要的接收信号的幅度限制在一特定的电平内。
为减少电源消耗，包含有常规限幅器电路400的选择呼叫无线接收机通常采用间歇接收方法。在这种方法中，接收机通常保持在“等待状态”，接收机处于等待以尽可能低的限制电源消耗。接收机依据收到的一特定无线信号由等待状态转到“工作状态”。在工作状态，接收机依靠供给的一特定电源电压完成通常的接收过程。
然而，图1所示的常规限幅器电路400存在的一个问题是，在从等待状态进入到工作状态的切换时，接收机与接收的发送信号被阻隔开。这个问题是由以下事实引起的，即由于电容406和407的存在，使接收机从等待状态转入工作状态需要较长时间。
具体说，假如电阻404和405电阻值相同，而电容406和407电容量相同，第一和第二低通滤波器有相同的截止频率fc，截止频率为fc＝1/(2πRC)。在这种情况下，第一和第二滤波器有相同的上升时间tr为2.2CR。例如，如果截止频率是5Hz，上升时间tr是70ms。
上升时间一般是等于一个信号从幅值的10％上升到幅值的90％所需的时间。因而，很清楚，信号从幅度0％增幅到100％将需要比上升时间tr更长的时间。
当接收机在时间T0由等待状态转入工作状态时，限幅电路400的激励电压VPOWER立刻由0上升到VCC，如图2A所示，VCC是无线接收机的电源电压。这时，正相输入电压Vin1和反相输入电压VIN2开始被分别加至正相输入端411和反相输入端412。
由于电容406和407在切换过程中需要充电，输出电压Vout1和Vout2的偏压成份在电容406和407被充满之前是不能达到各自的预定值的。
图2C示出输出电压Vout1的偏置分量Vbias1的变化，偏置分量Vbias1随着时间逐渐增长，而在时间T1，电容器406和407被充满之前，其没达到预定值VB。由于偏置分量Vbias1的变化，输出电压Vout1如图2B所示变化，在偏压分量Vbias1增加到接近VB的一个值或之后，此时，输出电压Vout1包含有信号成分。
虽然这里没有图示，输出电压Vout2的变化和其偏置分量，除了与输出电压Vout1和其偏置分量Vbias1相反的相位之外，几乎是相同的，如图2B和2C所示。
从图2B和2C中可见电路400是在经过了一个时延约为(T1－T0)之后开始接收正常被传送的信号的。
这样，在具有常规的限幅器电路400的情况下，上述的有关阻止接收传送信号的问题就产生了。
为了解决这个问题，可以设置一个附加的充电电路，以对电容406和407进行快速充电。
此时，输入电压Vin1和它的偏置分量Vbias1将分别改变成如图2D和2E所示的样子，其中，时间T2就比T1要早一些了(都相对T0而言)。
然而，附加充电电路都引起了另一个问题，即扩大了电路的规模。
而且，因为充电电路不可能对电容406和407的充电在一瞬间完成，所以这种充电电路不可能非常满意地降低从等待状态到工作状态的切换时间或恢复时间。
于是，本发明的目的就是提供一种高增益放大电路，该电路可以在不附加任何充电电路的情况下一旦接上供电电源之后能够快速地开始正常工作。
上述目的以及其他并未专门提出的目的本领域普通技术人员都可以从下面的详细描述中得以清晰领会。
根据本发明的一种高增益放大器电路包括第一到第n级级间相连的第一到第n个差分放大器，其中n是大于1的整数，一第一输入端上加有第一输入信号，一第二输入端上加有第二输入信号，一第一输出端上输出第一输出信号，一第二输出端上输出第二输出信号。
在第一级上的第一差分放大器第一和第二输入端上分别输入第一和第二输入信号，在第n级上的第n差分放大器的第一和第二输出端上分别输出第一和第二输出信号。
根据本发明的高增益放大器电路还包括一个电压/电流交换器该变换器加上第一和第二输出信号后即产生一输出电流该电流是相应于第一和第二输出信号偏置分量间的偏差量。
该电压/电流变换器的输出电流反馈到第一级上的第一差分放大器，由此而消除第一和第二输出信号的偏置分量之间的偏差量。
根据本发明的高增益放大器电路，第一和第二输出信号是加到电压/电流变换器放大器的输入端上。电压/电流变换器将输出电流加到第一差分放大器上，由此而将第一和第二输出信号的偏置分量之间产生出来的电压偏差量消除掉。这就意味着第一和第二输出信号的偏置分量被控制成彼此相等。
于是，即使有一个作低通滤波器用的电容器接在电压/电流变换器的输入端上，那么该电容器的两个端点上，就被分别加上相同的第一和第二输出信号的偏置分量，这就意味着该电容器在工作的初始一刻并不充电。
结果，本发明的高增益放大器电路就可以在不附加充电电路的条件下，一旦接通电源之后即刻就开始了正常的工作。
按照本发明的该电路的最佳实施例，低通滤波器有一第一电阻，还有第二电阻和一电容器。
电压/电流变换器有一第一输入端，第一输出信号即加在该第一输入端上，和一第二输入端，第二输出信号即加在该第二输入端上。第一输入信号即通过该第一电阻加到电压/电流变换器的第一输入端上。第二输入信号即通过第二电阻加到电压/电流变换器的第二输入端上，而该电容器的联接是使电压/电流变换器的第一输入端和第二输入端联结在一起。
根据本发明的电路的另一最佳实施例，电压/电流变换器有一差分放大器包括一对第一和第二晶体管，该两晶体管的发射极是互相联接在一起由一恒流源予以驱动。电压/电流变换器的输出电流则是从第一晶体管和第二晶体管两集电极中的一个集电极上取出。
电压/电流变换器的构成很简单，这就是本发明的另一个优点。
本发明的电路的再一个最佳实施例是：其中第n个差分放大器是以各个第一和第二输出信号都是其峰值与电源电压相等的限幅信号的方式设计构成的。这种情况下，本发明的电路即可被利用为一种限幅电路。
在本发明的另一最佳实施例电路中，高增益放大电路是以将选择呼叫无线接收机接收的信号作为第一输入信号和第二输入信号中的一个信号接收的方式设计构成的。
为了易于实现本发明，现在将结合附图对本发明进行描述。
图1是常规限幅器电路的电路简图。
图2A是示出图1所示常规限幅器电路激励电压变化的时序图。
图2B是示出图1常规限幅器电路正相输出电压VOUT1的时序图，电路中没有配置电容充电电路。
图2C是示出图1常规限幅器电路中正相输出电压VOUT1的偏置分量的时序图，电路中没有设置电容充电电路。
图2D是示出图1常规限幅器电路的正相输出电压VOUT1的时序图，电路中设置了电容充电电路。
图2E是图1常规限幅器电路中正相输出电压VOUT1的偏置分量时序图，电路中设置了电容充电电路。
图3是本发明实施例限幅器电路的电路简图。
图4是图3所示本发明实施例限幅器电路的详细电路图。
图5A是本发明实施例限幅器电路的正相输出电压VOUT1的时序图。
图5B是本发明实施例限幅器电路正相输出电压VOUT1的偏置分量Vbias1的时序图。
下面将结合附图介绍本发明较佳实施例。
本发明的一个实施例，具有如图3所示结构的高增益放大器电路100，它是用于选择呼叫无线接收机的限幅器。
如图3所示，高增益放大器100在第一到第三级配有级联的第一到第三差分放大器101、102和103，一电压/电流转换器104，两个电阻105和106，一电容107，一加入正相输入电压VIN1的正相输入端111，一加入反相输入电压VIN2的反相输入端112，一引出第一输出电压VOUT1的正相输出端113，一引出第二输出电压VOUT2的反相输出端114。
在第一级的第一差分放大器101接收通过正相输入端111和反向输入端112加入的正相输入电压VIN1和反相输入电压VIN2。差分放大器101以一特定增益放大差分输入电压VIN，其后输出一差分输出电压V01到第二级的第二差分放大器102，差分输入电压VIN1＝VIN1－VIN2。
在第二级的第二差分放大器102以一特定增益放大第一差分放大器101的输出电压V01，然后输出差分输出电压V02到第三级的第三差分放大器103。
在第三级的第三差分放大器103以一特定增益放大第二差分放大器102的输出电压V02从而在正相输出端113产生一正相输出电压VOUT1，并在反相输出端114产生一反相输出电压VOUT2。也就是说，放大器103从正相输出端113和反相输出端114产生一差分输出电压VOUT，差分输出电压VOUT＝VOUT1－VOUT2。
上述结构，作为如图1所示的常规放大限幅器电路400是相同的。
与图1所示的常规放大限幅器电路400不同的，是本发明高增益放大器电路100包含了电压/电流转换器104。
转换器104有正相输入端和反相输入端，它分别提供了正、反相输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量以及从它的输出端输出的电流正比于该输出电压VOUT1和VOUT2偏置分量间的偏差。
为除去输出电压VOUT1和VOUT2中的信号成分，在电压/电流转换器104的输入端侧设置一由电阻105和106，及电容107组成的低通滤波器。由于这个滤波器，仅使输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量被输入到转换器104。
电压/电流转换器104和低通滤波器构成了级联差分放大器101、102和103的反馈支路。
电阻器105的一端连接到正相输出端113，而它的另一端连接到转换器104的正相输入端。电阻106的一端连接到反相输出端114，而它的另一端连接到转换器104的反相输入端。
电容器107的一端连接转换器104的正相输入端，而它的另一端连接到转换器104的反相输入端，因此，电容器107是被连接成连结转换器104的正相和反相输入端的。
电压/电流转换器104被加入输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量，并产生一与输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量之间产生的偏差成正比的输出电流。
电压/电流转换器104的输出电流输至第一级的第一差分放大器101的反相输入端。也就是，输出电流是反馈到第一差分放大器101的输入端侧。因此，消除了正相输出电压VOUT1和反相输出电压VOUT2的偏置分量之间的偏差。
在限幅放大器电路100中，电压/电流转换器104被施加正相输出电压VOUT1和反相输出电压VOUT2，并反馈其输出电流到第一差分放大器101的输入端侧，从而消除输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量之间产生的偏差。这种方式，输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量是被控制为互相等同的。
此外，由于低通滤波器电容107是跨接电压/电流转换器104的输入端，电容器107的两端被施加输出电压VOUT1和VOUT2的相等的偏置分量。这种方式，在开始工作时，电容器107是不需要充电的。
因此，本发明的高增益放大器电路100，可以在电源接通之后很快开始常规限幅操作，没有任何附加充电电路。
即使无线接收机采用间歇接收方法，接收机仍可以依据接收的特定信号快速从等待状态转换入工作状态。
在电路100中，当电阻105和106有一相同阻值R，而电容器107容量为C时，低通滤波器有一截止频率fc，截止频率为fc＝1/(4πRC)。
当接收机在时间T0由等待状态转为工作状态时，限幅电路100的激励电压立刻由0升至VCC，如图2A所示。在这时，正相输入电压VIN1和反相输入电压VIN2开始被分别的加至正相输入端111和反向输入端112。
由于电容器107不需要充电，输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量几乎在与切换到工作状态同时，达到各自的预定值。
图5B示出了输出电压VOUT1偏置分量Vbias1的变化，图中偏置分量Vbias1突变地增加，并且在时间T3达到预定值，非常接近时间T0。换句话说，在非常接近时间T0的时间T3，输出电压VOUT1的偏置分量即刻变为预定值VB。由于偏置分量Vbias1的这个变化，输出电压VOUT1如图5B所示变化。
虽然这里没有给出，输出电压VOUT2和它的偏置分量的变化几乎是与图5A和5B所示内容相同的，只是与输出电压VOUT1和它的偏置分量Vbias1相位相反。
从图5A和5B中看出，电路100几乎没有任何延迟，马上开始正常接收发送的信号。
图4给出了图3所示高增益放大器电路一项实施例的电路结构。
第一差分放大器101包括一对npn型双极晶体管201和202，和驱动这对管的npn型双极晶管207。晶体管201和202的发射极共同连接到晶体管207的集电极。晶体管207的发射极连接到地。晶体管207作为一恒流源提供一恒定电流以驱动对管。
晶体管201的基极加有包含信号分量VI和直流偏置分量VB的正相输入电压VIN1。这里，参照数字261和262分别表示偏压源和信号源。换句话说，晶体管201的基极作为正相输入端111。
晶体管202的基极连接到npn型双极晶体管217集电极和电阻230的连接点A。晶体管202的基极加有随流经电阻230的电流I1产生的电压降变化的一电压。这个电压对应于反向输入电压VIN2。晶体管202的基数作为反相输入端112。
晶体管217、npn型双极晶体管218和电阻231构成向电阻230提供恒定电流I2的电流镜象对称电路。电压/电流转换器104的输出电流I3在连点B传送到晶体管217。电流I3正比于电路100的输出端253和254间产生的偏差电压而变化。
因此，如果晶体管的电流增益系数hFE足够高，而且他们的基极电流可以忽略，以下关系是基本上成立的。
    I1＋I3＝I2(＝恒定)
电阻220连接到晶体管201的集电极，电阻221连接到晶体管202的集电极。电阻220和221分别作为晶体管201和202的负载。
第一差分放大器101的差分输出电压V01从晶体管201和202的集电极引出。
第二差分放大器102包括一对npn型双极晶体管203和204，和一用于驱动这对管的npn型晶体管208。晶体管203和204的发射极共同连接到晶体管208的集电极。晶体管208的发射极连接地端。晶体管208作为恒流源提供驱动这对管的恒定电流。
晶体管203和204的基极加有自第一差分放大器101输出的差分输出电压VC1。
电阻222连接于晶体管203的集电极，电阻223连接于晶体管204的集电极，电阻222和223分别作为对应的晶体管203和204的负载，第二差分放大器102的差分输出电压V02是从晶体管203和204的集电极引出。
第三差分放大器103包括一对npn型双极晶体管205和206，和用于驱动这对管的npn型双极晶体管209，晶体管205和206的发射极共同连接于晶体管209的集电极，晶体管209的发射极接地。晶体管209作为恒流源提供驱动这对管的恒定电流。
晶体管205和206的基极加有从第二差分放大器102输出的差分输出电压V02。
电阻224连接于晶体管205的集电极，电阻225连接于晶体管206的集电极。电阻224和225分别作为相对应晶体管205和206的负载。
晶体管206的集电极还连接对应于正相输出端113的正相输出端253，晶体管205的集电极还连接于对应于反相输出端114的反向输出端254。
第三差分放大器103的差分输出电压V03从晶体管205和206的集电极引出。
npn型晶体管210的基极和集电极连结在一起的，电阻226连接到晶体管210的集电极，晶体管207、208和209的基极共同连接于晶体管210的基极构成一电流镜像对称电路。这个电流镜像对称电路分别向晶体管对201和202、203和204及205和206提供相应的恒定电流。
电压/电流转换器104包括一对npn型双极晶体管213和214，和用于驱动这对管的npn型双极晶体管215。晶体管213和214的发射极共同连接到晶体管215的集电极。
晶体管215，基极和集电极连结并与晶体管215的基极连接的npn双极晶体管216，以及和一连接到晶体管216集电极的电阻229构成一电流镜像对称电路。这个电流镜像对称电路通过晶体管215提供一恒定电流以激励晶体管对213和214。
由晶体管206的集电极引出的正向输出电压VOUT1，通过电阻227加至晶体管213的基极。由晶体管205集电极引出的反相输出电压VOUT2，通过电阻228加到晶体管214的基极。电容240跨接晶体管213和214的基极。电阻227、228和电容240构成低通滤波器，因此，仅有正相输出电压VOUT1和反相输出电压VOUT2的偏置分量被加至晶体管213和214的基极。
两个pnp型双极晶体管211和212构成作为晶体管对213和214实际负载的电流镜像对称电路。
电压/电流转换器104的输出电流从晶体管214的集电极引出，并通过连接点B提供到晶体管217的集电极。
因为电压/电流转换器104为差分放大器形式，所以放大器104放大输出电压VOUT1和VOUT2的偏置分量间的差异。也就是，放大器104放大输出电压VOUT1和VOUT2间的偏置偏差，然后输出电流I3。
电阻227和228分别对应于电阻105和106。电容240对应于电容107。
在图4所示高增益放大器中，电压/电流变换器1O4的输出电流I3正比于正相输出电压VOUT1和VOUT2间偏置偏差，电流I3负反馈到作为反向输入端112的晶体管202的基极。
当输出电压VOUT1和VOUT2间没有产生任何偏差时，输出电流I3变为0，换句话说，从转换器104没有电流提供给晶体管217。在这种情况，晶体管202的基极被施加一预定直流电压。因此，输出电压VOUT1和VOUT2等于放大的输入电压。
当输出电压VOUT1和VOUT2之间存在任何偏差电压时，输出电流I3为一非零值，在这时，施加到晶体管202基极的偏压随I3改变，因而消除偏差电压。
于是，图4所示电路完成预定的限幅过程。
在上述的实施例中，虽然级联的是三个差分放大器，但是没有必要说明本发明级联放大器的数量是可选的，根据需要，可以设置两个、四个或更多的差分放大器。
另外，除了由晶体管对213和214构成的差分放大器之外，任何对应于正相和反相输出信号偏置分量间偏差可以产生输出电流的电路，可以作为电压/电流转换器104。
除了电阻105、106和电容107的组合之外，任一可以分离正相和反相输出信号的信号分量的电路，可以作为低通滤波器。
当描述了本发明最佳形式时，应认识到熟悉本技术领域的技艺人员所作的修饰，是显然没有脱离本发明的精神。因此，本发明的保护范围，仅是由权利要求确定的。

Claims (5)

1、一种高增益放大器电路，其特征在于其中包括：
从第一到第n级逐级相连的第一到第n个差分放大器，其中n是大于1的整数，
一第一输入端，在该输入端上加上一第一输入信号；
一第二输入端，在该输入端上加上第二输入信号；
所说的第一和所说的第二输入信号是分别通过所说的第一输入端和第二输入到所说的第一级上的第一差分放大器上；
一第一输出端，从该输出端上输出第一输出信号；
一第二输出端，从该输出端上输出第二输出信号；
所说的第一输出信号和所说的第二输出信号是分别从所说的第n级上的所说的第n差分放大器上的通过所说的第一输出端和第二输出端输出的；
一电压/电流变换器，该变换器加上所说的第一输出信号和所说的第二输出信号后而产生一输出电流，该电流是相应于所说的第一输出信号和所说的第二输出信号的偏置分量之间的偏差量，和
所说的电压/电流变换器的输出电流反馈到所说的第一级上的所说的第一差分放大器由此而将所说的第一输出信号和所说的第二输出信号的偏置分量之间的偏差量消除。
2、如权利要求1所说的电路，其特征在于，其中还包括：
一低通滤波器，该滤波器具有一第一电阻和第二电阻以及一电容器；
其中，所说的电压/电流变换器具有一第一输出端，而所说的第一输出信号即加在该第一输出端上，又具有一第二输出端，而所说的第二输出信号即加在该第二输出端上；
所说的第一输出信号是通过所说的第一电阻输入到所说的电压/电流变换器的第一输入端上，而所说的第二输入信号是通过所说的第二电阻输入到所说的电压/电流变换器的第二输入端上；
所说的电容的联接是将所说的电压/电流变换器的所说的第一输入端和所说的第二输入端联接在一起。
3、如权利要求1所说的电路，其特征在于，其中所说的电压/电流变换器包括一差分放大器，该差分放大器包含一对第一晶体管和第二晶体管，该两晶体管的发射极是联结在一起，并由一恒流源予以驱动；
所说的电压电流变换器的所说的输出电流是由所说的第一和第二晶体管两集电极中的一个集电极上取得的。
4、如权利要求1所说的电路，其特征在于：其中第n个差分放大器是以每个第一输出信号和第二输出信号都是其峰值与电源电压相等的限幅信号的方式设计构成的。
5、如权利要求1所说的电路，其特征在于，高增益放大电路是以将选择呼叫无线电接收机中的一个接收信号作为第一输入信号和第二输入信号中的一个信号接收的方式设计构成的。
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