JP2004506904A - 電力センサ - Google Patents

Abstract

本発明は、広いダイナミック・レンジにわたって、変調済み若しくは無変調の高周波信号又はマイクロ波信号の平均電力を測定するための電力センサに関する。本発明によれば、それ自体は周知の、以下の方法が用いられる。即ち、（ａ）被測定信号電力が、より低い電力測定レンジ（−７０〜−１６ｄＢｍ）における前記信号電力を測定するための第１のセンサ・ブランチに引き渡され、（ｂ）前記センサ・ブランチが、入力と下流に接続される電力スプリッタの間を接続するライン上の、いくつかの空間的に離隔された測定ポイントを有し（ｃ）同時に被測定信号電力が、少なくとも２つの別の異なる電力測定レンジ（−２２〜＋４ｄＢｍ又は−２〜＋２０ｄＢｍ）における信号電力を測定するために、ほとんど負荷非依存の同期出力を伴う電力スプリッタを用いて、アッテネータを介し、少なくとも２つの別のセンサ・ブランチに引き渡される。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、大きなダイナミック・レンジにわたって、変調済み若しくは無変調の無線周波数信号又はマイクロ波信号の平均電力を測定するための電力センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
非常に広範多様な電力センサが既に知られている。最も一般的なバージョンは、吸収された電力に比例する電気的な測定量を生成する単一の温度センサを含んでいるか、或いは、終端抵抗の端子間電圧に等しい電気的な出力量を生成する一方向若しくは２方向回路内に単一のダイオード整流器を含んでおり、これらから測定予定の電力を決定することができる。ダイオードを伴う電力センサは、−７０ｄＢｍから＋２０ｄＢｍにわたる範囲のＣＷ信号（無変調正弦波信号）の電力を正確に測定することができるが、包絡線変調された信号に関するその使用は、ダイオードが有する−７０ｄＢｍから約−２０ｄＢｍの、いわゆる２次特性応答領域に限定される。これにおいて達成可能な約５０ｄＢｍのダイナミック・レンジは、ＣＷ信号の場合に比べると著しく小さく、概略で言えば温度センサの場合と同サイズである。
【０００３】
特に、第２世代及び第３世代のディジタル・モバイル電話における通信標準の要件は、変調された信号に関する実質的により大きなダイナミック・レンジを伴う新しい電力センサのグループの開発を導いた。これらの周知の電力センサの１つにおいては、２つのセンサ・ブランチが備えられ、より詳細に述べれば、低電力測定レンジ内における測定のための第１のセンサ・ブランチが入力に直接備えられ、高電力測定レンジ内における測定のための第２のセンサ・ブランチが特別な抵抗回路を介して入力に接続されており、この抵抗回路が、第１のセンサ・ブランチ用の特性インピーダンス整合された終端として作用するとともに、第２のセンサ・ブランチのための電力フィードを提供する（米国特許第４，９４３，７６４号）。この周知の電力センサの実用的な実施態様においては、感知入力側のセンサ・ブランチを、高電力用の他方のセンサ・ブランチの使用時に切る必要がある（Ｈｏｇａｎ，Ｒ．：Ｗｉｄｅ−Ｒａｎｇｅ Ｓｅｎｓｏｒ Ｇａｕｇｅｓ Ｐｏｗｅｒ Ｏｆ Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｓｉｇｎａｌｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｓ ＆ ＲＦ，１９９９年９月，１２８〜１３７頁）。製造される電力センサは、−６０ｄＢｍ〜＋２０ｄＢｍとして測定レンジが指定されており、これは、ＣＷ信号に関する周知の電力センサを用いて達成可能なレンジより１０ｄＢ小さい（データシート「ＥＰＭ Ｓｅｒｉｅｓ Ｐｏｗｅｒ Ｍｅｔｅｒｓ，Ｅ−Ｓｅｒｉｅｓ ａｎｄ ８４８０ Ｓｅｒｉｅｓ Ｐｏｗｅｒ Ｓｅｎｓｏｒｓ」，Ａｇｉｌｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，文献番号５９６５−６３８２Ｅ）。このセンサには、６ＧＨｚバージョン及び１８ＧＨｚバージョンがある。
【０００４】
２つのセンサ・ブランチを有する電力センサは既に周知であり、低電力レンジ及び高電力レンジにおける信号電力を測定するために、それぞれ異なるサイズのアッテネータを伴う電力スプリッタを介して測定予定の信号電力を２つのセンサ・ブランチに給電する（米国特許第４，８７３，４８４号）。この場合に使用される電力スプリッタは、いわゆる３抵抗電力スプリッタとして設計される（Ｒｕｓｓｅｌ Ａ．Ｊｏｈｎｓｏｎ：Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｌｉｔｔｅｒｓ，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｊｕｏｒｎａｌ Ｖｏｌ．１８，１９７５年１２月，４９〜５６頁）。電力スプリッタとともに動作するこの種のセンサにおいては、この種の３抵抗電力スプリッタ（抵抗電力分割器と呼ばれることもある）を２つカスケードに配置して、それにより異なる電力測定レンジのための合計して３つのセンサ・ブランチを提供することも既に知られている（Ａｎｒｉｔｓｕ Ｃｏ．：Ａ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｓｅｎｓｏｒ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｊｕｏｒｎａｌ，２０００年３月，１３０〜１３４頁）。この電力センサに関する製造者によって指定された測定レンジも同様に、−６０ｄＢｍから＋２０ｄＢｍまでしかない。また、このセンサには、６ＧＨｚバージョンだけが用意されている。
【０００５】
最後にダイオードを伴う電力センサの場合についてであるが、ＣＷ信号に対して排他的に使用されるセンサの場合には、センサの線形特性に及ぼされるドライブ・レベルに依存した接合容量の効果を抑える（米国特許第５，２０４，６１３号）、或いは、変調された信号用のセンサの場合には、センサ・ブランチの測定レンジを増加するために、同一方向に直列に接続された複数のダイオードを整流エレメントとして使用することも既に知られている（Ｈｏｇａｎ，Ｒ．：Ｗｉｄｅ−Ｒａｎｇｅ Ｓｅｎｓｏｒ Ｇａｕｇｅｓ Ｐｏｗｅｒ Ｏｆ Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｓｉｇｎａｌｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｓ ＆ ＲＦ，１９９９年９月，１２８〜１３７頁）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、１８ＧＨｚ若しくはそれ以上に達する周波数レンジの変調された信号の電力平均値を測定するための電力センサ、即ち、その感度並びにダイナミック・レンジが、周知のソリューションにおけるものより大きく、且つ、ＣＷ信号用の電力センサの特性に匹敵する電力センサを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的は、特許請求の範囲の主請求項のプリアンブルに従った電力センサ、即ち、大きなダイナミック・レンジにわたって、変調済み若しくは無変調の無線周波数信号又はマイクロ波信号の平均電力を測定するための電力センサを基礎とし、それを特徴づけるそれ自体は周知の特徴によって達成される。好適な改良については、従属請求項に示されている。
【０００８】
本発明によれば、少なくとも３つの相互に独立した、それぞれが対応する異なる電力測定レンジを伴うセンサ・ブランチが提供され、９０ｄＢの必要ダイナミック・レンジが細かく分割するために、ｒｍｓ値整流の間において個別のセンサ・ブランチの測定レンジ境界に生じる、ノイズ又はエラーに起因する摂動効果を充分に小さく維持することが可能になる。個別のセンサ・ブランチは、好ましくは、単一の整流器ダイオード（一方向整流器）又は異なる極性の２つの整流器ダイオード（２方向整流器）及び関連する充電キャパシタを使用して、それ自体は周知の方法で構成されるダイオード・ディテクタを含む。高感度を達成するために、ＣＷ信号用の電力センサの場合と同様に、第１のセンサ・ブランチが入力に直接備えられ、残りのセンサ・ブランチには、対応する分割後の電力が電力スプリッタ及びアッテネータを介して供給される。この場合、周波数応答の差がわずかな場合に限り、１つのブランチの測定結果から別のブランチの測定結果への問題のない切り替えが可能になることから、周波数の関数としてのセンサ・ブランチの同期が特に重要となる。周知のソリューションの場合には、これについての保証がない。
【０００９】
本発明によれば、同期問題が、測定量、即ち、センサに作用する波が、第１のセンサ・ブランチを介して最小可能摂動を伴って送られ、それに続いて電力スプリッタを用いて、実質的な負荷非依存同期応答（トラッキング）を伴って残り２つのセンサ・ブランチの間に分割され、且つ、第１のセンサ・ブランチ内の測定デバイスが、電力スプリッタの整合とは無関係に、その測定値が入射波の電力のレベルを表すように構成される。そのため、第１のセンサ・ブランチにおいては、それぞれにディテクタが割り当てられた複数の電圧タップが、適切な間隔で電力スプリッタに至る給電ライン上に備えられ、これらのディテクタの出力電圧の合計、即ち、それらから決定可能な見かけの電力の合計が、適切な方法に従って生成される。この加算は、給電ライン上の定在波に起因する測定結果のポジション依存性を縮小し、その結果、入射波の電力が実質的に電力スプリッタの整合と独立に測定され、したがって周波数非依存となることから、それが非常に高い精度で測定される（Ｓｕｃｈｅｒ，Ｍ．：Ｆｉｎａｌ Ｒｅｐｏｒｔ ｏｎ Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ；Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｓｅｒｃｈ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ，Ｒｅｐｏｒｔ Ｒ−７１８−５９，ＰＩＢ−６４６，１９５９年３月）。分散された測定ポイントを伴うこの種の構成における別の利点は、個別のディテクタによって生成される摂動が互いに相殺され、したがって電力センサの入力側の整合が向上することである。説明している測定構成は、１〜２オクターブ台の周波数帯に限定されているが、周波数帯が数オクターブにわたって広がる広帯域電力センサにおける使用についても、通常は指定周波数レンジの上側３分の２まで個別のモジュールの不整合に起因する摂動が関係しないことから得策となる。
【００１０】
電力スプリッタの出力における不整合とは無関係に行われる測定信号の対称分割に関しては、２つの実行可能な電力スプリッタの実施態様がある。第１のグループが包含する電力スプリッタにおいては、１つの出力の不整合に起因する反射波が、それが伝達される場合に等しい大きさで別の出力に反射され、ｓパラメータ間の関係式ｓ_２２＝ｓ_３２及びｓ_３３＝ｓ_２３によって表される（ゲート１：電力スプリッタの入力）。このタイプの電力スプリッタのグループは、低周波等価回路を、入力と２つの出力の間のそれぞれにおける１つの抵抗インピーダンスによって表すことができる構成をカバーし、抵抗は使用される特性インピーダンスに等しい（抵抗電力スプリッタ）。この構成は、図１及び図２に示されている。
【００１１】
しかしながら、本発明によれば、出力側において整合しており、出力間に高度の絶縁を有する電力スプリッタ（ｓ_２２≒０、ｓ_３３≒０、｜ｓ_２３｜＜＜｜ｓ_２１／ｓ_３１｜及び｜ｓ_３２｜＜＜｜ｓ_３１／ｓ_２１｜）にも適用することが可能であり、その理由として、この場合においては、１つの出力の接続に起因する反射波が同じ出力に反射されることがなく、また、別の出力に伝達されることもないことから、結果として抽出される電力の比が一定にとどまることが挙げられる。このタイプの電力スプリッタのグループは、中でも、いわゆるウィルキンソン・ディバイダ（Ｗｅｂｂ，Ｒ．Ｃ．：Ｐｏｗｅｒ Ｄｉｖｉｄｅｒ／Ｃｏｍｂｉｎｅｒｓ：Ｓｍａｌｌ Ｓｉｚｅ，Ｂｉｇ Ｓｐｅｃｓ；Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｓ，１９８１年１１月６７〜７４頁）をカバーする。
【００１２】
本発明に従って適用できないものは、その低周波等価回路が、スター・ポイントから放射状に広がる３つの等しく大きな抵抗を示す抵抗性電力スプリッタであり、その抵抗が特性インピーダンスの３分の１に等しいものである。このタイプの場合には、１つの出力の接続に起因する反射波は、同じ出力に反射されないが、別の出力に伝達され（ｓ_２２≒０、ｓ_３３≒０、｜ｓ_２３｜≒０．２５及び｜ｓ_３２｜≒０．２５）、そのことが直接、電力分割における非対称性をもたらす。一方、不整合が周波数に依存することから、２つの出力電力の同期が可能となり得ない。
【００１３】
第１の電力スプリッタの２つの出力から、適切に寸法設定されたアッテネータを介して、電力レンジが相応じてスタガされた２つのセンサ・ブランチに給電することが可能である。しかしながら、本発明に従ったバージョンにおける２つの出力の間に追加の電力スプリッタを備えることも可能であり、それにより合計４つのセンサ・ブランチのための３つの出力が用意され、より細かい電力レンジの分割が可能になる（図２）。
【００１４】
本発明に従った電力センサにおいては、ディテクタ内に個別のダイオードを使用せず、直列に接続された複数のダイオードを使用する方がむしろ有利であり、それによって変調された信号を測定するための個別のセンサ・ブランチのダイナミック・レンジを増加することができる。これに関連するものが、電力センサの上側測定限界におけるスペアのドライビング・キャパシティ内の利得であり、下側測定限界における感度の比較的軽微な低下の代償としてそれが得られる。単一ダイオードを伴うＣＷセンサに関する−７０ｄＢｍから＋２０ｄＢｍまでの電力レンジに基づくと、それぞれの場合における２つのダイオードの直列接続は、センサの下側測定限界を３ｄＢ（２分された感度）しか上昇させないが、スペアのドライビング・キャパシティは、６ｄＢ（ダイオードごとに２分される入力電圧）の増加をもたらす。３ダイオードの直列接続を用いると、５ｄＢの下側測定限界のシフト及び１０ｄＢの上側測定限界のシフトが期待され、１０個のダイオードの直列接続に至っては、複数のセンサ・ブランチを伴う周知のソリューションの、−６０ｄＢｍの測定限界に到達する。
【００１５】
個別のセンサ・ブランチのダイナミック・レンジを増加するために、直列接続のダイオードに代えて、出願人の会社の特許出願第１９９ １３ ３３８号（内部ファイル参照番号Ｐ２２１３１）に従った回路を使用することも可能である。
【００１６】
また、同時にすべてのセンサ・ブランチの出力信号を評価すること及び２つの隣接するセンサ・ブランチ両方の出力信号から、それらのブランチのオーバーラップしているレンジ内における測定結果を獲得することも別の利点として挙げられる。これらのセンサ・ブランチの整流器から獲得される出力電圧の同時取り込み並びにその後の並行処理は、好ましくは出願人の会社の特許出願第１９９ ５５ ３４２．４号（内部ファイル参照番号Ｐ２３０６４）に従った構成を用いて行われ、ダイオード整流器の出力電圧がディジタル値に変換され、これらのディジタル値のそれぞれが、即ち、ダイオード整流器の少なくとも１つのドライブ・レベルから導かれた比を有する重み付け係数を用いて重み付けされる。共通の量子化単位にスケーリングされた後、この方法に従って重み付けが行われたディジタル値が合計されて、実際のディジタル測定値となり、その後評価が行われる。２つのセンサ・ブランチの間のオーバーラップしているレンジにおいては、両方の整流器の出力信号から測定結果が獲得され、その結果、測定レンジ境界のｒｍｓ値整流作用の間に、ノイズ又はエラーに起因する効果が平均化される。したがって、全体として測定の不正確度は非常に小さく、切り替え時に必要となるヒステリシスが使用されないことから、オーバーラップ・レンジ内においてさえも高い再現性が保証される。また、レンジの変更が不要になることから、高い測定レートも達成される。
【００１７】
以下、概略図を補助とする例示の実施態様を参照して本発明を詳細に説明する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、３つのセンサ・ブランチＡ、Ｂ及びＣからなる電力センサのブロック図を示している。入力Ｅに供給される入力信号は、グラウンドとの関係から表され、その電力が測定対象となるが、まず、空間的にオフセットされているディテクタ４及び５からなる第１のセンサ・ブランチＡの入力に直接供給され、この第１のセンサ・ブランチＡでは、例えば、−７０ｄＢｍから−１６ｄＢｍまでの低電力測定レンジにおける信号電力の測定が行われる。２つのディテクタ４及び５の間には、ライン１が配置されており、その寸法は、電力センサの最も高い測定周波数において、実質的にλ／４（λ＝波長）の長さを有するように設定されている。このラインに関連づけされる伝播時間の差のために、入射波及び反射波に関しては、２つのディテクタの出力信号の合計として測定電圧タップ２４、２５においてタップされる差電圧が、その後に続く電力スプリッタ１１の整合と実質的に無関係となり、したがって周波数レンジ全域にわたって入力電力との比例関係が維持される。λ／４ラインによってもたらされる伝播時間における差に起因して、更にディテクタ４及び５によって生成される反射が補償され、その結果、少なくとも上側動作周波数レンジでは、入力Ｅにおける整合に意味のある向上が達成される。
【００１９】
２つの測定電圧タップに代えて、３若しくはそれを超える数のタップを使用することも可能であり、それらの間に接続されるライン・セクションの適切な寸法設定を行うことにより、最も影響を受けやすいセンサ・ブランチにおける電力測定に関して、電力スプリッタ１１の整合に対する更に大きな非依存性が得られる。
【００２０】
第１のセンサ・ブランチを通過した後、測定予定の信号電力が抵抗電力スプリッタ１１に直接供給されるが、これは、ｓ_２２＝ｓ_３２及びｓ_３３＝ｓ_２３とするｓパラメータによって特徴づけされ、したがって出力側に不整合がある場合であっても入力電力の対称な分割が可能になる。電力スプリッタ１１によって生成される大きさが等しい信号電力成分が２つの並列センサ・ブランチＢ及びＣに供給される。これら２つのセンサ・ブランチＢ及びＣには、２とおりの異なる寸法設定がなされた減衰段１２及び１３、１６が備わり、それらは２つのディテクタ６、７及び８、９がそれぞれ入力電力の異なる測定レンジに関してドライブされるように寸法設定される。これらの測定レンジにおいては、それぞれ測定タップ２６、２７及び２８、２９からタップが可能な差の出力電圧が、入力Ｅに供給された信号電力に比例する。センサ・ブランチＢのアッテネータ１２は、例えば、−２２から＋４ｄＢｍまでの入力電力レンジがディテクタ６、７によってカバーされるように寸法設定され、ディテクタ８、９を含むセンサ・ブランチＣのアッテネータ１３、１６は、このブランチによって−２から＋２０ｄＢｍまでの電力レンジがカバーされるように寸法設定される。したがって、入力側のセンサ・ブランチＡとともに、これら３つの同時に作用するセンサ・ブランチによって、全体としてより大きなダイナミック・レンジが獲得される。一方、このようにして構成される２つの追加のセンサ・ブランチＢ及びＣの、個別のディテクタ６、７及び８、９の間においては、ライン３８及び３９を挿入することが可能であり、それがアッテネータの出力における不整合を抑え、したがって周波数の関数となる望ましくない減衰の変化を抑える。ライン１、１４、３８及び３９は、それぞれの特性インピーダンスによって終端されており、ライン１は、電力スプリッタ１１の入力インピーダンスによって終端され、ライン１４はアッテネータ１６の入力インピーダンスによって終端され、ライン３８及び３９は、追加の終端抵抗３０、３１によって終端される。
【００２１】
センサ・ブランチＣのための減衰は、２つの減衰段１３、１６において行われ、好ましくはアッテネータ１３をアッテネータ１２と同一に選択する。これは、これらのアッテネータの出力に至るまでの配置の対称性を保持し、更に必要なことが、アッテネータ１６が、減衰に関して低周波応答を有することの保証だけとなる。センサ・ブランチＣに関して２つの減衰段を伴う構成は、更に、測定入力Ｅからこのセンサ・ブランチがより良好に分離されるという利点を有している。センサ・ブランチＣに関するすべての減衰がアッテネータ１３だけにおいて行われるとすれば、このアッテネータの出力が、測定入力に対して４０ｄＢの減衰を受けたレベルを運ぶことになり、電力スプリッタとの空間的近接から、ライン１４を延ばすことによっても抑えることができない周波数依存のクロストークを伴うことになる。つまりライン１４は、測定入力からのクロストークが無視できる充分な大きさのレベルを運び、その結果、測定入力Ｅからセンサ・ブランチＣを充分に離して配置できるような態様でライン１４の長さを設定することができる。最後に付け加えれば、それぞれが２０ｄＢ台の２つの減衰値は、４０ｄＢ台の単一の減衰値より容易に生成することが可能である。
【００２２】
ディテクタを伴う３つのセンサ・ブランチは、容量性、誘導性、若しくは容量性／誘導性が組み合わされた結合エレメントを用いることなく、入力Ｅ及びアッテネータ１２、１６と直接的に接続される。
【００２３】
電力スプリッタ、アッテネータ及び関連する接続ラインといった電力センサのすべての回路コンポーネントは、無線周波数の技術的見地から構成される。各電力スプリッタ１１が２つの５０Ωの抵抗からそれぞれ構成される（５０Ωライン・システム用）だけでなく、それに伴う分散キャパシタンス並びにインダクタンスが、動作周波数レンジ全域にわたって、この種の電力スプリッタに関する特性値をｓパラメータが有するように、互いに比例して選択される。このことは、最小発生波長相当の回路寸法を用いるとき、構成のジオメトリという意味において非常に明細な要件に適合する必要があることを意味しており、また、同様の考え方がアッテネータ及び終端抵抗３０、３１をはじめ、給電ライン及びλ／４接続ライン１、３８及び３９に対しても当てはまる。共面回路テクノロジに従って全体の回路を構成することは、信号導体と同一平面内に回路のアースが置かれるという利点を有し、特にシンプル、且つ、経済的な全体構成を可能にする。
【００２４】
また、共面回路テクノロジに従った回路の構成は、ダイオード整流器の充電キャパシタンス３２〜３７に薄膜キャパシタを使用することを可能にする。薄膜キャパシタは、高さに関して極めて小さい寸法を有するキャパシタであり、その下側電極が共面ラインのアース表面の一部によって構成され、その上に薄い誘電体（約１μｍの厚さの窒化ケイ素、一酸化ケイ素）が重ねられ、更にその上にカバー電極が備えられる。この種の薄膜キャパシタの大きな利点は、カバー電極が実質的にアース表面及び信号ラインと同一の平面に置かれることであり、したがって、いわゆるバンプ接触表面に実装されるコンポーネントを、１つの平面内にマウントすることが可能になる。この種のバンプは、非常に低い接続インダクタンスを可能にし、したがって整流器の、より良好な無線周波数応答を可能にする。更に、実質的にアース電位となり、アース表面を伴う１つの平面内に置かれるカバー電極は、隣接するライン構造の電界に関してわずかな摂動しか示さない。
【００２５】
使用される整流器の出力電圧と入力電力の間における比例の範囲を、２次特性応答領域を超えて拡大するためには、それ自体は周知の方法において直列に同一方向に接続された複数のダイオードを、単一のダイオード４、５、６、７、８及び９に代えて備えると好都合であり、その場合には、その種の直列接続されたダイオードが、既に、例えば、測定ダイナミクスにおいて５ｄＢの利得を可能にしており、また、それに代えて出願人の会社の特許出願第１９９ １３ ３３８号（内部ファイル参照番号Ｐ２２１３１）に従って整流器を設計し、且つ、寸法設定することも好都合であり、これは利得が約１０ｄＢになることを意味する。
【００２６】
図２に従って、複数の電力スプリッタを後方に配置してカスケード構成にすれば、電力測定レンジを更に細かく細分することが可能になる。カスケード接続された２つの電力スプリッタ１１及び電力スプリッタ４１によって、合計で４つのセンサ・ブランチＡ、Ｂ、Ｃ及びＤが提供され、そのうちブランチＡ、Ｂ及びＣは、図１に従ったものに対応する。アッテネータ４０を介して第１の電力スプリッタ１１の１つのブランチから電力の一部が供給される第２の電力スプリッタ４１によって、その電力がセンサ・ブランチＣと、第４のセンサ・ブランチＤの間において分割されるが、この第４のセンサ・ブランチＤは、アッテネータ４２、ディテクタ４４、４７、それらの間に配置される遅延ライン４６及び関連づけされた終端抵抗５０を有し、その測定出力４３、４８が共通ディジタル評価装置に接続される。このようにして備えられる４つのセンサ・ブランチは、それらの使用可能な電力レンジという意味において、より細かくスタガされ、それがオーバーラップ・レンジにおけるより良好な信号対ノイズ比をもたらし、したがって同様により低い測定の不正確度、或いは、より高い測定レートを導く。合計して３つになる追加のアッテネータ１３、４０及び４２は、必ずしも３つすべてが必須というわけではなく、構成上適切であれば、実際にこれらのアッテネータのうちの１つを省略してもよい。
【００２７】
センサ・ブランチの数を増加する方法の別の可能性としては、図２において、合計して５つのセンサ・ブランチが提供されるように、別の電力スプリッタによってセンサ・ブランチＢを更に２つに分割すること、或いは、電力スプリッタ４１とカスケード構成される別の電力スプリッタによって、既に細分されている一方のセンサ・ブランチＣ又はＤを、更に複数の個別のセンサ・ブランチに分割することが挙げられる。このようにして任意の多数のセンサ・ブランチを作ることが可能であるが、それによって達成される利得と、より高くなる回路コスト及び可能性として考えられる同期の問題を比較考量する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従った電力センサの一実施態様を示したブロック図
【図２】本発明に従った電力センサの別の実施態様を示したブロック図
【符号の説明】
１、１４、３８、３９　ライン
４、　５、　６、　７、　８、　９、４４、４７　ディテクタ（ダイオード）
１１　電力スプリッタ
１２、１３、１６、４０、４２　アッテネータ
２４、２５　測定電圧タップ
２６、２７、２８、２９　測定タップ
３０、３１　終端抵抗
３２〜３７　充電キャパシタンス
４１　電力スプリッタ
４３、４８　測定出力
４６　遅延ライン
５０　終端抵抗
Ａ、　Ｂ、　Ｃ、　Ｄ　センサ・ブランチ
Ｅ　入力

Claims (15)

1. 大きなダイナミック・レンジにわたって、変調済み若しくは無変調の無線周波数信号又はマイクロ波信号の平均電力を測定するための電力センサにおいて、
   被測定信号電力が、
   ａ）低い電力測定レンジ（−７０〜−１６ｄＢｍ）における信号電力を測定するための第１のセンサ・ブランチ（Ａ）に送られ、
   前記ブランチは、
   ｂ）入力（Ｅ）とその後に続く電力スプリッタ（１１）の間の接続ライン（１）上の相互に空間的に離隔された複数の測定ポイントを有し、且つ、
   ｃ）同時に被測定信号電力が、少なくとも２つの更なる異なる電力測定レンジ（−２２〜＋４ｄＢｍ及び−２〜＋２０ｄＢｍ）における信号電力を測定するために、この電力スプリッタ（１１）を介して、実質的に出力電力の負荷非依存同期応答を伴って、少なくとも２つの更なるセンサ・ブランチ（Ｂ，Ｃ及び／又はＤ）に、アッテネータ（１２，１３，１６，４２）を介して供給されるという特徴の組み合わせによって特徴づけされる電力センサ。
2. 前記被測定信号電力が、前記特徴（ｃ）によって、中間の電力測定レンジ及び高い測定レンジにおいて前記信号電力を測定するために、電力スプリッタ（１１）を介して２つの別のセンサ・ブランチ（Ｂ，Ｃ）に供給され、且つ、測定されることを特徴とする請求項１記載の電力センサ（図１）。
3. 前記被測定信号電力が、前記特徴（ｃ）によって、更なる３つの異なる電力測定レンジにおいて前記信号電力を測定するために、カスケードに接続された２つの電力スプリッタ（１１，４１）を介して、実質的に出力電力の負荷非依存同期応答を伴って、３つの更なるセンサ・ブランチ（Ｂ，Ｃ及びＤ）に、アッテネータ（１２，１３，１６）を介して供給され、且つ、測定されることを特徴とする請求項１記載の電力センサ（図２）。
4. 前記電力スプリッタ（１１，４１）として、ｓ_２２＝ｓ_３２及びｓ_３３＝ｓ_２３を伴う抵抗電力スプリッタが使用されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力センサ。
5. 少なくとも第１のセンサ・ブランチ（Ａ）が、最高発生周波数の波長の約４分の１の離隔で２つの測定ポイントを包含することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電力センサ。
6. 前記センサ・ブランチが、それぞれダイオード整流器を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の電力センサ。
7. 前記ダイオード整流器の少なくとも１つが、２方向整流器（４，５；６，７；８，９；４４，４７）として設計されていることを特徴とする請求項６記載の電力センサ。
8. それぞれの特性インピーダンスによってそれぞれが終端された遅延ライン（３８，３９，４６）が、前記更なるセンサ・ブランチ（Ｂ，Ｃ，Ｄ）内の前記両方向整流器の２つの整流器ブランチの間に備えられることを特徴とする請求項７記載の電力センサ。
9. 前記ダイオード整流器の少なくとも１つが、特許出願第１９９ １３ ３３８．７号（内部ファイル参照番号Ｐ２２１３１）に従って設計されることを特徴とする請求項６乃至８のいずれかに記載の電力センサ。
10. 前記ダイオード整流器の少なくとも１つが、複数の、好ましくは３つの同一方向に配置されるダイオードの直列接続からなることを特徴とする、先行する請求項６乃至９のいずれかに記載の電力センサ。
11. 前記信号入力及び前記測定ブランチの少なくとも１つが、共面ライン・テクノロジに従って設計されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の電力センサ。
12. 共面ライン・テクノロジに従って具体化される前記測定ブランチの充電キャパシタンスが、薄膜キャパシタとして設計されることを特徴とする請求項１１記載の電力センサ。
13. 前記測定ブランチの前記ダイオード整流器の出力信号が、更に特許出願第１９９ ５５ ３４２．４号（内部ファイル参照番号Ｐ２３０６４）に従ったディジタル評価回路内において処理されることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の電力センサ。
14. 測定結果がディジタル形式で出力されることを特徴とする請求項１３記載の電力センサ。
15. すべてのコンポーネントが測定ヘッド内に組み込まれることを特徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載の電力センサ。

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