WO2003023417A1

WO2003023417A1 - Sensor capacity sensing apparatus and sensor capacity sensing method

Info

Publication number: WO2003023417A1
Application number: PCT/JP2002/009083
Authority: WO
Inventors: Masami Yakabe
Original assignee: Sumitomo Metal Industries, Ltd.
Priority date: 2001-09-06
Filing date: 2002-09-06
Publication date: 2003-03-20
Also published as: NO20032015L; EP1424562A4; US7088112B2; TWI221194B; KR100654472B1; KR20040053121A; NO20032015D0; EP1424562B1; CN1551988A; ATE399327T1; CN1271416C; US20050036271A1; DE60227266D1; EP1424562A1

Description

明細センサ容量検出装置及びセンサ容量検出方法技術分野

本発明は、センサ容量の検出技術に関し、より詳細には、微小な容量測定を精密に行うために、容量測定の容量センサと検出器との間の接続線の電位を固定することができるセンサ容量検出装置及び方法に関する, 背景技術

図 1 は、コンデンサマイクロフォン等のように、様々な周波数で静電容量値が変化する場合のセンサ容量を測定するための従来例のセンサ容量測定装置を示している。該センサ容量測定装置は、図 1 に示すように、帰還抵抗 R _f を備えた演算増幅器 o Pと、交流電圧 V； _nを発生する交流電圧発生器 O S Cとを備え、演算増幅器 O Pの入力端子と交流電圧発生器 O S Cとの間に、信号線 Lを介してセンサ容量 C _sが接続される。

図 1 に示した従来例のセンサ容量検出装置は、交流電圧発生器 O S C からの交流電圧 V i。により、センサ容量 c _sに電流が流れる。演算増幅器 O Pの入力インピーダンスが理想的には無限大であること、さらには、演算増幅器 O Pの 2つの入力端子がイマ一ジナリショート状態であることにより、演算増幅器 O Pの出力端子から、

V 。 _{u t} =— （Ί ω ； _n C _s ) ■ R _f ■ V , _π

なる電圧が出力される。該出力電圧 V。 _{u t}を信号処理することにより、センサ容量 C sに対応する値を得ることができる。

図 1 に示した従来例のセンサ容量検出装置においては、帰還インピーダンスとして抵抗 R _f を用いている。 V _{i n} = V ' s i n OJ _{i n} t とし、また、センサ容量 c_sが、印加される物理量に応じて、固定の標準容量 c_d を中心として角周波数 ω。で変化する、すなわち、

C _s = C _d + Δ C ■ s i n ω ₀ t

とすると、出力電圧 V。 _{u t}は、以下のように表すことができる。

V。 _{u t}

=— R _f [ ( C _d + Δ C - s i n ω _c t ) ■ ω i _n ■ c o s ω i _n t

+厶 C ' OJ _c - c o s O) _c t ■ s i n ω i _n t ] V - s i n OJ _{i n} t この式から明らかなように、出力電圧 V。 _{u t}は、センサ容量の角周波数 ω cに比例する項を含んでおり、センサ容量 C _sの変化周波数に依存する周波数特性を有してしまう。

したがって、センサ容量検出装置の後段に、該角周波数 ω。に比例する項をキャンセルするための処理回路を設ける必要があり、このため、装置全体としての規模が大きくなってしまう。

そこで、演算増幅器 Ο Ρの帰還抵抗を、帰還コンデンサに置換することにより、センサ容量 C _sの角周波数 ω。に依存しない出力電圧 V。_{u t}を得ることができる装置がすでに提案されている。図 2は、このような帰還コンデンサ C _f を用いたセンサ容量検出装置を示しており、この装置における出力電圧 V。 _{u t}は、以下のように表すことができる。

V。 _u t

=― ( C _d + Δ C - s i η ω ₀ t ) / C _f ■ V ■ s i n ω _n t

この式から明らかなように、出力電圧 V。 _{u t}はセンサ容量の変化周波数依存性を持たないため、角周波数 ω c成分に比例する項をキャンセルするための付加的な回路を必要としない。

図 2に示したセンサ容量検出装置においては、演算増幅器の帰還ィンピ一ダンスとして帰還コンデンサ C _f を用いているため、該コンデンサ C _f とセンサ容量 C。とを接続する信号線 Lには外部からの電流の出入りがない。したがって、信号線 Lは電気的にフローティング状態となることから電位が不安定となリ、回路出力が電源電圧に飽和する等が生じてしまうことにより、正常に回路が動作しなくなるという問題がある。本発明は、上記した従来例の問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、センサ容量検出回路において、演算増幅器の帰還回路にコンデンサを用いた場合でも、信号線の電位を固定することができるようにすることである。発明の開示

上記目的を達成するために、本発明に係るセンサ容量検出装置は、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置であって、交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、演算増幅器と、コンデンサと、インピーダンス変換器と、一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記インピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンザがそれぞれ接続された信号線と、両端が前記信号線及び基準電圧に接続される第 1 の抵抗とを含み、前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴とする。

ここで、前記第 1 の抵抗は、前記信号線と前記第 1 抵抗との間で、ほぼ電流の流入流出がなくなるように設定してもよいし、容量センサが信号線に接続され、前記容量センサの容量が変化するときに、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも. 前記信号線から前記第 1 の抵抗を見たときのインピ一ダンスが高くなるように設定してもよい。

また、本発明に係るセンサ容量検出装置は、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置であって. 交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、演算増幅器と、コンデンサと、インピーダンス変換器と、一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記ィンピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、両端が前記信号線及び前記ィンピーダンス変換器の出力端子に接続される第 2の抵抗とを含み、前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴とする。

ここで、前記第 2の抵抗は、前記信号線と前記第 2抵抗との間で、ほぼ電流の流入流出がなくなるように設定してもよいし、容量センサが信号線に接続され、前記容量センサの容量が変化するときに、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのィンピーダンスよリも. 前記信号線から前記第 2の抵抗を見たときのインピ一ダンスが高くなるように設定してもよい。

なお、前記容量センサの容量の変化周波数がオーディオ周波数帯であるとき、前記第 1 の抵抗又は第 2の抵抗が 1 0 M Ω以上であることが好ましい。また、前記インピーダンス変換器が、ボルテージホロワによつて形成されていてもよい。そして、前記センサ容量検出装置はさらに、前記信号線の少なくとも一部を電気的にシールドするシールド手段と、前記シールド手段に前記信号線の電圧と同電位の電圧を印加するガード電圧印加手段とを備えてもよい。

なお、センサの容量が変化するときとは、周波数的な変化ばかりでなく、時間的に変化するものすベてを含み、例えば、なだらかに上昇又は下降するものや、瞬間的に立ち上がるようなデジタル信号的なもの等も含む。また、上記目的を達成するために、本発明に係るセンサ容量検出方法は、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法であって、容量センサの一端及び抵抗の一端を、演算増幅器の帰還路に直列に挿入されたコンデンサ及びインピーダンス変換器の接続点に接続するステップと、交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を前記演算増幅器に入力するステップと、前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出力するステップとからなリ . 前記容量センサの容量が変化するとき、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよリも、前記信号線から前記抵抗を見たときのインピーダンスの方が高いように設定されていることを特徴とする。

ここで、本発明は、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法であって、容量センサの一端及び抵抗の一端を、演算増幅器の帰還路に直列に挿入されたコンデンサ及びインピーダンス変換器の接続点に接続するステップと、交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を前記演算増幅器に入力するステップと、前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出カステツプとからなり、前記容量センサの容量が変化する時、前記信号線と前記抵抗との間でほぼ電流の流入流出がなくなるように設定されているようにしてもよい。図面の簡単な説明

図 1 は、従来例のセンサ容量検出装置を示す回路図である。

図 2は、従来例の他のセンサ容量検出装置を示す回路図である。

図 3は、本発明の第 1 の実施例に係るセンサ容量検出装置を示す回路図である。図 4は、本発明の第 2の実施例に係るセンサ容量検出装置を示す回路図である。

図 5は、図 3に示した第 1 の実施例に具備されるインピーダンス変換器の具体的構成を示す回路図である。

図 6は、図 3に示したセンサ容量検出装置を用いて実機テストを行つた結果を示すグラフである。発明を実施するための最良の形態

図 3は、本発明の第 1 の実施例に係るセンサ容量検出装置の構成を示す回路図である。該センサ容量検出装置は、第 1 の演算増幅器〇及びインピーダンス変換器 H _{i z}を備え、第 1 の演算増幅器 O P の出力端子がコンデンサ Cを介してインピーダンス変換器 H , _zの入力端子に接続されている。なお、ここでは、インピーダンス変換器 H ； _zは、図 5に示したように、第 2の演算増幅器 O P ₂の反転入力端子と出力端子とが短絡され、これによるボルテージフォロワ回路で構成されていてもよい。該ボルテージフォロワ回路は、非反転入力端子を該回路の入力端子とし、高入力インピーダンスで低出力インピーダンスであり、かつ、入出力ゲインの絶対値が 1 である。さて、インピーダンス変換器 H , _zの入力端子には、さらに信号線 Lが接続され、該信号線 Lの他端には、容量センサの一端を形成する電極（センサ接続部の電極） P，が接続されている。図 3において、信号線 Lの部分は、太実線で示している。なお、センサ接続部は図示していない。容量センサの他端の電極 P ₂は、基準電位、すなわち所定の電位に接続される。基準電位は、接地電位であってもよい。容量センサの他端の電極 P ₂は、フローティング状態であってもよいが、基準電位に接続した方が、高精度の測定が可能となる。

容量センサは、受けた物理量（加速度、圧力、ガス、光、音波等）に応じて、電極 P 及び P ₂の間の静電容量すなわちセンサ容量 c _sが変化されるものでぁリ、コンデンサマイクロフォン、微小変位容量センサ等である。

第 1 の演算増幅器 O P の非反転入力端子は基準電位（接地電位を含む所定の D C電位）に接続され、反転入力端子は、交流電圧発生器 O S Cから第 1 の抵抗 R，を介して交流入力電圧 V , _n (角周波数 ω i _n) が印加される。交流電圧発生器 O S Cはまた、第 1の抵抗 R，及び第 2の抵抗 ₂を介してインピーダンス変換器 H i _zの入力端子に接続されている, 第 1 の演算増幅器 Ο Ρ の出力端子は、センサ容量検出装置の出力端子 O U Tに接続され、該出力端子 O U Tから出力電圧 V。 _{u t}が出力される。第 2の抵抗 R ₂、コンデンサ C、及びインピーダンス変換器 H ； _zは、第 1 の演算増幅器 O P の帰還回路を構成している。

信号線 Lはまた、第 3の抵抗 R ₃の一端に接続され、該抵抗 R ₃の他端が基準電位（接地電位を含む所定の電位）に接続されている。第 3の抵抗 R ₃は、容量センサが信号線しに接続され、容量センサの容量が変化するときに、信号線しから帰還路又は該容量センサを見たときのインピ —ダンスよりも、信号線 Lから第 3の抵抗 R₃を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されている。

図 6は、図 3に示したセンサ容量検出装置を用いて実機テス卜を行つた場合の結果を示している。この実機テストにおいては、センサ容量 C _sは、オーディオ周波数帯（ 2 0 H Z〜 20 K H _Z ) で変化するが、例えばその周波数を f _c (= ω ₀/ ( 2 兀）） = 1 K H z とし、第 1 のコンデンサ C = 0. 5 p Fとした。そして、第 3の抵抗 R ₃の値を種々に変化させて、信号及びノイズを測定し、これら測定値に基づいて SZN比を求めた。図 6に示すように、この実機テストの結果、第 3の抵抗 R ₃ として 1 0 M Ω以上の抵抗を用いることが望ましいことが分かつた。しかしながら、 S ZN比は、センサ容量 C _sの変化周波数 f 。と第 1 のコンデンサ Cの容量とによって決定される時定数によっても変化するので、該時定数に応じて第 3の抵抗 R ₃の値を決定してもよい。なお、オーディォ周波数帯の上記実機テス卜による他の周波数については、経験的に同様な傾向となることが推測される。

第 3の抵抗 R ₃として高い抵抗を用いることにより、該抵抗を介して信号線 Lすなわちインピーダンス変換器 _zの入力端子と基準電位とを接続した場合、該抵抗の両端に電位差が発生しているが、センサ容量 C に流れる交流電流は、ほとんど第 3の抵抗 R ₃に流れることがなく、電流の流入流出がない状態となつている。

次に、図 3に示した第 1 の実施例のセンサ容量検出装置の検出動作を説明する。なお、以下においては、第 1 の演算増幅器 O P の非反転入力端子、容量センサの電極 P ₂及び交流電圧発生器 O S Cの一端が接地されているものとし、また、インピーダンス変換器 H _{i z}は、図 5に示した構成のボルテージフォロワが使用されているものとして説明する。 <センサ容量の検出 >

第 1 及び第 2の演算増幅器及び O P ₂並びに第 1 及び第 2の抵抗 ₁及び R ₂によって、第 2の演算増幅器 O P ₂の出力端子には、交流入力電圧 V _{i n}を一 R sZ F^倍した電圧 V ₂が得られる。すなわち、 V ₂ = - R ₂/R ₁ - V _{i n} ( 1 )

一方、センサ容量 C _sを介して流れる交流電流は、第 2の演算増幅器 O P ₂の入力インピーダンスが高いこと、及び電位固定回路の出力インピーダンスが高いことから、電流のほとんど全部がコンデンサ Cに流れることになる。すなわち、電位固定回路の抵抗 R₃と信号線 Lとの間でほぼ電流の流入流出がない。また、第 2の演算増幅器 O P ₂の 2つの入力端子がイマジナリショート状態であって同電位であることから、第 2の演算増幅器 O P ₂の非反転入力端子の電圧も V ₂となり、 V _{i n} = V . s ί π ω i _n t とすると、センサ容量 C _sに流れる電流は、

I _s = d C _s - V ₂Z d t ( 2 ) となる。したがって、式（ 1 ) から、

I _s = - ( R _z R ■ d C _s - V _{i n} s i n OJ _{i n} t / d t ( 3 ) が得られる。

—方、コンデンサ Cを流れる電流 I 。は、

I _c = d C ( V。 _{u t} — V ₂ ) Z d t ( 4 ) となる。

コンデンサ Cを流れる電流 I 。とセンサ容量 C _sを流れる電流 I _sとが等しいので、出力端子 O U Tからの出力電圧 V。_{u t}は、式（ 3 )及び（ 4 ) から、

V。 _{u t}

=— ( R ₂/ R ₁ ) - ( 1 + C _s / C ) - V - s i n ω i _n t ( 5 ) で表される。

式（ 5 ) から明らかなように、出力電圧 V。 _{u t}は、センサ容量 C _sと線形関係にあり、該出力電圧 V。 _{u t}を信号処理することにより、センサ容量 C _sの値を得ることができる。

<センサ容量の変化分の検出 >

次に、コンデンサマイクロフォン等のように、センサ容量 C _sがある容量値 C _dを中心として角周波数 ω。で変化する場合の該変化分 A Cの検出、すなわち、

C _s = C _d + Δ C s i η ω _c

の場合の A Cの検出について説明する。

上記したように、第 1 のコンデンサ Cに流れる電流 i は全てセンサ容量 C _sを流れ、したがって、センサ容量 C _sに蓄積される電荷と第 1 のコンデンサ Cに蓄積される電荷とは等しい

C ( V _{0 u t} - V ₂ ) = C _s ■ V ₂ ( 6 ) そして、式（ 6 ) を変形すると、 V = V s I n ω であるため、以下の式（ 7 ) が得られる。

V。 _{u t}

= ( - R ₂ / R！ ) ■ ( 1 + Cノ C ) V ■ s i n 6ϋ j _n

= (— R 2 / R τ ) · V ■ s ί η ω , t ( 1 + C _d / C

+ Δ C ■ s i n ω _c t / C ) ( 7 ) このように、出力電圧 V。 _{u t}がセンサ容量 C _sの変化周波数に対する依存性を持たないため、センサ容量 C _sの変化分 Δ Cに線形に依存する出力を得ることができる。

図 3に示した実施例においては、信号線の電位を固定するための第 3 の抵抗 R ₃が基準電位（ゼロ電位を含む所定の電位）に接続されているが、インピーダンス変換器として図 5に示したものを用いた場合、基準電位の代わりに、第 2の演算増幅器 O P ₂の出力端子に接続されてもよい。図 4は、このように、高抵抗の第 3の抵抗 R ₃を信号線 Lと第 2の演算増幅器 O P ₂の出力端子に接続した場合の第 2の実施例を示している。

この第 2の実施例においては、信号線 Lは、交流電圧 V , _π及び非反転入力端子の電位で決まる電位に固定されることになる。また、第 3の抵抗 R ₃は、第 2の演算増幅器 Ο Ρ ₂の反転入力端子と非反転入力端子との間に接続されており、そして、これら 2つの入力端子がイマジナリショ一ト状態で理想的には同電位であるため、第 3の抵抗 R ₃の両端に電位差がなく、流れる電流はゼロとなる。よって、センサ容量 C _sを流れる電流はすべてコンデンサ Cを流れることになリ、信号線 Lに第 3の抵抗 R 3との間で電流が流入又は流出することがなく、よリ高精度の容量検出を実現することができる。

第 "1 及び第 2の実施例において、第 3の抵抗 R ₃は、ダイオード、卜ランジスタ等の電子的素子を用いてもよい。ダイオードを用いる場合はその逆バイアス状態での高インピーダンスを利用し、トランジスタを用いる場合はそのオフ状態での高インピーダンスを利用することが好適で ωる。

また、第 1 及び第 2の実施例において、交流電圧発生器 O S Cを用いているが、直流電圧発生器を用いてもよい。直流電圧を Vとしたとき、容量センサに何らかの物理量が加わると、当該容量センサの容量が変化し、出力 V。 _{u t}も変化する。そのとき、式（ 5 ) 及び式（ 7 ) はそれぞれ、以下の式（ 5 )' 及び式（ 7 )' ように表される。

V。 _{u t} = - （ R ₂Z R ■ ( 1 + Cノ C ) ■ V ( 5 )， V。 _{u t} = ( - R a / R _η )

- ( 1 + C _d / C + Δ C ■ s i n ω ₀ t / C ) ■ V ( 7 )，さらに、信号線 Lの一部又は全部をシールド線（不図示）で被覆して電気的にシールドし、かつ、該シールド線に信号線の電位と同電位のガ一ド電圧を印加することにより、信号線と基準電位との間に形成される浮遊容量の影響を低減することができ、出力電圧の S ZN比をよリー層向上させることができる。

本発明は、以上のように構成されているので、容量センサと第 2の演算増幅器とを接続する信号線の電位を、所定の抵抗であって、容量センザが信号線に接続され、容量センサの容量が変化するときに、信号線から帰還路又は容量センサを見たときのインピーダンスよりも、信号線から抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されている抵抗を介して、所定の基準電位に固定することにより、信号線のフローテイング状態を回避することができ、よって、回路動作を安定化することができる。

また、信号線の電位固定用の上記のように設定された抵抗を、第 2の演算増幅器の出力端子と信号線との間に接続することにより、該抵抗と信号線との両者を介して流れる電流を理想的にはゼロとすることができより正確な容量測定ができる。産業上の利用の可能性

本発明に係るセンサ容量検出回路は、容量型センサの検出回路として、特に、微小な容量測定を精密に行う容量測定装置や携帯電話機等の小型 ' 軽量の機器に備えられるマイク口ホン装置のための回路として利用することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置であって、

交流電 E又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、演算増幅器と、

コンデンサと、

ィンピ一ダンス変換器と、

—端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記ィンピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、

両端が前記信号線及び基準電圧に接続される第 1 の抵抗と

を含み、

前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴とするセンサ容量検出装置。

2 . 前記第 1 の抵抗は、前記信号線と前記第 1抵抗との間で、ほぼ電流の流入流出がなくなるように設定されていることを特徴とする請求の範囲 1 記載のセンサ容量検出装置。

3 . 前記第 1 の抵抗は、容量センサが信号線に接続され、前記容量センサの容量が変化するときに、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記第 1 の抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されていることを特徴とする請求の範囲 1記載のセンサ容量検出装置。

4 . 物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置であって、

交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、演算増幅器と、

コンデンサと、

インピーダンス変換器と、

一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記ィンピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、

両端が前記信号線及び前記インピ一ダンス変換器の出力端子に接続される第 2の抵抗と

を含み、

前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンザと前記ィンピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴とするセンサ容量検出装置。

5 . 前記第 2の抵抗は、前記信号線と前記第 2抵抗との間で、ほぼ電流の流入流出がなくなるように設定されていることを特徴とする請求の範囲 4記載のセンサ容量検出装置。

6 . 前記第 2の抵抗は、容量センサが信号線に接続され、前記容量センサの容量が変化するときに、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記第 2 の抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されていることを特徴とする請求の範囲 4記載のセンサ容量検出装置。

7 . 前記容量センサの容量の変化周波数がオーディオ周波数帯であるとき、前記第 1 の抵抗又は第 2の抵抗が "I 0 M Ω以上であることを特徴とする請求の範囲 1 〜 6のいずれか 1 項に記載のセンサ容量検出装置,

8 . 前記インピーダンス変換器が、ボルテージホロワによって形成されていることを特徴とする請求の範囲 1 〜 7のいずれか 1項に記載のセンサ容量検出装置。

9 . 前記センサ容量検出装置はさらに、

前記信号線の少なくとも一部を電気的にシールドするシールド手段と . 前記シールド手段に前記信号線の電圧と同電位の電圧を印加するガ一ド電圧印加手段と

を備えていることを特徴とする請求の範囲 1 ~ 8のいずれか 1項に記載のセンサ容量検出装置。

1 0 . 物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法であって、

容量センサの一端及び抵抗の一端を、演算増幅器の帰還路に直列に揷入されたコンデンサ及びインピーダンス変換器の接続点に接続するス亍ップと、

交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を前記演算増幅器に入力するステップと、

前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出力するステップと

からなり、

前記容量センサの容量が変化するとき、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記抵抗を見たときのインピーダンスの方が高いように設定されていることを特徴とするセンサ容量検出方法。

1 1 . 物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法であって、

前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出力ステップとからなリ、

前記容量センサの容量が変化する時、前記信号線と前記抵抗との間でほぼ電流の流入流出がなくなるように設定されている

ことを特徴とするセンサ容量検出方法。