WO2002014880A2 - Leistungssensor - Google Patents

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WO2002014880A2
WO2002014880A2 PCT/EP2001/007162 EP0107162W WO0214880A2 WO 2002014880 A2 WO2002014880 A2 WO 2002014880A2 EP 0107162 W EP0107162 W EP 0107162W WO 0214880 A2 WO0214880 A2 WO 0214880A2
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WO
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power
measuring
sensor
branches
sensor according
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PCT/EP2001/007162
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WO2002014880A3 (de
Inventor
Toralf Bratfisch
Arnd Diestelhorst
Michael Katzer
Thomas Reichel
Original Assignee
Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg
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Publication date
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Priority to EP01984516A priority patent/EP1309874B1/de
Priority to US10/220,422 priority patent/US6803754B2/en
Priority to DE50109108T priority patent/DE50109108D1/de
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Publication of WO2002014880A3 publication Critical patent/WO2002014880A3/de

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
    • G01R21/10—Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance
    • G01R21/12—Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance in circuits having distributed constants

Definitions

  • the invention relates to a power sensor for measuring the average power of modulated or unmodulated high-frequency or microwave signals over a large dynamic range.
  • Power sensors are known in the most varied of embodiments.
  • the most common implementations either contain a single thermal sensor, which generates an electrical measurement variable proportional to the absorbed electrical power, or they contain a single diode rectifier in one-way or two-way connection, which supplies an electrical output variable equivalent to the voltage at the terminating resistor, from which the measured value is then measured Performance can be determined.
  • power sensors with diodes can measure the power of CW signals (unmodulated sine signals) precisely over a range from -70 dBm to +20 dBm
  • their use in connection with envelope-modulated signals on the so-called quadratic characteristic part of the diode is from -70 dBm to approximately Limited to -20 dBm.
  • the dynamic range of around 50 dB that can be achieved here is significantly smaller than with CW signals and roughly the same as with thermal sensors.
  • the sensitive input-side sensor branch must be switched off if the other sensor branch is used for high powers (Hogan, R.: Wide-Range Sensor Gauges Power Of Complex Signals. Microwaves & RF, Sept. 1999, p. 128-137).
  • the measuring range of the implemented power sensor is specified from -60 dBm to + 20 dBm, which means that the sensitivity is 10 dB lower than can be achieved with known power sensors for CW signals (data sheet "EPM Series Power Meters, E-Series and 8480 Series Power Sensors ", literature number 5965-6382E from Agilent Technologies).
  • the sensor is available in a 6 GHz and an 18 GHz version.
  • Power sensors operating power splitters are also known to have two such three-resistance power splitters
  • At least three mutually independent sensor branches with correspondingly different power measurement ranges are provided in order to divide the required dynamic range of 90 dB so finely that the disturbing influences caused by noise or errors in the RMS value rectification at the measurement range limits of the individual sensor branches are kept sufficiently small can be.
  • the individual sensor branches preferably contain diode detectors, which in a manner known per se with a single rectifier diode (one-way rectifier) or two
  • Rectifier diodes with different polarities Rectifier diodes with different polarities
  • a first sensor branch is arranged directly at the input, while the other sensor branches are supplied with correspondingly divided powers via power dividers and attenuators.
  • the synchronization of the Sensor branches above the frequency since only with small differences in frequency response a smooth change from the measurement results of one branch to another is possible. This is not guaranteed in the known solutions.
  • the synchronism problem is solved in that the measured variable, that is the wave impinging on the sensor, is guided through the first sensor branch as undisturbed as possible and is then distributed to the other two sensor branches by a power divider with largely load-independent synchronism (tracking) and the
  • the measuring device in the first sensor branch so that its measured value is representative of the level of the power of the incident wave regardless of the adjustment of the power divider.
  • a plurality of voltage taps, each with an assigned detector are provided in the first sensor branch at suitable intervals on the supply line to the power divider, and the sum of the output voltages of the detectors or the apparent powers that can be determined from them is formed in a suitable manner.
  • the summation reduces the position dependency of the measurement result caused by standing waves on the feed line, as a result of which the power of the incident wave can be measured very precisely because it can be measured largely independently of the adaptation of the power divider and thus independently of the frequency
  • Another advantage of such an arrangement with distributed measuring points is that the disturbances generated by the individual detectors partially cancel each other out and thus improve the input-side adaptation of the power sensor.
  • the advantages of the measuring arrangement described are limited to a frequency band of the order of one to two octaves, their use also makes sense in a broadband power sensor with a frequency band extending over many octaves, because disturbances due to mismatching of individual assemblies mostly only become relevant in the upper two thirds of the specified frequency range.
  • the group of this type of power divider includes an arrangement whose low-frequency equivalent circuit diagram can be represented by an ohmic resistance between • the input and the two outputs, the resistance value being equal to the characteristic impedance used (resistive power splitter). This arrangement is shown in FIGS. 1 and 2.
  • power dividers which are adapted on the output side and have high insulation between the outputs (S 22 ⁇ AS 33 «0,
  • the type of power divider includes the so-called Wilkinson divider (Webb, RC: Power Divider / Combiners: Small Size, Big Specs; Microwaves, Nov. 1981, pp. 67-74).
  • Resistive power dividers whose low-frequency equivalent circuit shows three resistors of the same size starting from a star point and whose ' resistance value is equal to one third of the characteristic impedance, should not be considered according to the invention. Because with this type a reflected wave resulting from the wiring of one output does not reflect back to this output, but does reflect to the other output is transmitted (S 22 «0, S 33 « 0,
  • the simultaneous detection and parallel further processing of the output voltages obtained at the rectifiers of the sensor branches is preferably carried out with an arrangement according to the applicant's patent application 199 55 342.4 (internal file number P23064), i.e. the output voltages of the diode rectifiers are converted into a digital value and each of these digital values is weighted with weighting factors, the ratio of which is derived from the degree of modulation of at least one of the diode rectifiers. After scaling to a common quantization unit, these digital values weighted in this way are summed up to the actual digital measured value and then evaluated.
  • the measurement result is obtained from the output signals of both rectifiers, as a result of which the influences due to noise and errors in the RMS rectification are averaged at the measurement range limits.
  • the overall measurement uncertainty is very low, and high reproducibility is also ensured in the overlap area, because the hysteresis required for a switchover is not used.
  • a high measuring speed is also achieved because a change of range is superfluous.
  • FIG. 1 shows the basic circuit diagram of a power sensor consisting of three sensor branches A, B and C.
  • the most Input E which is fed in and is related to ground and whose power is to be measured, is first fed directly to the input of a first sensor branch A consisting of the detectors 4 and 5 which are arranged in a spatially offset manner;
  • the signal power is measured in a low power measuring range of, for example, -70 to -16 dBm.
  • the differential voltage tapped at the measuring voltage taps 24, 25 as the sum of the output signals of the two detectors becomes approximately independent of the adaptation of the subsequent power divider 11, and thus remains proportional to the input power in the entire frequency range.
  • the reflections generated by the detectors 4 and 5 are also compensated by the transit time differences generated with the ⁇ / line, so that a clear improvement in the adaptation at the input E is achieved at least in the upper useful frequency range.
  • three or more could also be used, which would allow an even greater independence of the power measurement in the most sensitive sensor branch from the adaptation of the power splitter 11 if the line sections interposed are suitably dimensioned.
  • SPECIAL CHARACTERS The equally large signal power components generated by the power divider 11 are fed to the two parallel sensor branches B and C.
  • the two sensor branches B and C have two damping stages 12 and 13, 16 of different dimensions, which are dimensioned such that the two detectors 6, 7 and 8, 9 are each controlled for a different measuring range of the input power.
  • the differential output voltages that can be tapped at the measuring taps 26, 27 or 28, 29 are proportional to the signal power supplied at the input E.
  • the attenuator 12 of the sensor branch B is, for example, dimensioned such that the input power range -22 to +4 dBm is covered by the detector 6, 7, the attenuators 13, 16 of the sensor branch C with the detector 8, 9 are dimensioned such that this branch the power range -2 to +20 dBm is covered.
  • Lines 38 and 39 can in turn be interposed between the individual detectors 6, 7 and 8, 9 of these two additional sensor branches B and C thus formed, by means of which mismatches at the output of the attenuators and thus undesirable attenuation changes over frequency are reduced.
  • Lines 1, 14, 38 and 39 are each terminated with their characteristic impedance, line 1 through the input resistance of line divider 11, line 14 through the input resistance of attenuator 16 and lines 38 and 39 through additional terminating resistors 30, 31.
  • the damping for the sensor branch C is implemented in two stages 13, 16, wherein the damping element 13 is preferably chosen to be identical to the damping element 12. This maintains the symmetry of the arrangement up to the output of these attenuators, and it only has to be ensured that the attenuator 16 has a low frequency response of the attenuation.
  • the arrangement with two damping stages for sensor branch C has the further advantage that this sensor branch can be better isolated from measurement input E. If the entire damping for the sensor branch C were implemented in the attenuator 13, the output would be this Attenuator lead to a level reduced by 40 dB compared to the measurement input, which would result in frequency-dependent crosstalk due to the spatial proximity to the power splitter, which could not be reduced even by extending the line 14.
  • Line 14 leads to a level which is so high that crosstalk from the measurement input can be neglected, so that the length of line 14 can be dimensioned such that sensor branch C can in turn be arranged sufficiently far from measurement input E.
  • two attenuation values on the order of 20 dB each are easier to implement than a single one on the order of 40 dB.
  • the three sensor branches with their detectors are each connected directly to the input E or the attenuators 12, 16 without capacitive, inductive or mixed capacitive-inductive coupling elements.
  • the power divider 11 not only consists of two 50 ⁇ resistors (for a 50 ⁇ line system), but also the associated distributed capacitances and inductors are selected in such a relationship to one another that the s parameters over the entire useful frequency range are used for such a power divider have characteristic values. This means that with circuit dimensions in the order of magnitude of the smallest occurring wavelength, very specific requirements must be met for the geometry of the arrangement, the same applies to the attenuators and the terminating resistors 30, 31, as well as the feed lines and the connecting ⁇ / 4 lines 1, 38 and 39.
  • the structure of the overall circuit in coplanar circuit technology has the advantage that the circuit ground is in the same plane as the signal conductors, which enables a particularly simple and inexpensive overall structure.
  • the implementation of the circuit in coplanar technology also enables the use of thin-film capacitors for the charging capacities 32 to 37 of the diode rectifiers.
  • Thin-film capacitors are capacitors of extremely low height, the bottom electrode of which is formed by part of the ground surface of the coplanar line, on which a thin dielectric (silicon nitride, silicon monoxide, approx. 1 ⁇ m thick) is applied, which in turn is provided with a cover electrode becomes.
  • this cover electrode is practically on the same level as the ground planes and signal lines and thus allows the assembly of components that are equipped with so-called bump contact areas in one plane.
  • bumps enable very low connection inductances and thus better high-frequency behavior of the rectifiers.
  • the cover electrode lying virtually at ground potential and in one plane with the ground surface represents only a slight disturbance for the electrical field of adjacent line structures.
  • FIG. 2 An even finer subdivision of the power measuring ranges is possible by arranging several power dividers in cascade in accordance with FIG. 2.
  • a total of four sensor branches A, B, C and D, the branches, are created by the two power dividers 11 and 41 connected in cascade A, B and C correspond to those according to FIG. 1.
  • the second power divider 41 which receives part of the power from the one branch of the first power divider 11 via an attenuator 40, is divided between the sensor branch C and the fourth sensor branch D. , which in turn has an attenuator 42, a detector 44, 47 with a delay line 46 arranged therebetween and an associated / terminating resistor 50, and whose measuring outputs 43, 48 are in turn connected to the common digital evaluation device.
  • the four sensor branches created in this way can be graduated more finely in their usable power range, which in the overlap area leads to an even better signal-to-noise ratio and thus also a lower measurement uncertainty or higher measurement speed.
  • additional damping elements 13, 40 and 42 not all three are necessarily necessary; with an appropriate design, one of these damping elements can also be omitted.
  • Another possibility for increasing the number of sensor branches is to divide sensor branch B in FIG. 2 by a further power divider into two further sensor branches and thus create a total of five sensor branches, or one of the already divided sensor branches C or D by a further in To divide the cascade to the power divider 41 arranged in turn into several individual sensor branches. In this way, any number of sensor branches can be implemented, and the gain thereby obtained has to be weighed against the higher circuit complexity and possible synchronization problems.

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Abstract

Bei einem Leistungssensor zum Messen der mittleren Leistung modulierter oder unmodulierter Hochfrequenz- oder Mikrowellen-Signale über einen grossen Dynamikbereich werden folgende an sich bekannte Massnahmen in Kombination angewendet: a) die zu messende Signalleistung wird einem ersten Sensorzweig zum Messen der Signalleistung in einem niederen Leistungs-Messbereich (-70 bis -16 dBm) zugeführt, der b) mehreren räumlich voneinander getrennten Messstellen auf einer Verbindungsleitung zwischen Eingang und einem anchfolgenden Leistungsteiler aufweist, c) gleichzeitig wird die zu messende Signalleistung über diesen Leistungsteiler mit weitgehend lastunabhängigem Gleichlaufverhalten der Ausgangsleistungen mindestens zwei weiteren Sensorzweigen über Dämpfungsglieder zum Messen der Signalleistung in mindestens zwei weiteren unterschiedlichen Leistungs-Messbereichen (-22 bis +4 dBm bzw. -2 bis +20 dBm) zugeführt.

Description

Leistungssensor
Die Erfindung betrifft einen Leistungssensor zum Messen der mittleren Leistung modulierter oder unmodulierter Hochfrequenz- bzw. Mikrowellen-Signale über einen großen Dynamikbereich.
Leistungssensoren sind in den verschiedenartigsten Ausführungsformen bekannt. Die gebräuchlichsten Realisierungen enthalten entweder einen einzelnen thermischen Sensor, der eine zur absorbierten elektrischen Leistung proportionale elektrische Meßgröße erzeugt, oder sie enthalten einen einzelnen Diodengleichrichter in Ein- oder Zweiwegschaltung, der eine der Spannung am Abschlußwiderstand äquivalente elektrische Ausgangangsgröße liefert, aus der dann die zu messende Leistung bestimmt werden kann. Während Leistungssensoren mit Dioden die Leistung von CW-Signalen (unmodelierte Sinussginale) über einen Bereich von -70 dBm bis +20 dBm genau messen können, ist ihre Verwendung im Zusammenhang mit hüllkurvenmodulierten Signalen auf den sogenannten quadratischen Kennlinienteil der Diode von -70 dBm bis etwa -20 dBm beschränkt. Der hier erzielbare Dynamikbereich von etwa 50 dB ist deutlich kleiner als bei CW- Signalen und etwa genauso groß wie bei thermischen Sensoren.
Insbesondere die Anforderungen der Kommunikationsstandards für die 2. und 3. Generation im digitalen Mobilfunk führten zur Entwicklung einer neuen Gruppe von Leistungssensoren mit einem wesentlich größeren Dynamikbereich für modulierte Signale. Bei einem dieser bekannten Leistungssensoren sind zwei Sensorzweige vorgesehen, und zwar ist ein erster Sensorzweig zum Messen in einem niedrigen Leistungs-Meßbereich unmittelbar am Eingang vorgesehen, und ein zweiter Sensorzweig zum Messen in einem hohen Leistungs-Meßbereich ist über ein spezielles Widerstandsnetzwerk, das sowohl als wellenwiderstandsrichtiger Abschluß für den ersten Sensorzweig als auch zur Leistungs- zufuhr für den zweiten Sensorzweig dient, mit dem Eingang verbunden (US-Patent 4,943,764). Bei der praktischen Ausführung dieses bekannten Leistungssensors muß der empfindliche eingangsseitige Sensorzweig abgeschaltet werden, wenn der andere Sensorzweig für hohe Leistungen benutzt wird (Hogan, R. : Wide-Range Sensor Gauges Power Of Complex Signals. Microwaves & RF, Sept. 1999, S. 128-137). Der Meßbereich des realisierten Leistungssensors ist von -60 dBm bis + 20 dBm spezifiziert, was bedeutet, daß die Empfindlichkeit um 10 dB geringer ist, als mit bekannten Leistungssensoren für CW- Signale erreichbar ist (Datenblatt "EPM Series Power Meters, E-Series and 8480 Series Power Sensors", Literaturnummer 5965- 6382E der Fa. Agilent Technologies) . Der Sensor ist in einer 6-GHz und in einer 18 -GHz-Ausführung erhältlich.
Es ist auch schon ein Leistungssensor mit zwei Sensorzweigen bekannt, der über einen Leistungsteiler die zu messende Signalleistung in zwei Sensorzweige mit jeweils unterschiedlich großen Dämpfungsgliedern zum Messen der Signalleistung in einem niederen Leistungsbereich und einem hohen Leistungs- Meßbereich zuführt (US-Patent 4,873,484). Der hierbei verwendete Leistungsteiler ist als sogenannter Drei- Widerstands-Powersplitter ausgebildet (Rüssel A. Johnson: Understanding Microwave Power Splitters, Microwave Journal Vol. 18, Dez. 1975, S. 49-56). Bei solchen mit
Leistungsteilern arbeitenden Leistungssensoren ist es auch schon bekannt, zwei solche Drei-Widerstands-Powersplitter
(auch resistive Power Divider genannt) in Kaskade anzuordnen und so insgesamt drei Sensorzweige für unterschiedliche Leistungs-Meßbereiche zu schaffen (Anritsu Co.: A Universal Power Sensor. Microwave Journal, März 2000, S. 130-134) . Der vom Hersteller für diesen Leistungssensor spezifizierte Meßbereich beträgt ebenfalls nur -60 dBm bis + 20 dBm. Der Sensor ist nur in einer 6-GHz-Ausführung erhältlich.
Schließlich ist es bei Leistungssensoren mit Dioden auch schon bekannt, als gleichrichtendes Element mehrere gleichsinnig in Serie geschaltete Dioden zu verwenden, entweder um bei Sensoren, die ausschließlich für CW-Signale benutzt werden, den Einfluß der aussteuerungsabhängigen Sperrschichtkapazität auf die Linearität des Sensors zu verringern (US-Patent 5,204,613) oder um bei Sensoren für modulierte Signale den Meßbereich eines Sensorzweigs zu vergrößern (Hogan, R. : Wide- Range Sensor Gauges Power Of Complex Signals. Microwaves &_ RF, Sept. 1999, S. 128-137) .
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Leistungssensor für die Messung des Leistungsmittelwerts modulierter Signale im Frequenzbereich bis 18 GHz oder höher zu schaffen, dessen Empfindlichkeit und Dynamikbereich größer ist als bei den bekannten Lösungen und vergleichbar mit den Eigenschaften von Leistungssensoren für CW-Signale.
Diese Aufgabe wird ausgehend von einem Leistungssensor laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch die Kombination der an sich bekannten kennzeichnenden Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Gemäß der Erfindung sind mindestens drei voneinander unabhängige Sensorzweige mit entsprechend unterschiedlichen Leistungs-Meßbereichen vorgesehen, um den geforderten Dynamikbereich von 90 dB so fein aufzuteilen, daß die an den Meßbereichsgrenzen der einzelnen Sensorzweige vorhandenen störenden Einflüsse durch Rauschen bzw. Fehler bei der Effektivwertgleichrichtung ausreichend klein gehalten werden können. Die einzelnen Sensorzweige enthalten vorzugsweise Dioden-Detektoren, die in an sich bekannter Weise mit einer einzigen Gleichrichterdiode (Einweggleichrichter) bzw. zwei
Gleichrichterdioden unterschiedlicher Polung
(Zweiweggleichrichter) und einem dazugehörigen Ladekondensator aufgebaut sind. Um die hohe Empfindlichkeit wie bei einem
Leistungssensor für CW-Signale zu erreichen, ist ein erster Sensorzweig unmittelbar am Eingang angeordnet, während die anderen Sensorzweige über Leistungsteiler und Dämpfungsglieder mit entsprechend geteilten Leistungen gespeist werden. Besondere Bedeutung kommt dabei dem Gleichlauf der Sensorzweige über der Frequenz zu, da nur bei geringen Frequenzgangunterschieden ein problemloser Wechsel von den Meßergebnissen des einen Zweiges auf die eines anderen möglich ist. Bei den bekannten Lösungen ist dies nicht gewährleistet.
Gemäß der Erfindung wird das Gleichlaufproblem dadurch gelöst, daß die Meßgröße, das ist die auf den Sensor auftreffende Welle, möglichst ungestört durch den ersten Sensorzweig geführt und anschließend durch einen Leistungsteiler mit weitgehend lastunabhängigem Gleichlauf erhalten (tracking) auf die beiden anderen Sensorzweige aufgeteilt wird und die
' Meßvorrichtung im ersten Sensorzweig so zu gestalten, daß dessen Meßwert repräsentativ ist für die Höhe der Leistung der einfallenden Welle unabhängig von der Anpassung des Leistungsteilers. Dazu werden im ersten Sensorzweig mehrere Spannungsabgriffe mit je einem zugeordneten Detektor in passenden Abständen auf der Zuleitung zum Leistungsteiler vorgesehen, und es wird in geeigneter Weise die Summe der AusgangsSpannungen der Detektoren bzw. der daraus ermittelbaren scheinbaren Leistungen gebildet. Durch die Summation wird die durch stehende Wellen auf der Zuleitung hervorgerufene Ortsabhängigkeit des Meßergebnisses verringert, wodurch sich die Leistung der einfallenden Welle sehr genau, weil weitgehend unabhängig von der Anpassung des Leistungsteilers und damit frequenzunabhängig messen läßt
(Sucher, M. : Final Report on High Power Measuring Techniques;
Microwave Research Institute, Report R-718-59, PIB-646, März
1959) . Ein weiterer Vorteil einer solchen Anordnung mit verteilten Meßstellen besteht darin, daß sich die Störungen, die von den einzelnen Detektoren generiert werden, teilweise gegenseitig aufheben und so die eingangsseitige Anpassung des Leistungssensors verbessern. Obwohl die Vorteile der geschilderten Meßanordnung auf ein Frequenzband in der Größenordnung von ein bis zwei Oktaven beschränkt sind, macht ihre Anwendung auch in einem breitbandigen Leistungssensor mit einem sich über viele Oktaven erstreckenden Frequenzband Sinn, weil Störungen durch Fehlanpassung einzelner Baugruppen meist erst in den oberen zwei Dritteln des spezifizierten Frequenzbereichs relevant werden.
Zur symmetrischen Aufteilung des Meßsignals, unabhängig von Fehlanpassungen an den Ausgängen des Leistungsteilers, kommen zwei Ausführungsformen von Leistungsteilern in Betracht . Zur ersten Gruppe gehören solche, bei denen eine durch Fehlanpassung eines Ausgangs entstehende reflektierte Welle in demselben Maße zurückreflektiert wird, wie sie auf den anderen Ausgang übertragen wird, ausgedrückt durch die Beziehungen s22 = S32 und S33 = S23 zwischen den s-Parametern (Tor 1: Eingang des Leistungsteilers) . Zur Gruppe dieser Art von Leistungsteilern gehört eine Anordnung, deren niederfrequentes Ersatzschaltbild durch je einen ohmschen Widerstand zwischen • dem Eingang und den beiden Ausgängen wiedergegeben werden kann, wobei der Widerstandswert gleich dem verwendeten Wellenwiderstand ist (resistiver Power Splitter) . Diese Anordnung ist in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellt.
'' Als erfindungsgemäß können aber auch Leistungsteiler gelten, die ausgangsseitig angepaßt sind und eine hohe Isolation zwischen den Ausgängen haben (S22 ~ A S33 « 0, | S 31 << |s2ι/s31| und | S321 << ls 3i/s2i|A weil in diesem Fall eine durch die Beschaltung eines Ausgangs entstehende reflektierte Welle weder in diesen Ausgang zurückreflektiert noch auf den anderen Ausgang übertragen wird, wodurch das Verhältnis der ausgekoppelten Leistungen konstant bleibt. Zur Gruppe dieser Art von Leistungsteilern gehört u.a. der sog. Wilkinson- Divider (Webb, R.C.: Power Divider/Combiners : Small Size, Big Specs; Microwaves, Nov. 1981, S. 67-74) .
Als nicht erfindungsgemäß sollen resistive Power Divider gelten, deren niederfrequentes Ersatzschaltbild drei von einem Sternpunkt ausgehende gleichgroße Widerstände zeigt, deren ' Widerstandswert gleich einem Drittel des Wellenwiderstandes ist . Weil bei diesem Typ eine durch die Beschaltung eines Ausgangs entstehende reflektierte Welle nicht in diesen Ausgang zurückreflektiert, wohl aber auf den anderen Ausgang übertragen wird (S22 « 0, S33 « 0, | S231 » 0,25 und | S321 ∞ 0,25), entsteht dadurch unmittelbar eine Unsymmetrie in der Leistungsaufteilung. Da Fehlanpassung wiederum frequenzabhängig ist, wird ein exakter Gleichlauf der beiden Ausgangsleistungen nicht möglich sein.
Von den beiden Ausgängen des ersten Leistungsteilers können über passend bemessene Dämpfungsglieder zwei in ihrem Leistungsbereich entsprechend gestaffelte Sensorzweige gespeist werden. Es ist aber auch möglich, an einem der beiden Ausgänge einen weiteren Leistungsteiler in der erfindungsgemäßen Ausführung vorzusehen, um so drei Ausgänge für insgesamt vier Sensorzweige zur Verfügung zu haben, was eine noch feinere Aufteilung des Leistungsbereiches ermöglicht (Fig. 2) .
Bei einem erfindungsgemäßen Leistungssensor werden innerhalb eines Detektors vorteilhaft keine einzelnen Dioden, sondern mehrere in Serie geschaltete Dioden verwendet, weil sich dadaurch der Dynamikbereich eines einzelnen Sensorzweiges für die Messung modulierter Signale vergrößern läßt. Damit verbunden ist ein Gewinn an Aussteuerungsreserve an der oberen Meßgrenze des Leistungssensors, dem nur ein vergleichsweise geringer Verlust an Empfindlichkeit an der unteren Meßgrenze gegenübersteht . Ausgehend von einem Leistungsmeßbereich von -
70 dBm bis +20 dBm für einen CW-Sensor mit einzelnen Dioden, wird die Serienschaltung von jeweils zwei Dioden die untere
Meßgrenze des Sensors lediglich um 3 dB heraufsetzen
(halbierte Emp indlichkeit) , während die Aussteuerungsreserve um 6 dB steigt (halbierte EingangsSpannung pro Diode) . Bei der Serienschaltung von 3 Dioden ist mit einer Verschiebung der unteren Meßgrenze um 5 dB und der oberen um 10 dB zu rechnen, und erst bei der Serienschaltung von 10 Dioden wird die Meßgrenze von -60 dBm der bekannten Lösungen mit mehreren Sensorzweigen erreicht . Anstelle seriengeschalteter Dioden kann auch eine Schaltung gemäß Patentanmeldung 199 13 338 der Anmelderin (internes Aktenzeichen P22131) verwendet werden, um den Dynamikbereich eines einzelnen Sensorzweiges zu erhöhen.
Es ist außerdem vorteilhaft, die Ausgangssignale aller Sensorzweige gleichzeitig auszuwerten und das Meßergebnis in den Überlappungsbereichen von zwei benachbarten Sensorzweigen aus den Ausgangssignalen beider Zweige zu gewinnen. Die gleichzeitige Erfassung und parallele Weiterverarbeitung der an den Gleichrichtern der Sensorzweige gewonnenen AusgangsSpannungen erfolgt vorzugsweise mit einer Anordnung laut Patentanmeldung 199 55 342.4 der Anmelderin (internes Aktenzeichen P23064) , d.h. die AusgangsSpannungen der Diodengleich- richter werden in einen Digitalwert umgesetzt und jeder dieser Digitalwerte wird mit Wichtungsfaktoren gewichtet, deren Verhältnis vom Aussteuerungsgrad mindestens eines der Diodengleichrichter abgeleitet wird. Diese so gewichteten Digitalwerte werden nach Skalierung auf eine gemeinsame Quantisierungseinheit zum eigentlichen digitalen Meßwert summiert und dann ausgewertet . In den Überlappungsbereichen zwischen zwei Sensorzweigen wird das Meßergebnis aus den AusgangsSignalen beider Gleichrichter gewonnen, wodurch sich die Einflüsse durch Rauschen und Fehler bei der Effektivwertgleichrichtung an den Meßbereichsgrenzen ausmitteln. Dadurch ist die Meßunsicherheit insgesamt sehr gering, und auch im Überlappungsbereich ist eine hohe Reproduzierbarkeit gewährleistet, weil die bei einer Umschaltung nötige Hysterese nicht gebraucht wird. Auch eine hohe Meßgeschwindigkeit wird erreicht, da ein Bereichswechsel überflüssig wird.
Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an Ausführungsbeispielen näher erläutert .
Fig. 1 zeigt, das Prinzipschaltbild eines aus drei Sensorzweigen A, B und C bestehenden Leistungssensors. Das am Eingang E eingespeiste und auf Masse bezogene Eingangssignal, dessen Leistung gemessen werden soll, wird zunächst unmittelbar am Eingang einem ersten Sensorzweig A bestehend aus den räumlich versetzt angeordneten Detektoren 4 und 5 zugeführt; in diesem ersten Sensorzweig A wird die Signalleistung in einem niederen Leistungs-Meßbereich von beispielsweise -70 bis -16 dBm gemessen. Zwischen den beiden Detektoren 4 und 5 ist eine Leitung 1 angeordnet, die so dimensioniert ist, daß sie bei der höchsten Meßfrequenz des Leistungssensors näherungsweise die Länge λ/4 besitzt (λ = Wellenlänge) . Durch die mit der Leitung verbundenen Laufzeitunterschiede für einfallende und reflektierte Welle wird die an den Meßspannungsabgriffen 24, 25 abgegriffene Differenzspannung als Summe der Ausgangssignale der beiden Detektoren näherungsweise unabhängig von der Anpassung des nachfolgenden Leistungsteilers 11, und bleibt damit im gesamten Frequenzbereich proportional zur Eingangsleistung. Durch die mit der λ/ -Leitung erzeugten Laufzeitunterschiede werden außerdem die durch die Detektoren 4 und 5 erzeugten Reflexionen kompensiert, so daß zumindest im oberen Nutzfrequenzbereich eine deutliche Verbesserung der Anpassung am Eingang E erreicht wird. Anstelle von zwei Meßspannungsabgriffen könnten auch drei oder mehr verwendet werden, die bei geeigneter Dimensionierung der dazwischengeschalteten Leitungsabschnitte eine noch größere Unabhängigkeit der Leistungsmessung im empfindlichsten Sensorzweig von der Anpassung des Power Splitters 11 ermöglichen würden.
Die zu messende Signalleistung wird nach Durchlaufen des ersten Sensorzweigs unmittelbar einem resistiven Power Splitter 11 zugeführt, der durch die s-Parameter s22 = S32 und S33 = s23 gekennzeichnet ist und damit auch bei ausgangsseitiger Fehlanpassung eine symmetrische Aufteilung der Eingangsleistung ermöglicht . SONDZEICHEN Die durch den Leistungsteiler 11 erzeugten gleich großen Signalleistungs- Anteile werden den beiden parallelen Sensorzweigen B und C zugeführt. Die beiden Sensorzweige B und C weisen zwei unterschiedlich bemessene Dämpfungsstufen 12 bzw. 13, 16 auf, die so bemessen sind, daß die beiden Detektoren 6, 7 bzw. 8, 9 jeweils für einen unterschiedlichen Meßbereich der Eingangsleistung ausgesteuert sind. In diesen Meßbereichen sind die an den Meßabgriffen 26, 27 bzw. 28, 29 abgreifbaren Differenz-Ausgangsspannungen proportional zu der am Eingang E zugeführten Signalleistung. Das Dämpfungsglied 12 des Sensorzweiges B ist beispielsweise so dimensioniert, daß vom Detektor 6, 7 der Eingangsleistungsbereich -22 bis +4 dBm abgedeckt wird, die Dämpfungsglieder 13, 16 des Sensorzweiges C mit dem Detektor 8, 9 sind so dimensioniert, daß durch diesen Zweig der Leistungsbereich -2 bis +20 dBm abgedeckt wird. Zusammen mit dem eingangsseitigen Sensorzweig A wird also insgesamt durch diese drei gleichzeitig wirksamen Sensorzweige ein großer Dynamikbereich erfaßt. Zwischen den einzelnen Detektoren 6, 7 bzw. 8, 9 dieser so gebildeten beiden zusätzlichen Sensorzweige B und C können wiederum Leitungen 38 bzw. 39 zwischengeschaltet werden, durch die Fehlanpassungen am Ausgang der Dämpfungsglieder und damit unerwünschte Dämpfungsänderungen über der Frequenz reduziert werden. Die Leitungen 1, 14, 38 bzw. 39 sind jeweils mit ihrem Wellenwiderstand abgeschlossen, die Leitung 1 durch den Eingangswiderstand des Leitungsteilers 11, die Leitung 14 durch den Eingangswiderstand des Dämpfungsglieds 16 und die Leitungen 38 und 39 durch die zusätzlichen Abschlußwiderstände 30, 31.
Die Dämpfung für den Sensorzweig C ist in zwei Stufen 13, 16 realisiert, wobei Dämpfungsglied 13 vorzugsweise identisch mit Dämpfungsglied 12 gewählt wird. Dadurch bleibt die Symmetrie der Anordnung bis zum Ausgang dieser Dämpfungsglieder erhalten, und es muß lediglich noch dafür gesorgt werden, daß das Dämpfungsglied 16 einen geringen Frequenzgang der Dämpfung aufweist . Die Anordnung mit zwei Dämpfungsstufen für Sensorzweig C hat aber noch den weiteren Vorteil, daß sich dieser Sensorzweig besser vom Meßeingang E isolieren läßt. Würde die gesamte Dämpfung für den Sensorzweig C im Dämpfungsglied 13 realisiert, so würde der Ausgang dieses Dämpfungsglieds einen gegenüber dem Meßeingang um 40 dB reduzierten Pegel führen, was wegen der räumlichen Nähe zum Power Splitter frequenzabhängiges Übersprechen nach sich zöge, was sich auch durch Verlängerung der Leitung 14 nicht reduzieren ließe. So aber führt die Leitung 14 einen Pegel, der so groß ist, daß das Übersprechen vom Meßeingang vernachlässigt werden kann, wodurch sich die Länge der Leitung 14 so bemessen läßt, daß der Sensorzweig C wiederum ausreichend entfernt vom Meßeingang E angeordnet werden kann. Schließlich lassen sich zwei Dämpfungswerte in der Größenordnung von jeweils 20 dB einfacher realisieren als ein einzelner in der Größenordnung von 40 dB.
Die drei Sensorzweige mit ihren Detektoren sind ohne kapazitive, induktive oder gemischt kapazitiv-induktive Koppelelemente jeweils direkt mit dem Eingang E bzw. den Dämpfungsgliedern 12, 16 verbunden.
Alle Schaltungskomponenten des Leistungssensors wie Leistungsteiler, Dämpfungsglieder und zugehörige Verbindungsleitungen sind nach hochfrequenztechnischen Gesichtspunkten ausgelegt. Der Leistungsteiler 11 besteht nicht nur jeweils aus zwei 50 Ω-Widerständen (für ein 50 Ω-Leitungssystem) , sondern auch die damit verknüpften verteilten Kapazitäten und Induktivitäten werden in einem solchen Verhältnis zueinander gewählt, daß die s-Parameter über den gesamten Nutzfrequenzbereich die für einen solchen Leistungsteiler charakteristischen Werte besitzen. Dies bedeutet, daß bei Schaltungsabmessungen in der Größenordnung der kleinsten vorkommenden Wellenlänge ganz bestimmte Anforderungen an die Geometrie der Anordnung eingehalten werden müssen, ähnliches gilt für die Dämpfungsglieder und die Abschlußwiderstände 30, 31, sowie die Speiseleitungen und die verbindenden λ/4 -Leitungen 1, 38 und 39. Der Aufbau der GesamtSchaltung in koplanarer Schaltungs- technik hat den Vorteil, daß die Schaltungsmasse in derselben Ebene liegt wie die Signalleiter, was einen besonders einfachen und preiswerten Gesamtaufbau ermöglicht . Die Realisierung der Schaltung in Koplanartechnik ermöglicht auch die Verwendung von Dünnschicht-Kondensatoren für die Ladekapazitäten 32 bis 37 der Diodengleichrichter. Dünnschicht-Kondensatoren sind Kondensatoren extrem niedriger Bauhδhe, deren Bodenelektrode von einem Teil der Massefläche der Koplanarleitung gebildet wird, auf welchen ein dünnes Dielektrikum (Silicium-Nitrid, Silicium-Monoxid, ca. 1 μm dick) aufgebracht wird, das wiederum mit einer Deckelelektrode versehen wird. Der große Vorteil solcher Dünnschicht- Kondensatoren liegt darin, daß diese Deckelelektrode praktisch in derselben Ebene wie die Masseflächen und Signalleitungen liegt und damit die Montage von Bauelementen gestattet, die mit sogenannten Bump-Kontaktflachen in einer Ebene ausgestattet sind. Solche Bumps ermöglichen sehr niedrige Anschlußinduktivitäten und damit ein besseres Hochfrequenzverhalten der Gleichrichter. Ferner stellt die quasi auf Massepotential und in einer Ebene mit der Massefläche liegende Deckelelektrode nur eine geringe Störung für das elektrische Feld benachbarter Leitungsstrukturen dar.
Zur Vergrößerung des Proportionalitätsbereiches zwischen AusgangsSpannung und Eingangsleistung der verwendeten Gleichrichter über den quadratischen Kennlinienteil hinaus ist es vorteilhaft, entweder in an sich bekannter Weise mehrere gleichsinnig in Serie geschaltete Dioden anstelle einer einzelnen Diode 4, 5, 6, 7, 8 und 9 vorzusehen, wobei Anordnung von drei solchen in Serie geschalteten Dioden beispielsweise einen Gewinn an Meßdynamik von bereits 5 dB ermöglicht, oder die Gleichrichter werden gemäß Patentanmel- düng 199 13 338 der Anmelderin (internes Aktenzeichen P22131) ausgebildet und dimensioniert, was einen Gewinn von ca. 10 dB bedeutet .
Eine noch feinere Unterteilung der Leistungs-Meßbereiche ist dadurch möglich, daß gemäß Fig. 2 mehrere Leistungsteiler hintereinander in Kaskade angeordnet werden. Durch die zwei in Kaskade geschalteten Leistungsteiler 11 und 41 werden insgesamt vier Sensorzweige A, B, C und D geschaffen, die Zweige A, B und C entsprechen denjenigen nach Fig. 1. Durch den zweiten Leistungsteiler 41, der von dem einen Zweig des ersten Leistungsteilers 11 über ein Dämpfungsglied 40 einen Teil der Leistung zugeführt bekommt, wird diese auf den Sensorzweig C und den vierten Sensorzweig D aufgeteilt, der wiederum ein Dämpfungsglied 42, einen Detektor 44, 47 mit dazwischen angeordneter Verzögerungsleitung 46 und zugehörigem /Abschlußwiderstand 50 aufweist und dessen Meßausgänge 43, 48 wiederum mit der gemeinsamen digitalen Auswerteeinrichtung verbunden sind. Die so geschaffenen vier Sensorzweige können in ihrem nutzbaren Leistungsbereich feiner abgestuft werden, was im Überlappungsbereich zu einem noch besseren Signal- Rausch-Abstand und damit einer ebenfalls geringeren Meßunsicherheit bzw. höheren Meßgeschwindigkeit führt. Von den insgesamt zusätzlichen drei Dämpfungsgliedern 13, 40 und 42 sind nicht unbedingt alle drei erforderlich, bei entsprechender Auslegung kann auch eines dieser Dämpfungs- glieder entfallen.
Eine andere Möglichkeit zur Erhöhung der Anzahl der Sensorzweige besteht darin, in Fig. 2 auch den Sensorzweig B durch einen weiteren Leistungsteiler in zwei weitere Sensorzweige aufzuteilen und so insgesamt fünf Sensorzweige zu schaffen, oder einen der schon unterteilten Sensorzweige C oder D durch einen weiteren in Kaskade zum Leistungsteiler 41 angeordneten Leistungsteiler wiederum in mehrere einzelne Sensorzweige aufzuteilen. Auf diese Weise können beliebig viele Sensorzweige realisiert werden, wobei der dadurch erzielte Gewinn gegenüber dem höheren Schaltungsaufwand und möglichen Gleichlaufproblemen abzuwägen ist .

Claims

Ansprüche
1. Leistungssensor zum Messen der mittleren Leistung modulierter oder unmodulierter Hochfrequenz- oder Mikrowellen- Signale über einen großen Dynamikbereich, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale: die zu messende Signalleistung wird
a) einem ersten Sensorzweig (A) zum Messen der Signalleistung in einem niederen Leistungs-Meßbereich (-70 bis -16 dBm) zugeführt, der b) mehreren räumlich voneinander getrennten Meßstellen auf einer Verbindungsleitung (1) zwischen Eingang (E) und einem anchfolgenden Leistungsteiler (11) aufweist und c) gleichzeitig wird die zu messende Signalleistung über diesen Leistungsteiler (11) mit weitgehend lastunabhängigem Gleichlaufverhalten der Ausgangsleistungen mindestens zwei weiteren Sensorzweigen
(B, C bzw. D) über Dämpfungsglieder (12, 13, 16, 42) zum
Messen der Signalleistung in mindestens zwei weiteren unterschiedlichen Leistungs-Meßbereichen (-22 bis +4 dBm bzw. -2 bis +20 dBm) zugeführt.
2. Leistungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zu messende Signalleistung gemäß Merkmal c) über den Leistungsteiler (11) zwei weiteren Sensorzweigen (B, C) zum Messen der Signalleistung in einem mittleren und einem hohen Leistungs-Meßbereich zugeführt und gemessen wird (Fig. 1) •
3. Leistungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zu messende Signalleistung gemäß Merkmal c) über zwei in Kaskade geschaltete Leistungsteiler (11, 41) mit weitgehend lastunabhängigem Gleichlaufverhalten der Ausgangsleistungen drei weiteren Sensorzweigen (B, C und D) über Dämpfungsglieder (12, 13, 16) zum Messen der Signalleistung in drei weiteren unterschiedlichen Leistungs- Meßbereichen zugeführt und gemessen wird (Fig. 2) .
4. Leistungssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Leistungsteiler (11, 41) ein resistiver Power Splitter mit S22 = s 32 un-d S33 = S23 benutzt wird.
5. Leistungssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens der erste Sensorzweig (A) aus zwei Meßstellen in einem Abstand von etwa einem Viertel der Wellenlänge der höchsten vorkommenden Frequenz besteht.
6. Leistungssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorzweige jeweils Dioden-Gleichrichter aufweisen.
7. Leistungssensor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Dioden-Gleichrichter als Zweiweg- Gleichrichter (4, 5; 6, 7; 8, 9,-44, 47) ausgebildet ist.
8. Leistungssensor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den beiden Gleichrichterzweigen der Doppelweg- Gleichrichter in den weiteren Sensorzweigen (B, C D) jeweils mit ihrem Wellenwiderstand abgeschlossene Verzögerungsleitungen (38,39,46) angeordnet sind.
9. Leistungssensor nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Diodengleichrichter gemäß Patentanmeldung 199 13 338.7 (internes Aktenzeichen P22131) ausgebildet ist.
10. Leistungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Diodengleichrichter aus der Serien- Schaltung von mehreren, vorzugsweise drei gleichsinnig angeordneten Dioden besteht .
11. Leistungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Signal-Eingang und mindestens einer der Meßzweige in koplanarer Leitungstechnik ausgebildet ist .
12. Leistungssensor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladekapazitäten der in Koplanartechnik ausgeführten Meßzweige als Dünnschichtkondensatoren ausgebildet sind.
13. Leistungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Diodengleichrichter der Meßzweige in einer digitalen Auswerteschaltung nach Patentanmeldung 199 55 342.4 (internes Aktenzeichen P23064) weiter verarbeitet werden .
14. Leistungssensor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßergebnis in digitaler Form ausgegeben wird.
15. Leistungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß seine sämtlichen Bestandteile in einem Meßkopf eingebaut sind.
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