DE102014109003B4

DE102014109003B4 - Schaltkreis und Verfahren für einen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk

Info

Publication number: DE102014109003B4
Application number: DE102014109003.9A
Authority: DE
Inventors: Winfried Bakalski; Valentyn Solomko
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2013-06-28
Filing date: 2014-06-26
Publication date: 2018-04-12
Anticipated expiration: 2034-06-27
Also published as: KR101698240B1; US20150002146A1; US9535140B2; CN104251939B; DE102014109003A1; CN104251939A; KR20150002524A

Abstract

Schaltkreis (1, 800), der folgendes umfasst: einen magnetischen Transformator, der eine erste Wicklung umfasst, die zwischen einem ersten Signal-Knoten (2) und einem zweiten Signal-Knoten (3) angeschlossen ist, und eine zweite Wicklung, die zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossen ist; und ein zwischen dem zweiten Knoten (3) und einem Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenes Phasenschieber-Netzwerk, wobei der Schaltkreis (1, 800) derart ausgebildet ist, dass ein Zustand mit angepasster Impedanz auf Basis einer Amplitudendifferenz und einer Phasendifferenz zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten (4) und dem Strommessungs-Knoten (5, 6) angezeigt wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine elektronische Vorrichtung, und insbesondere auf ein System und ein Verfahren für einen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Richtkoppler, elektronische Vorrichtungen, die eine in einer bestimmten Richtung übertragene Leistung erfassen können, werden in einem weiten Bereich von Radiofrequenz(RF)-Schaltkreisen verwendet. Zum Beispiel kann ein Richtkoppler in einem Radar-System verwendet werden, um eine rücklaufende Welle durch Trennen der einlaufenden Welle von der rücklaufenden Welle zu erfassen, oder er kann in einem Schaltkreis verwendet werden, der die Impedanz-Fehlanpassung von Übertragungsleitungen misst. Funktional hat ein Richtkoppler einen Vorwärts-Übertragungsweg und einen gekoppelten Übertragungsweg. Der Vorwärts-Übertragungsweg hat allgemein einen geringen Verlust, während der gekoppelte Übertragungsweg den Anteil der Übertragungsleistung auskoppelt, der sich in einer bestimmten Richtung ausbreitet. Es gibt viele unterschiedliche Arten von Kopplerarchitekturen, einschließlich elektromagnetischen und magnetischen Kopplern. Jede dieser Kopplerarten kann mit unterschiedlichen Topologien und Materialien realisiert werden, je nach der Betriebsfrequenz und der Betriebsumgebung.
Zum Beispiel kann ein Richtkoppler unter Verwendung von Streifenleiter-Strukturen auf einer gedruckten Leiterplatte (LP) oder von Transformatoren realisiert werden. In einigen Streifenleiter-Anordnungen können verschiedene Schaltkreiselemente die Größe einer Viertelwellenlänge des speziellen zu messenden Signals haben. Bei Anwendungen, die mit Frequenzen zwischen 500 MHz und 3 GHz arbeiten, was den Frequenzbereich abdeckt, in dem viele mobile Telefone arbeiten, wird der Aufbau von Streifenleiter-Richtkopplern auf einem integrierten Schaltkreis zu einer Herausforderung, da die Wellenlängen bei diesen Frequenzen viel größer als die relevanten Größen auf dem integrierten Schaltkreis sind. Richtkoppler auf magnetischer Basis mit geringem Verlust sind in diesem Frequenzbereich wegen Transformatorverlusten und Störungen ebenfalls schwierig aufzubauen.
DE 690 23 417 T2 lehrt ein Verfahren und ein Anpassungsnetzwerk zur Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes, umin einem System die Ausgangsimpedanz eines Leistungsgenerators auf die Eingangsimpedanz einer Lastanzupassen, wobei der Leistungsgenerator eine Ausgangsimpedanz und die Last eine Eingangsimpedanz aufweist, wobei das Anpassungsnetzwerk ein erstes einstellbares Impedanzelement und ein zweites einstellbares Impedanzelement aufweist,
WO 95/17683 A1 lehrt eine Vorrichtung zur automatischen Impedanzanpassung einer HF-Sende oder Empfangseinrichtung in einer Anlage zur Kernspintomographie und Verfahren zum Betrieb der Vorrichtung. Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung einer Kernspintomographieanlage zur automatischen Impedanzanpassung einer Hochfrequenz(HF)-Sende- oder Empfangseinrichtung an eine angekoppelte Sende bzw. Empfangsantenne über eine variable Anpaßschaltung, die ein Anpaßnetzwerk mit zwei damit verbundenen, einstellbaren Stellelementen enthält.
US 5 585 766 A lehrt ein Plasma-Verarbeitungssystem zur Verwendung bei der Herstellung von elektronischen Vorrichtungen einschließlich eines RF-Generator, eine Prozesskammer mit einer elektrischen Last, die ein Plasma in der Kammer erzeugt, wenn sie durch den HF-Generator gespeist wird, ein elektronisch abstimmbare Anpassungsnetzwerk zwischen dem RF-Generator und der elektrischen Last der Prozesskammer verbunden ist, wobei während des Betriebs das Anpassungsnetzwerk Energie von dem RF-Generator in das Plasma koppelt innerhalb der Prozeßkammer, und eine Steuerschaltung mit dem Anpassungsnetzwerk gekoppelt ist, wobei während des Betriebs die Steuerschaltung elektronisch das Anpassungsnetzwerk anpasst, so dass eine Übertragung von Leistung von dem HF-Generator in das Plasma in der Prozesskammer gesteuert wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es besteht ein Bedarf an einem verbesserten Konzept für einen Schaltkreis, für ein Verfahren zum Betreiben eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises und für einen Halbleiter-Schaltkreis. Ein derartiger Bedarf kann durch den Gegenstand der Ansprüche erfüllt werden.
Einige Ausführungsformen beziehen sich auf einen Schaltkreis, umfassend einen magnetischen Transformator mit einer zwischen einem ersten Signal-Knoten und einem zweiten Signal-Knoten angeschlossenen ersten Wicklung und einer zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Wicklung und ein zwischen dem zweiten Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenes Phasenschieber-Netzwerk, wobei der Schaltkreis derart ausgebildet ist, dass ein Zustand mit angepasster Impedanz auf Basis einer Amplitudendifferenz und einer Phasendifferenz zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Strommessungs-Knoten angezeigt wird.
Optional ist der erste Signal-Knoten derart ausgebildet, dass er an eine Radiofrequenz-Signalquelle angeschlossen ist; und der zweite Signal-Knoten ist derart ausgebildet, dass er an eine Radiofrequenz-Last angeschlossen ist.
Ferner optional umfasst der Schaltkreis die Radiofrequenz-Signalquelle und die Radiofrequenz-Last.
Optional ist das Phasenschieber-Netzwerk über einen Verbindungsabgriff an der ersten Wicklung an den zweiten Signal-Knoten angeschlossen.
Entsprechend einem Aspekt ist das Phasenschieber-Netzwerk derart ausgebildet, dass es eine Phasenverschiebung um 90° liefert.
Optional umfasst das Phasenschieber-Netzwerk einen zwischen dem zweiten Signal-Knoten und dem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen Kondensator und einen zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und einem zweiten Referenz-Knoten angeschlossenen Widerstand.
Ferner optional liegen der erste Referenz-Knoten und der zweite Referenz-Knoten an Masse.
Optional umfasst der Schaltkreis ferner einen an den Spannungsmessungs-Knoten und den Strommessungs-Knoten angeschlossenen Detektor-Schaltkreis.
Ferner optional umfasst der Detektor-Schaltkreis einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Spannungsmessungs-Knoten und den Strommessungs-Knoten angeschlossenen Eingang.
Gemäß einem Aspekt umfasst der Detektor-Schaltkreis eine zwischen dem Strommessungs-Knoten und einem Mess-Knoten angeschlossene erste Impedanz und eine zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Mess-Knoten angeschlossene zweite Impedanz.
Optional umfasst der Schaltkreis ferner einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Mess-Knoten angeschlossenen Eingang.
Ferner optional umfasst die erste Impedanz einen ersten Widerstand, und die zweite Impedanz umfasst einen zweiten Widerstand.
Ferner optional umfasst die erste Impedanz einen ersten Kondensator, und die zweite Impedanz umfasst einen zweiten Kondensator.
Entsprechend einem Aspekt ist der Detektor-Schaltkreis derart ausgebildet, dass eine Impedanzanpassung zwischen einer an den ersten Knoten angeschlossenen Referenz-Impedanz und einer an den zweiten Knoten angeschlossenen Last-Impedanz angezeigt wird, wenn ein Ausgang des Radiofrequenz-Leistungsdetektors einen minimalen Leistungswert anzeigt.
Gemäß einem weiteren Aspekt umfasst der Detektor-Schaltkreis einen an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen ersten Radiofrequenz-Leistungsdetektor, einen an den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Radiofrequenz-Leistungsdetektor und eine Mischerschaltung mit einem an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen ersten Eingang und einem an den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Eingang.
Optional umfasst der Schaltkreis ferner eine kapazitive Teilerschaltung mit einem an den ersten Signal-Knoten angeschlossenen Eingang, einen an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen ersten Radiofrequenz-Leistungsdetektor, einen an den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Radiofrequenz-Leistungsdetektor und eine Mischerschaltung mit einem an einen Ausgang des kapazitiven Teilerschaltungs-Netzwerks angeschlossenen ersten Eingang und einem an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Eingang.
Einige Ausführungsformen beziehen sich auf ein Verfahren zum Betreiben eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises, umfassend einen magnetischen Transformator mit einer zwischen einem ersten Signal-Knoten und einem zweiten Signal-Knoten angeschlossenen ersten Wicklung und einer zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Wicklung und einem zwischen dem Last-Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen Phasenschieber-Netzwerk, wobei das Verfahren das Überwachen der Amplituden des Spannungsmessungs-Knotens und des Strommessungs-Knotens und das Messen einer Reflexion zwischen einer an den ersten Signal-Knoten angeschlossenen ersten Impedanz und einer an den zweiten Signal-Knoten angeschlossenen zweiten Impedanz, auf Basis der Überwachung, umfasst.
Optional umfasst das Verfahren ferner das Bestimmen einer Impedanz-Fehlanpassung auf Basis der gemessenen Reflexion.
Ferner optional, umfasst das Verfahren beim Messen der Reflexion das Addieren eines Signals am Spannungsmessungs-Knoten und eines Signals am Strommessungs-Knoten, um ein Summensignal zu bilden, wobei eine Amplitude des Summensignals proportional zu einem Reflexionskoeffizienten ist, der eine Reflexion von der Last-Impedanz zur Quellen-Impedanz beschreibt.
Optional umfasst das Verfahren ferner das Messen der Amplitude des Summensignals mit einem Leistungsdetektor.
Ferner optional umfasst das Verfahren das Messen einer Amplitude des Strommessungs-Knotens mit einem ersten Leistungsdetektor und das Messen einer Amplitude des Spannungsmessungs-Knotens mit einem zweiten Leistungsdetektor.
Entsprechend einem Aspekt umfasst das Verfahren ferner das Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen dem Strommessungs-Knoten und dem Spannungsmessungs-Knoten.
Optional umfasst das Bestimmen der Phasendifferenz das Verwenden eines Phasendetektors, dessen Eingänge an den Strommessungs-Knoten und den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossen sind.
Entsprechend einem Aspekt umfasst das Verfahren ferner das Messen einer Welle in einer ersten Richtung, wobei ein Signal am Spannungsmessungs-Knoten und ein Signal am Strommessungs-Knoten addiert werden, um ein Summensignal zu bilden, und das Messen einer Welle in einer zweiten Richtung, wobei ein Signal am Strommessungs-Knoten von einem Signal am Spannungsmessungs-Knoten subtrahiert wird, um ein Differenzsignal zu bilden.
Einige Ausführungsformen beziehen sich auf einen Halbleiter-Schaltkreis, umfassend ein Halbleiter-Substrat, einen magnetischen Transformator, umfassend eine primäre metallische Leiterbahn auf dem Halbleiter-Substrat, wobei ein erstes Ende der primären metallischen Leiterbahn derart ausgebildet ist, dass es an eine Referenz-Impedanz angeschlossen ist, und ein zweites Ende der primären metallischen Leiterbahn derart ausgebildet ist, dass es an eine Last-Impedanz angeschlossen ist, und eine sekundäre metallische Leiterbahn benachbart zu der primären metallischen Leiterbahn, wobei ein erstes Ende der sekundären metallischen Leiterbahn derart ausgebildet ist, dass es an einen ersten Referenzspannungs-Knoten angeschlossen ist, und ein zweiten Ende derart ausgebildet ist, dass es an einen Strommessungs-Knoten angeschlossen ist, und ein Phasenschieber-Netzwerk mit einem an das zweite Ende der ersten metallischen Leiterbahn angeschlossenen ersten Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten.
Optional umfasst das Phasenschieber-Netzwerk einen zwischen der zweiten der primären metallischen Leiterbahn und dem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen Kondensator und einen zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und einem zweiten Referenzspannungs-Knoten angeschlossenen Widerstand.
Ferner optional umfasst der Kondensator einen kapazitiv an die primäre metallische Leiterbahn angeschlossenen metallisierten Bereich, und der Widerstand umfasst einen Metall-Widerstand. Optional umfasst der Halbleiter-Schaltkreis ferner einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Spannungsmessungs-Knoten und den Strommessungs-Knoten angeschlossenen Eingang.
Optional umfasst der Schaltkreis ferner eine zwischen dem Strommessungs-Knoten und einem Mess-Knoten angeschlossene erste Impedanz und eine zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Mess-Knoten angeschlossene zweite Impedanz.
Optional umfasst der Schaltkreis ferner einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Mess-Knoten angeschlossenen Eingang.
Ferner optional umfasst die erste Impedanz einen ersten Widerstand, und die zweite Impedanz umfasst einen zweiten Widerstand.
Ferner optional umfasst die erste Impedanz einen ersten Kondensator, und die zweite Impedanz umfasst einen zweiten Kondensator.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Schaltkreis einen magnetischen Transformator mit einer zwischen einem ersten Signal-Knoten und einem zweiten Signal-Knoten angeschlossenen ersten Wicklung und einer zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Wicklung. Ein Phasenschieber-Netzwerk ist zwischen dem zweiten Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossen, und der Schaltkreis ist derart ausgebildet, dass ein Zustand mit angepasster Impedanz auf Basis einer Amplitudendifferenz und einer Phasendifferenz zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Strommessungs-Knoten angezeigt wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Zwecks eines besseren Verständnisses der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, wobei:
1a–c Ausführungsformen von Koppler-Schaltkreisen zeigen;
2a–b Wellenform-Diagramme entsprechend einer Ausführungsform eines Koppler-Schaltkreises zeigen;
3a–b Ausführungsformen von Schaltkreisen zum Messen der einlaufenden und der rücklaufenden Welle zeigen;
4a–d weitere Ausführungsformen von Schaltkreisen zum Messen der einlaufenden und der rücklaufenden Welle zeigen;
5 eine Realisierung einer Ausführungsform eines Kopplers auf Metallschichten zeigt;
6a–c verschiedene Ausführungsformen von Radiofrequenz-Systemen zeigen;
7a–b Blockdiagramme von Ausführungsformen des Verfahrens zeigen; und
8a–b weitere Ausführungsformen von Schaltkreisen zum Messen der einlaufenden und der rücklaufenden Welle zeigen.
Entsprechende Bezugsziffern und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich allgemein auf entsprechende Teile, falls nicht anders angegeben. Die Figuren sollen die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen deutlich machen und sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht. Um bestimmte Ausführungsformen noch deutlicher zu zeigen, kann ein Buchstabe, der Variationen der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder Prozessschritts anzeigt, der Nummer der Figur folgen.
EINGEHENDE BESCHREIBUNG VON VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Das Herstellen und Verwenden der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen wird weiter unten eingehend diskutiert. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte vorsieht, die in einer großen Vielfalt von spezifischen Kontexten ausgeführt werden können. Die spezifischen diskutierten Ausführungsformen sollen nur beispielhafte Darstellungen geben, wie die Erfindung hergestellt und verwendet werden kann, und schränken den Umfang der Erfindung in keiner Weise ein.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen in einem spezifischen Kontext, einem System und einem Verfahren für einen Richtkoppler beschrieben, der in Radiofrequenz-Schaltkreisen zum Messen der einlaufenden oder der rücklaufenden Leistung verwendet werden kann. Die Erfindung kann auch bei anderen Systemen und Anwendungen eingesetzt werden, einschließlich anderer Schaltkreise, die Radiofrequenz-Messungen ausführen, einschließlich, jedoch nicht auf diese beschränkt, Vorrichtungen, die Impedanz-Fehlanpassungen, Zeitbereichs-Reflektometer (TDR), Mess-Vorrichtungen zur Verwendung bei abstimmbaren Antennen-Anpassschaltkreisen und abstimmbaren Filtern messen und/oder abstimmen.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst eine Impedanz-Messvorrichtung ein Phasenschieber-Netzwerk, das an einen Transformator mit einer primären Wicklung und einer sekundären Wicklung angeschlossen ist. Die primäre Wicklung des Transformators ist in Reihe mit einem Übertragungsweg der Impedanz-Messvorrichtung geschaltet. Die sekundäre Wicklung des Transformators und der Phasenschieber ist mit der Messvorrichtung für die hohe Impedanz verbunden, die die Qualität der Impedanzanpassung und/oder die absolute oder relative Amplitude und/oder Phase eines einlaufenden und/oder rücklaufenden Signals zwischen den Anschlüssen des Übertragungswegs bestimmt.
In einer Ausführungsform werden Informationen über die Amplitude und Phase von Strom und Spannung des Radiofrequenzsignals erhalten und mit einem vorher definierten Wert verglichen, wie z. B., jedoch nicht darauf beschränkt, einer 50 Ω-Impedanz. Die Beziehung zwischen den erhaltenen Amplituden und Phasen von Strom und Spannung der Radiofrequenz zeigt den Betrag der Reflexion im Radiofrequenz-Signalweg und daher die Last-Impedanz an. Zum Beispiel, je kleiner der Betrag der Reflexion ist, desto näher ist die Last-Impedanz zur charakteristischen Impedanz Z₀:
wobei Z_L die Last-Impedanz darstellt, Z₀ die charakteristischen Impedanzen darstellt, welche 50 Ω sein können, und Γ₀ den Reflexionskoeffizienten darstellt. mit einigen Ausführungsformen erzeugt ein magnetischer Transformator eine Spannung proportional zu einem Radiofrequenz-Strom, und ein RC-Netzwerk erzeugt eine Spannung proportional zu einer Radiofrequenz-Spannung. In einigen Ausführungsformen ist der Koppler derart aufgebaut, dass die Amplituden und Phasen der zum Radiofrequenz-Strom proportionalen Spannung und der zur Radiofrequenz-Spannung proportionalen Spannung um 180° außer Phase sind und die gleiche Amplitude haben, wenn keine Reflexion im Signalweg der Radiofrequenz vorhanden ist.
In 1a ist der Koppler 1 eine Vorrichtung mit vier Anschlüssen, wobei die Anschlüsse 2 und 3 die 50 Ω-Anschlüsse für das Radiofrequenzsignal sind und an die beiden Anschlüsse 4 und 5 eine hohe Impedanz angeschlossen ist. Der Koppler 1 umfasst einen Transformator X1 mit einer primären Wicklung Lp, angeschlossen zwischen der Quellen-Impedanz Z_S und der Last-Impedanz Z_L. Ein Phasenschieber-Netzwerk, realisiert durch ein Hochpass-RC-Filter, das einen Widerstand R₁ und einen Kondensator C₁ umfasst, ist an den Anschluss 3 angeschlossen. Mit der Gleichung für einen idealen Transformator, der mit einer hohen Impedanz belastet ist, kann die Spannung am Anschluss 5 ausgedrückt werden als:
wobei L_p und L_s die Eigeninduktivitäten der primären und der sekundären Wicklung des Transformators X1 sind, und k ein Kopplungsfaktor zwischen der primären und der sekundären Wicklung von X1 ist.
Die Spannung V_v am Anschluss 4 kann ausgedrückt werden als:
Wenn die Grenzfrequenz des RC-Netzwerks deutlich über dem Betriebsfrequenz-Bereich des Kopplers liegt, d. h.
kann die Gleichung (2) wie folgt angenähert werden: V_v ≈ jωR₁C₁·V_RF. (4)
In einer Ausführungsform werden die verschiedenen Komponenten und Parameter k, L_P, L_S, R₁ und C₁ so gewählt, dass sie die folgende Bedingung erfüllen:
wobei Z₀ eine Referenz-Impedanz ist. In einigen Ausführungsformen kann Z₀ auf die charakteristische Impedanz des Systems gesetzt werden, welche zum Beispiel 50 Ω sein kann, oder auf eine andere Impedanz. Falls die Last-Impedanz Z_L für das Radiofrequenzsignal am Anschluss 3 gleich der Referenz-Impedanz Z₀ ist, dann folgt aus Gleichungen (1), (4) und (5), dass V_v + V_i = 0 (6a) weil |V_v| = |V_i| und ∠V_v – ∠V_i = 180°. Im Fall einer Impedanz-Fehlanpassung, zum Beispiel wenn Z_L ≠ Z₀, V_v + V_i ≠ 0. (6b)
Die 1b zeigt eine weitere Ausführungsform, in welcher das Phasenschieber-Netzwerk über den Anschluss 2 an die Quellen-Impedanz Z_S angeschlossen ist, und der Transformator X1 über den Anschluss 3 an die Last-Impedanz Z_L angeschlossen ist, und 1c zeigt eine alternative Ausführungsform, in welcher das Phasenschieber-Netzwerk an der ersten Wicklung des Transformators X1 abgegriffen ist.
Die 2a–b enthalten Wellenform-Diagramme, die die Beziehung zwischen Spannungen V_i und V_v unter Bedingungen mit angepasster Impedanz und unter Bedingungen mit fehlangepasster Impedanz mit Bezug auf den Schaltkreis von 1a zeigen. Die 2a zeigt ein Wellenform-Diagramm, das die Beziehung zwischen den gemessenen Eingangs- und Ausgangsströmen und -spannungen einer Ausführungsform eines Kopplers unter angepassten Impedanzbedingungen darstellt. Wie gezeigt, sind der Strom I_RF und die Spannung V_RF in Phase miteinander mit relativen Amplituden, die der folgenden Beziehung entsprechen:
Folglich haben die Spannungen V_i und V_v am Anschluss 5 und am Anschluss 4 jeweils gleiche Amplituden und sind um 180° außer Phase miteinander, derart dass die Summe von V_i und V_v Null ergibt und/oder eine Gleichspannung ist. In einigen Ausführungsformen kann der Knoten am Anschluss 5, der V_i erzeugt, als Strommessungs-Knoten bezeichnet werden, und der Knoten am Anschluss 4, der V_v erzeugt, kann als Spannungsmessungs-Knoten bezeichnet werden.
Die 2b zeigt ein Wellenform-Diagramm, das die Beziehung zwischen den gemessenen Eingangs- und Ausgangsströmen und -spannungen einer Ausführungsform eines Kopplers unter Bedingungen mit fehlangepasster Impedanz zeigt. Wie gezeigt, sind der Strom I_RF und die Spannung V_RF außer Phase miteinander mit relativen Amplituden, die der folgenden Beziehung entsprechen:
Unter dieser Bedingung haben die Spannungen V_i und V_v am Anschluss 5 und am Anschluss 4 jeweils ungleiche Amplituden und sind nicht um 180° außer Phase miteinander. Daher hat die Summe von V_i und V_v eine Wechselspannungs-Komponente. Es wird darauf hingewiesen, dass die Summe von V_i und V_v eine Wechselspannungs-Komponente unter Bedingungen haben kann, in welchen V_i und V_v zwar in Phase miteinander sind, aber ungleiche Amplituden haben, oder unter Bedingungen, in welchen V_i und V_v zwar außer Phase miteinander sind, aber gleiche Amplituden haben. In alternativen Ausführungsformen können die Amplituden und Phasen von V_i und V_v derart bemessen werden, dass eine ungleiche Amplitudenbedingung und/oder eine Außer-Phase-Bedingung eine Bedingung angepasster Impedanz darstellt. Dies könnte zum Beispiel bei Realisierungen auftreten, die Phasenschieber-Netzwerke, die keine Phasenverschiebung um 90° erzeugen, Amplitudenbemessungs-Netzwerke, die ungleiche Amplituden unter angepassten Bedingungen erzeugen, Ausführungsformen, die analoge Phasenschieber-Netzwerke weglassen, verwenden. Derartige Ausführungsformen können wegen der Anwesenheit von Störungen in der Vorrichtung auftreten und/oder können in Situationen resultieren, in denen die Komponenten-Werte und -Parameter eingeschränkt sind und eine Phasenverschiebung um 90° und eine angepasste Amplitude für V_i und V_v unter angepassten Impedanzbedingungen undurchführbar machen. In derartigen Ausführungsformen können die erforderliche Bemessung und die Phasenverschiebung, die zum Bestimmen einer angepassten Impedanzbedingung benötigt werden, während der Nachbearbeitung in der analogen oder digitalen Domäne ausgeführt werden.
Die Ausführungsformen von Kopplern und Schaltkreisen für die Messung der Impedanz-Fehlanpassung können verwendet werden, um die Leistung der einlaufenden und rücklaufenden Radiofrequenz zu überwachen. Wenn in 1 der Anschluss 2 als Eingangs-Anschluss angesehen wird, und der Anschluss 3 ein Übertragungs-Anschluss ist, dann zeigt die Summe der Signale V_v und V_i die rücklaufende Leistung an, so dass die Differenz zwischen V_v und V_i proportional zur einlaufenden Leistung ist. Zum Beispiel:
wobei V + / RF und I + / RF die einlaufende Spannung und der einlaufende Strom sind, V – / RF und I – / RF die rücklaufende Spannung und der rücklaufende Strom sind. Setzt man (7) und (8) in (1) und (4) ein, so ergibt sich:
und V_v ≈ jωR₁C₁·V + / RF + jωR₁C₁·V – / RF. (10)
Entsprechend (5):
Setzt man (11) in (9) ein, so ergibt sich: V_i = –jω·R₁C₁·V + / RF + jω·R₁C₁·V – / RF (12)
Schließlich kann durch Addieren und Subtrahieren der Spannungen, wie in Gleichungen (10) und (12) gezeigt, die rücklaufende und einlaufende Leistung in der Radiofrequenz-Leitung wie folgt überwacht werden: V_v + V_i = 2jω·R₁C₁·V – / RF ⇒ Überwachung rücklaufende Welle V_v – V_i = 2jω·R₁C₁·V + / RF ⇒ Überwachung einlaufende Welle
Falls der Eingangs- und der Übertragungsanschluss des Kopplers gewechselt werden, so dass Anschluss 3 als Eingangs-Anschluss und Anschluss 2 als Übertragungs-Anschluss angesehen wird, dann zeigt die Summe der Signale V_v und V_i die einlaufende Leistung an, und die Differenz zwischen V_v und V_i zeigt die rücklaufende Leistung an.
Die 3a–b zeigen eine Ausführungsform eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises, wobei eine Ausführungsform des Kopplers 1 an Summierblöcke 104 und 106 angeschlossen ist. Der Summierblock 104 ist derart ausgebildet, dass V_i von V_v subtrahiert wird, um ein einlaufendes Wellensignal zu erzeugen, und der Summierblock 106 ist derart ausgebildet, dass V_v zu V_i addiert wird, um ein rücklaufendes Wellensignal zu erzeugen, wobei die Richtung der einlaufenden Welle vom Anschluss 2 zum Anschluss 3 zeigt. Die 3b zeigt den Fall, in welchem die einlaufende Welle vom Anschluss 3 zum Anschluss 2 läuft, in welchem Fall der Summierblock 104 ein Signal proportional zur rücklaufenden Welle erzeugt, und der Summierblock 106 ein Signal proportional zur einlaufenden Welle erzeugt.
Die 4a–d zeigen verschiedene Ausführungsformen von Systemen zur Erfassung von Fehlanpassungen, welche Ausführungsformen von Koppler-Schaltkreisen verwenden. Zum Beispiel zeigt die 4a einen Koppler 1, der über Anschlüsse 5 bzw. 4 an Summierwiderstände R2 bzw. R3 angeschlossen ist. Der Detektor-Schaltkreis 10 der Radiofrequenz-Leistung ist am Knoten V_ref an Widerstände R2 und R3 angeschlossen. In den Ausführungsformen kann der Detektor-Schaltkreis 10 der Radiofrequenz-Leistung unter Verwendung von verschiedenen bekannten Leistungs-Detektor-Schaltkreisen realisiert werden. Zum Beispiel kann der Detektor 10 der Radiofrequenz-Leistung unter Verwendung eines einfachen Dioden-Leistungsdetektors, eines logarithmischen Leistungsdetektors oder anderer Leistungsdetektor-Schaltkreise realisiert werden. In einigen Ausführungsformen kann der Leistungsdetektor-Schaltkreis 10 einen analogen und/oder digitalen Wert erzeugen, der proportional zum Betrag der vom Detektor-Schaltkreis 10 der Radiofrequenz-Leistung erfassten Leistung ist. Die erfasste Leistung kann zum Beispiel proportional zum quadratischen Mittelwert (RMS) der vom Leistungsdetektor 10 erfassten Spannung sein. Alternativ können andere Leistungsmessungen verwendet werden. In einer Ausführungsform ist der vom Leistungsdetektor 10 erfasste Spannungswert Null oder im Wesentlichen nahezu Null in Situationen, in denen die Quellen-Impedanz Z_S an die Last-Impedanz Z_L und/oder die Referenz-Impedanz Z₀ angepasst ist. In einigen Ausführungsformen kann der Leistungsdetektor 10 weggelassen werden, und der Knoten V_ref kann als Richtkoppler-Ausgang für verschiedene Anwendungen verwendet werden.
In einer Ausführungsform kann das Überwachen der einlaufenden Leistung unter Verwendung einer Ausführungsform eines Koppler-Schaltkreises durch eine aktive Schaltung unter Verwendung der Spannungen –V_i und V_v durchgeführt werden. Zum Beispiel umfasst die Ausführungsform von 4b einen Koppler 1, Summierwiderstände R2 bzw. R3 an den Anschlüssen 4 bzw. 6 des Kopplers 1 und einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor 11. Es sollte angemerkt werden, dass die Ausführungsform von 4b ähnlich zu der Ausführungsform von 4a ist, mit der Ausnahme, dass der Ausgang der sekundären Wicklung L_S von einem entgegengesetzten Ende der Wicklung abgeht. Dies erzeugt eine Spannung –V_i, die um 180° außer Phase mit der Spannung V_i ist, und unter angepassten Impedanzbedingungen in Phase mit der Spannung V_v ist. Die Spannungen –V_i und V_v werden an den Widerständen R2 und R3 summiert, was in Wahrheit V_i von V_v subtrahiert. Ein Wert proportional zu der erfassten Leistung der Spannung V_inc wird auf Basis der Amplitude von V_v – V_i abgeleitet.
Eine weitere Ausführungsform des Kopplers in 4c erlaubt die gleichzeitige Erfassung von einlaufender und rücklaufender Leistung. In dieser Ausführungsform hat die sekundäre Wicklung des Transformators X1 einen zentralen Abgriff zu Masse, was die gleichzeitige Generierung von zwei Außer-Phase-Signalen V_i und –V_i an den Anschlüssen 5 und 6 erlaubt. Die Spannung V_i wird mit der Spannung V_v an den Widerständen R2 und R3 aufsummiert, um eine rücklaufende Spannung V_ref zu erhalten, und die Spannung –V_i wird mit der Spannung V_v an den Widerständen R4 und R5 aufsummiert, um die einlaufende Spannung V_inc zu erhalten. Die Amplituden beider Spannungen V_ref und V_inc werden unter Verwendung von Leistungsdetektoren 10 und 11 erfasst.
In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können Summierwiderstände R2, R3, R4 und R5 in den 4a–c unter Verwendung von weiteren Impedanzelementen neben Widerständen realisiert werden. Zum Beispiel können in einigen Ausführungsformen die Kondensatoren C2, C3, C4 und C5 und/oder allgemein komplexe Impedanzen Z2, Z3, Z4 und Z5, die Widerstände, Blindwiderstände und/oder komplexe Impedanzen darstellen, anstelle der Widerstände R2, R3, R4 und R5 eingesetzt werden. In Ausführungsformen unter Verwendung von Kapazitäten kann die Bemessung der Kapazität als ein die Gleichspannung blockierender Kondensator dienen, was die Einstellung des Arbeitspunktes des Radiofrequenz-Leistungsdetektors vereinfachen kann.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Messsystem eine Ausführungsform des Kopplers 1, Leistungsdetektoren 12 und 13 und einen Phasendetektor 14, wie in 4d gezeigt. Die Leistungsdetektoren 12 und 13 erzeugen einen Wert proportional zu einem Strom- und Spannungsanteil des Radiofrequenzsignals, während der Phasendetektor 14 die Phasendifferenz zwischen V_i und V_v erfasst. Unter angepassten Bedingungen sind die Ausgänge beider Detektoren einander gleich, und die Phasendifferenz zwischen den Signalen ist 180°. Der Phasendetektor 14 kann unter Verwendung von bekannten Schaltkreisen und Systemen realisiert werden. Zum Beispiel kann der Phasendetektor 14 unter Verwendung eines Exklusiv-Oder(XOR)-Gatters, einer analogen Mischerschaltung, eines digitalen Verriegelungs-Schaltkreises oder unter Verwendung von anderen bekannten Schaltkreisen und Verfahren realisiert werden.
Die 5 zeigt eine Draufsicht einer Ausführungsform eines Kopplers 500, der zum Beispiel auf Metallschichten eines integrierten Schaltkreises realisiert werden kann. In einer Ausführungsform wird die primäre Wicklung des Transformators X1 unter Verwendung einer metallischen Leiterbahn 20 realisiert, und eine sekundäre Wicklung des Transformators X1 wird unter Verwendung einer metallischen Leiterbahn 21 auf einem Substrat 502 realisiert, welches ein Halbleiter-Substrat sein kann. Im Beispiel von 5 ist die Breite der metallischen Leiterbahn 20 viel größer als die Breite der metallischen Leiterbahn 21, um einen Signalweg mit niedriger Impedanz zwischen den Anschlüssen 2 und 3 zu schaffen. Die metallische Leiterbahn 21 kann viel schmaler als die metallische Leiterbahn 20 sein, da die sekundäre Wicklung mit einer hohen Impedanz belastet ist und keine nennenswerte Ströme führt. Die Kapazität C1 des Phasenschiebers kann zum Beispiel durch Bilden eines Kondensators zwischen der Metallschicht 2, auf welcher die metallische Leiterbahn der primären Wicklung 20 vorgesehen ist, und der Metallschicht 1 des Metallteils 22 realisiert werden. Unter Verwendung der Kapazität zwischen zwei Metallschichten kann eine hohe Durchschlagspannung, zum Beispiel 20 V, aufrechterhalten werden. In Ausführungsformen, die keine hohen Durchschlagspannungen erfordern, können andere Kapazitäts-Strukturen verwendet werden, um den Kondensator C1 zum Beispiel unter Verwendung von Metall-Isolator-Metall(MIM)-Kondensatoren und anderer Strukturen zu realisieren. Der Widerstand R1 wird wie gezeigt unter Verwendung eines Serpentinen-Widerstands 23 auf der Metallschicht 1, der zwischen der Masseverbindung 24 und dem Metallteil 22 angeschlossen ist, realisiert. Alternativ können auch andere im Stand der Technik bekannte Widerstands-Strukturen verwendet werden.
In der gezeigten Ausführungsform von 5 ist die Metallschicht 2 eine obere Schicht aus Metall, und die Metallschicht 1 ist eine untere Metallschicht. Bei Halbleiterprozessen, bei denen die oberen Schichten aus Metall dicker sind als die unteren Schichten aus Metall, können die oberen Schichten aus Metall dazu verwendet werden, einen Weg mit geringerem Widerstand für die metallische Leiterbahn 20 zu schaffen, um einen Koppler mit geringem Verlust zu realisieren. In einigen Ausführungsformen kann der Verlust des Kopplers 500 etwa 0,2 dB oder weniger sein. Alternativ können sich andere Kopplerverluste ergeben, je nach der speziellen Realisierung und den Spezifikationen.
Der Koppler 500 kann an eine oder mehrere Ausführungsformen von Leistungsdetektoren angeschlossen werden, und zwar über die Anschlussverbindung 4, die an die metallische Leiterbahn 22 des Kondensators C1 angeschlossen ist, und über die Anschlussverbindung 5, die an die metallische Leiterbahn 21 angeschlossen ist. Es sollte drauf hingewiesen werden, dass die in 5 gezeigte Ausführungsform nur ein Beispiel von vielen möglichen Realisierungsmöglichkeiten für den Koppler ist. In alternativen Ausführungsformen können andere Geometrien und Topologien verwendet werden. In weiteren Beispielen kann der Koppler 500 auf einer gedruckten Leiterplatte oder einem anderen Substrat realisiert werden. Weiterhin kann eine Ausführungsform des Kopplers unter Verwendung von Metallschichten realisiert werden, die von der Metallschicht 1 und der Metallschicht 2 in anderen Ausführungsformen verschieden sind.
Die 6a zeigt ein Radiofrequenz-System 600 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das System 600 umfasst einen Radiofrequenz-Sendeempfänger 602, der über eine Ausführungsform eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises 604 und eines abstimmbaren Anpassungs-Netzwerks 606 an eine Antenne 612 angeschlossen ist. Der Leistungsmessungs-Ausgang des Reflexionsmessungs-Schaltkreises 604 ist an einen A/D-Wandler 608 angeschlossen, dessen Ausgang an eine Steuerung 610 angeschlossen ist. In einer Ausführungsform stellt die Steuerung 610 das abstimmbare Anpassungs-Netzwerk 606 gemäß dem digitalisierten Ausgang des A/D-Wandlers 608 ein. Wenn der Reflexionsmessungs-Schaltkreis 604 eine Impedanz-Fehlanpassung zwischen dem Radiofrequenz-Sendeempfänger 602 und dem Eingang zu dem abstimmbaren Anpassungs-Netzwerk 606 erfasst, stellt die Steuerung 610 das abstimmbare Anpassungs-Netzwerk 606 so lange ein, bis, in einigen Ausführungsformen, die gemessene Fehlanpassung der Impedanz unter eine vorgegebene Schwelle fällt. In einigen Ausführungsformen kann die Steuerung 610 zum Beispiel unter Verwendung eines Prozessors, eines Mikrocontrollers oder einer geeigneten Systemlogik realisiert werden. Das Radiofrequenz-System 600 kann zum Beispiel am vorderen Ende eines mobilen Telefons, eines WLAN-Sendeempfängers (drahtloses lokales Netzwerk) oder eines anderen Radiofrequenz-Systems realisiert werden. In einigen Ausführungsformen ist das abstimmbare Anpassungs-Netzwerk 606 zwischen dem Radiofrequenz-Sendeempfänger 602 und dem Reflexionsmessungs-Schaltkreis 604 angeschlossen, wie in 6b mit Bezug auf das System 620 gezeigt.
Die 6c zeigt eine Ausführungsform eines Radar-Systems 650 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das System 650 umfasst einen Radar-Sendeempfänger 652, der über eine Ausführungsform eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises 604 an eine Antenne 612 angeschlossen ist. Der Ausgang des Reflexionsmessungs-Schaltkreises 604 ist über einen Analog/Digital-Wandler 608 an eine Steuerung 610 angeschlossen. In einer Ausführungsform misst der Reflexionsmessungs-Schaltkreis 604 ein einlaufendes Signal von der Antenne 612, das einen rücklaufenden Radar-Impuls darstellen kann. Das System 650 kann zum Beispiel für ein Radar-System wie z. B. für Automobile oder andere Annäherungs-Radar-Systeme verwendet werden. Der Reflexionsmessungs-Schaltkreis 604 kann zum Beispiel unter Verwendung der Ausführungsformen der 4c und/oder 4d realisiert werden. Weitere Beispiel für Systeme, die eine Ausführungsform der Reflexionsmessungs-Schaltkreise verwenden, beinhalten eine Leistungsüberwachung bei Speisepunkt-Tunern mit einer PIF-Antenne (planar inverted F antenna).
Es sollte angemerkt werden, dass die in den 6a–c gezeigten Ausführungsformen nur drei Beispiele von vielen Ausführungsformen der Systeme sind, die unter Verwendung von Ausführungsformen von Reflexionsmessungs-Schaltkreisen realisiert werden können.
Die 7a zeigt ein Blockdiagramm 700 eines Verfahrens unter Verwendung einer Ausführungsform des Kopplers. In der Stufe 702 werden die Amplituden von V_v und V_i entsprechend den Ausgängen an den Anschlüssen 4 und 5 in 1a überwacht. Danach wird in der Stufe 704 die Summe von V_v und V_i bestimmt, zum Beispiel unter Verwendung eines resistiven Summierungs-Netzwerks wie in 4a gezeigt. Alternativ kann ein kapazitives Summierungs-Netzwerk und/oder ein Summierungs-Netzwerk mit Impedanzen, die verschiedene reale und/oder reaktive Komponenten haben, verwendet werden. In weiteren Ausführungsformen kann diese Summierung in der digitalen Domäne ausgeführt werden. In der Stufe 706 wird eine Amplitude einer Reflexion zwischen einer Quellen- und einer Last-Impedanz auf Basis der Summe von V_v und V_i bestimmt. In einigen Ausführungsformen ist die Amplitude der Summe von V_v und V_i proportional zur Amplitude der gemessenen Reflexion. Die Summe der Amplituden kann zum Beispiel unter Verwendung eines Radiofrequenz-Leistungsdetektors gemessen werden.
Die 7b zeigt ein Blockdiagramm 720 eines Verfahrens unter Verwendung einer Ausführungsform des Kopplers zum Messen der einlaufenden und rücklaufenden Wellen. In der Stufe 722 werden die Amplituden von V_v und V_i entsprechend den Ausgängen an den Anschlüssen 4 und 5 in 1a überwacht. Danach wird in Stufe 724 die Summe von V_v und V_i bestimmt, zum Beispiel unter Verwendung eines resistiven Summierungs-Netzwerks wie in 4a gezeigt. Die Amplitude der Summe ist proportional zu einer Amplitude einer sich in einer ersten Richtung ausbreitenden Welle. In der Stufe 726 wird die Differenz zwischen V_v und V_i bestimmt, so dass die Amplitude der Differenz proportional zu einer Amplitude einer sich in einer zweiten Richtung entgegengesetzt zur ersten Richtung ausbreitenden Welle ist. Diese Differenz kann zum Beispiel unter Verwendung des mit Bezug auf 4b und 4c beschriebenen Schaltkreises bestimmt werden.
Alternativ kann ein kapazitives Summierungs-Netzwerk und/oder ein Summierungs-Netzwerk mit Impedanzen, die verschiedene reale und/oder reaktive Komponenten haben, verwendet werden. In weiteren Ausführungsformen kann diese Summierung in der digitalen Domäne ausgeführt werden. In der Stufe 706 wird eine Amplitude einer Reflexion zwischen einer Quellen- und einer Last-Impedanz auf Basis der Summe von V_v und V_i bestimmt. In einigen Ausführungsformen ist die Amplitude der Summe von V_v und V_i proportional zur Amplitude der gemessenen Reflexion. Die Summe der Amplituden kann zum Beispiel unter Verwendung eines Radiofrequenz-Leistungsdetektors gemessen werden.
Die 8a zeigt eine Ausführungsform des Kopplers 800, der ähnlich zu dem in 1a gezeigten Koppler ist, unter Hinzufügung einer durch die Kondensatoren C5 und C6 gebildeten kapazitiven Teilerschaltung, die an die primäre Wicklung des Transformators X1 angeschlossen werden kann. In einer Ausführungsform ist V_vQ in Phase mit der Spannung V_RF, so dass die Spannungen V_vQ am Anschluss 5a und V_i am Anschluss 5 unter angepassten Bedingungen eine 90°-Phasendifferenz haben. Die 8b zeigt ein System zur Reflexionsmessung unter Verwendung eines Kopplers 800, eines Phasendetektors 14 und von Radiofrequenz-Leistungsdetektoren 12 und 13. In einer Ausführungsform hat der Ausgang 802 des Phasendetektors 14 unter angepassten Bedingungen einen Wert Null und/oder einen minimalen Wert, der nicht von der Amplitude des Radiofrequenzsignals an den Quellen- oder Last-Anschlüssen des Kopplers 800 abhängt. Somit können in einigen Ausführungsformen angepasste Bedingungen erkannt werden, ohne dass der Effekt der Amplitude der an den Quellen- und Last-Anschlüssen des Kopplers 800 vorhandenen Signale auskalibriert wird.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Schaltkreis einen magnetischen Transformator mit einer zwischen einem ersten Signal-Knoten und einem zweiten Signal-Knoten angeschlossenen ersten Wicklung und einer zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Wicklung. Ein Phasenschieber-Netzwerk ist zwischen dem zweiten Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossen, und der Schaltkreis ist derart ausgebildet, dass ein Zustand mit angepasster Impedanz auf Basis einer Amplitudendifferenz und einer Phasendifferenz zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Strommessungs-Knoten angezeigt wird. Der erste Signal-Knoten kann derart ausgebildet sein, dass er an eine Radiofrequenz-Signalquelle angeschlossen ist, und der zweite Signal-Knoten kann derart ausgebildet sein, dass er an eine Radiofrequenz-Last angeschlossen ist, und in einigen Ausführungsformen umfasst der Schaltkreis die Radiofrequenz-Signalquelle und die Radiofrequenz-Last.
In einer Ausführungsform ist das Phasenschieber-Netzwerk über einen Verbindungsabgriff auf der ersten Wicklung an den zweiten Signal-Knoten angeschlossen, und/oder das Phasenschieber-Netzwerk ist derart ausgebildet, dass es eine Phasenverschiebung um 90° liefert. Das Phasenschieber-Netzwerk kann einen zwischen dem zweiten Signal-Knoten und dem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen Kondensator und einen zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und einem zweiten Referenz-Knoten angeschlossenen Widerstand umfassen. In einigen Ausführungsformen liegen der erste Referenz-Knoten und der zweite Referenz-Knoten an Masse.
In einer Ausführungsform umfasst der Schaltkreis ferner einen an den Spannungsmessungs-Knoten und den Strommessungs-Knoten angeschlossenen Detektor-Schaltkreis. Der Detektor-Schaltkreis kann einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Spannungsmessungs-Knoten und den Strommessungs-Knoten angeschlossenen Eingang umfassen. In einigen Ausführungsformen umfasst der Detektor-Schaltkreis eine zwischen dem Strommessungs-Knoten und einem Mess-Knoten angeschlossene erste Impedanz und eine zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Mess-Knoten angeschlossene zweite Impedanz. Ein Radiofrequenz-Leistungsdetektor kann an den Mess-Knoten angeschlossen sein.
In einer Ausführungsform umfasst die erste Impedanz einen ersten Widerstand, und die zweite Impedanz umfasst einen zweiten Widerstand. Alternativ umfasst die erste Impedanz einen ersten Kondensator, und die zweite Impedanz umfasst einen zweiten Kondensator. Der Detektor-Schaltkreis kann derart ausgebildet sein, dass eine Impedanzanpassung zwischen einer an den ersten Knoten angeschlossenen Referenz-Impedanz und einer an den zweiten Knoten angeschlossenen Last-Impedanz angezeigt wird, wenn ein Ausgang des Radiofrequenz-Leistungsdetektors einen minimalen Leistungswert anzeigt.
In einigen Ausführungsformen umfasst der Detektor-Schaltkreis einen an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen ersten Radiofrequenz-Leistungsdetektor, einen an den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Radiofrequenz-Leistungsdetektor und eine Mischerschaltung mit einem an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen ersten Eingang und einem an den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Eingang. Der Schaltkreis kann ferner eine kapazitive Teilerschaltung mit einem an den ersten Signal-Knoten angeschlossenen Eingang, einen an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen ersten Radiofrequenz-Leistungsdetektor, einen an den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Radiofrequenz-Leistungsdetektor und eine Mischerschaltung mit einem an einen Ausgang des kapazitiven Teilerschaltungs-Netzwerks angeschlossenen ersten Eingang und einem an den Strommessungs-Knoten angeschlossenen zweiten Eingang umfassen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises die Stufen des Überwachens und Messens. Der Reflexionsmessungs-Schaltkreis umfasst einen magnetischen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk. Der magnetische Transformator hat eine zwischen einem ersten Signal-Knoten und einem zweiten Signal-Knoten angeschlossene erste Wicklung und eine zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten angeschlossene zweite Wicklung, und das Phasenschieber-Netzwerk ist zwischen dem Last-Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossen. Die Stufe des Überwachens umfasst das Überwachen der Amplituden des Spannungsmessungs-Knotens und des Strommessungs-Knotens, und die Stufe des Messens umfasst das Messen einer Reflexion zwischen einer an den ersten Signal-Knoten angeschlossenen ersten Impedanz und einer an den zweiten Signal-Knoten angeschlossenen zweiten Impedanz, auf Basis der Überwachung. In einigen Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Bestimmen einer Impedanz-Fehlanpassung auf Basis der gemessenen Reflexion.
Die Stufe des Messens der Reflexion kann das Addieren eines Signals am Spannungsmessungs-Knoten und eines Signals am Strommessungs-Knoten umfassen, um ein Summensignal zu bilden, so dass eine Amplitude des Summensignals proportional zu einem Reflexionskoeffizienten ist, der eine Reflexion von der Last-Impedanz zu der Quellen-Impedanz beschreibt.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner das Messen der Amplitude des Summensignals unter Verwendung eines Leistungsdetektors und kann ferner das Messen einer Amplitude des Strommessungs-Knotens unter Verwendung eines ersten Leistungsdetektors und das Messen einer Amplitude des Spannungsmessungs-Knoten unter Verwendung eines zweiten Leistungsdetektors umfassen. In einigen Ausführungsformen umfasst das Verfahren auch das Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen dem Strommessungs-Knoten und dem Spannungsmessungs-Knoten. Das Bestimmen der Phasendifferenz kann zum Beispiel die Verwendung eines Phasendetektors mit an den Strommessungs-Knoten und den Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen Eingängen umfassen.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner das Messen einer Welle in einer ersten Richtung, was das Addieren eines Signals am Spannungsmessungs-Knoten und eines Signals am Strommessungs-Knoten beinhaltet, um ein Summensignal zu bilden, und das Messen einer Welle in einer zweiten Richtung, was das Subtrahieren eines Signals am Strommessungs-Knoten von einem Signal am Spannungsmessungs-Knoten beinhaltet, um ein Differenzsignal zu bilden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Halbleiter-Schaltkreis ein Halbleiter-Substrat, einen magnetischen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk. Der magnetische Transformator umfasst eine primäre metallische Leiterbahn auf dem Halbleiter-Substrat und eine sekundäre metallische Leiterbahn benachbart zu der primären metallischen Leiterbahn. Ein erstes Ende der primären metallischen Leiterbahn ist derart ausgebildet, dass es an eine Referenz-Impedanz angeschlossen ist, und ein zweites Ende der primären metallischen Leiterbahn ist derart ausgebildet, dass es an eine Last-Impedanz angeschlossen ist, und das erste Ende der sekundären metallischen Leiterbahn ist derart ausgebildet, dass es an einen ersten Referenzspannungs-Knoten angeschlossen ist, und ein zweites Ende ist derart ausgebildet, dass es an einen Strommessungs-Knoten angeschlossen ist. Das Phasenschieber-Netzwerk ist mit einem an das zweite Ende der ersten metallischen Leiterbahn angeschlossenen ersten Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten versehen.
In einer Ausführungsform umfasst das Phasenschieber-Netzwerk einen zwischen der zweiten der primären metallischen Leiterbahn und dem Spannungsmessungs-Knoten angeschlossenen Kondensator und einen zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und einem zweiten Referenzspannungs-Knoten angeschlossenen Widerstand. Der Kondensator kann unter Verwendung eines an die primäre metallische Leiterbahn kapazitiv angeschlossenen metallisierten Bereichs realisiert werden, und der Widerstand kann unter Verwendung eines Metall-Widerstands realisiert werden. In einigen Ausführungsformen umfasst der Halbleiter-Schaltkreis ferner einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Spannungsmessungs-Knoten und den Strommessungs-Knoten angeschlossenen Eingang.
In einer Ausführungsform umfasst der Halbleiter-Schaltkreis auch eine zwischen dem Strommessungs-Knoten und einem Mess-Knoten angeschlossene erste Impedanz und eine zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten und dem Mess-Knoten angeschlossene zweite Impedanz. Die erste Impedanz kann einen ersten Widerstand umfassen, und die zweite Impedanz kann einen zweiten Widerstand umfassen. In einigen Ausführungsformen kann die erste Impedanz einen ersten Kondensator umfassen, und die zweite Impedanz kann einen zweiten Kondensator umfassen. Der Halbleiter-Schaltkreis kann auch einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Mess-Knoten angeschlossenen Eingang umfassen.
Die Vorteile der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind die Fähigkeit, einen Richtkoppler und/oder eine Messvorrichtung für eine Impedanz-Fehlanpassung zu realisieren, wobei eine sehr geringe Einfügedämpfung und ein kleiner Formfaktor erreicht wird, der die Integration auf einem Chip erlaubt, und die Fähigkeit, bei niedrigen Radiofrequenzen zu arbeiten, zum Beispiel zwischen 500 MHz und 3 GHz.
Während diese Erfindung unter Bezug auf anschauliche Ausführungsformen beschrieben wurde, soll diese Beschreibung in keiner Weise in einem einschränkenden Sinn ausgelegt werden. Diverse Änderungen und Kombinationen der Ausführungsformen ebenso wie weitere Ausführungsformen der Erfindung sind für den Fachmann unter Bezugnahme auf die Beschreibung nahe liegend.

Claims

Schaltkreis (1, 800), der folgendes umfasst: einen magnetischen Transformator, der eine erste Wicklung umfasst, die zwischen einem ersten Signal-Knoten (2) und einem zweiten Signal-Knoten (3) angeschlossen ist, und eine zweite Wicklung, die zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossen ist; und ein zwischen dem zweiten Knoten (3) und einem Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenes Phasenschieber-Netzwerk, wobei der Schaltkreis (1, 800) derart ausgebildet ist, dass ein Zustand mit angepasster Impedanz auf Basis einer Amplitudendifferenz und einer Phasendifferenz zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten (4) und dem Strommessungs-Knoten (5, 6) angezeigt wird.
Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei: der erste Signal-Knoten (2) derart ausgebildet ist, dass er an eine Radiofrequenz-Signalquelle angeschlossen ist; und der zweite Signal-Knoten (3) derart ausgebildet ist, dass er an eine Radiofrequenz-Last angeschlossen ist.
Schaltkreis nach Anspruch 2, ferner umfassend die Radiofrequenz-Signalquelle und die Radiofrequenz-Last.
Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Phasenschieber-Netzwerk über einen Verbindungsabgriff an der ersten Wicklung an den zweiten Signal-Knoten (3) angeschlossen ist.
Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Phasenschieber-Netzwerk derart ausgebildet ist, dass es eine Phasenverschiebung um 90° liefert.
Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Phasenschieber-Netzwerk umfasst: einen zwischen dem zweiten Signal-Knoten (3) und dem Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenen Kondensator; und einen zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten (4) und einem zweiten Referenz-Knoten angeschlossenen Widerstand.
Schaltkreis nach Anspruch 6, wobei der erste Referenz-Knoten und der zweite Referenz-Knoten an Masse liegen.
Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend einen an den Spannungsmessungs-Knoten (4) und den Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossenen Detektor-Schaltkreis.
Schaltkreis nach Anspruch 8, wobei der Detektor-Schaltkreis einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor mit einem an den Spannungsmessungs-Knoten (4) und den Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossenen Eingang umfasst.
Schaltkreis nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Detektor-Schaltkreis umfasst: eine zwischen dem Strommessungs-Knoten (5, 6) und einem Mess-Knoten angeschlossene erste Impedanz; und eine zwischen dem Spannungsmessungs-Knoten (4) und dem Mess-Knoten angeschlossene zweite Impedanz.
Schaltkreis nach Anspruch 10, ferner umfassend einen Radiofrequenz-Leistungsdetektor (10, 11, 12, 13) mit einem an den Mess-Knoten angeschlossenen Eingang.
Schaltkreis nach Anspruch 10 oder 11, wobei die erste Impedanz einen ersten Widerstand umfasst, und die zweite Impedanz einen zweiten Widerstand umfasst.
Schaltkreis nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die erste Impedanz einen ersten Kondensator umfasst, und die zweite Impedanz einen zweiten Kondensator umfasst.
Schaltkreis nach einem der Ansprüche 9 bis 13, wobei der Detektor-Schaltkreis derart ausgebildet ist, dass eine Impedanzanpassung zwischen einer an den ersten Knoten (2) angeschlossenen Referenz-Impedanz und einer an den zweiten Knoten (3) angeschlossenen Last-Impedanz angezeigt wird, wenn ein Ausgang des Radiofrequenz-Leistungsdetektors einen minimalen Leistungswert anzeigt.
Schaltkreis nach einem der Ansprüche 8 bis 14, wobei der Detektor-Schaltkreis umfasst: einen an den Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossenen ersten Radiofrequenz-Leistungsdetektor (11, 13); einen an den Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenen zweiten Radiofrequenz-Leistungsdetektor (10, 12); und eine Mischerschaltung (14) mit einem an den Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossenen ersten Eingang und einem an den Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenen zweiten Eingang.
Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine kapazitive Teilerschaltung mit einem an den ersten Signal-Knoten (2) angeschlossenen Eingang; einen an den Strommessungs-Knoten (5) angeschlossenen ersten Radiofrequenz-Leistungsdetektor (13); einen an den Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenen zweiten Radiofrequenz-Leistungsdetektor (12); und eine Mischerschaltung (14) mit einem an einen Ausgang des kapazitiven Teilerschaltungs-Netzwerks angeschlossenen ersten Eingang und einem an den Strommessungs-Knoten (5) angeschlossenen zweiten Eingang.
Verfahren zum Betreiben eines Reflexionsmessungs-Schaltkreises (1, 800), umfassend einen magnetischen Transformator mit einer zwischen einem ersten Signal-Knoten (2) und einem zweiten Signal-Knoten (3) angeschlossenen ersten Wicklung und einer zwischen einem ersten Referenz-Knoten und einem Strommessungs-Knoten (5, 6) angeschlossenen zweiten Wicklung; und einem zwischen dem Last-Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten (4) angeschlossenen Phasenschieber-Netzwerk, wobei das Verfahren umfasst: Überwachen der Amplituden des Spannungsmessungs-Knotens (4) und des Strommessungs-Knotens (5, 6); und Messen einer Reflexion zwischen einer an den ersten Signal-Knoten (2) angeschlossenen ersten Impedanz und einer an den zweiten Signal-Knoten (3) angeschlossenen zweiten Impedanz, auf Basis der Überwachung.
Halbleiter-Schaltkreis (500), umfassend: ein Halbleiter-Substrat (502); einen magnetischen Transformator, umfassend; eine primäre metallische Leiterbahn (20) auf dem Halbleiter-Substrat (502), wobei ein erstes Ende der primären metallischen Leiterbahn (20) derart ausgebildet ist, dass es an eine Referenz-Impedanz angeschlossen ist, und ein zweites Ende der primären metallischen Leiterbahn derart ausgebildet ist, dass es an eine Last-Impedanz angeschlossen ist; und eine sekundäre metallische Leiterbahn (21) benachbart zu der primären metallischen Leiterbahn (20), wobei ein erstes Ende der sekundären metallischen Leiterbahn (21) derart ausgebildet ist, dass es an einen ersten Referenzspannungs-Knoten angeschlossen ist, und ein zweiten Ende derart ausgebildet ist, dass es an einen Strommessungs-Knoten (5) angeschlossen ist; und ein Phasenschieber-Netzwerk mit einem an das zweite Ende der ersten metallischen Leiterbahn angeschlossenen ersten Knoten und einem Spannungsmessungs-Knoten (4).