DE69023417T2

DE69023417T2 - Anpassungsschaltung und Verfahren zu ihrer Verwendung.

Info

Publication number: DE69023417T2
Application number: DE69023417T
Authority: DE
Inventors: Kenneth Collins; Craig Roderick
Original assignee: Applied Materials Inc
Current assignee: Applied Materials Inc
Priority date: 1989-08-11
Filing date: 1990-08-10
Publication date: 1996-05-15
Anticipated expiration: 2010-08-11
Also published as: DE69023417D1; EP0412568B1; KR960006638B1; KR910005556A; EP0412568A3; EP0412568A2; JPH0640288B2; JPH0378809A; US4951009A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Verbindung eines ersten elektrischen Schaltkreises mit einem zweiten elektrischen Schaltkreis unter Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes, um eine maximale Leistungsübertragung zwischen dem ersten elektrischen Schaltkreis (der "Quelle") und dem zweiten elektrischen Schaltkreis (der "Last") bereitzustellen.
Die von der Quelle zur Last übertragene Leistung ist maximal, wenn die Ausgangsimpedanz der Quelle konjugiertkomplex zur Eingangsimpedanz der Last ist. In den meisten Fällen ist die Ausgangsimpedanz der Quelle nicht selbstverständlich genau konjugiert-komplex zur Eingangsimpedanz der Last; deshalb werden zwischen Quelle und Last Anpassungsnetzwerke geschaltet, wenn die Leistungsregelung und der Wirkungsgrad kritisch sind. Ein Anpassungsnetzwerk funktioniert richtig, wenn die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes konjugiert-komplex zur Ausgangsimpedanz der Quelle ist und die Ausgangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes konjugiert-komplex zur Eingangsimpedanz der Last ist. Auf diese Weise kann die Leistung durch ein Anpassungsnetzwerk mit einem minimalen Leistungsverlust durch Reflexion der Leistung, Wärmeverluste usw. von einer Quelle zu einer Last übertragen werden.
In Fällen, wo die Eingangsimpedanz der Last sich während des Betriebs ändert, ist es notwendig, das Anpassungsnetzwerk abzugleichen, um eine maximale Leistungsübertragung von der Quelle zur Last zu gewährleisten. Anpassungsnetzwerke werden typischerweise so entworfen, daß Änderungen der Eingangsimpedanz der Last eine Änderung der Impedanz des Anpassungsnetzwerkes zur Folge haben, wobei die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes konstant gehalten wird. Weiters ist die Ausgangsimpedanz der Quelle in vielen Anwendungen ein Ausgangswiderstand mit einem vernachlässigbaren Imaginärteil. Daher werden bei einigen Anwendungen der bisherigen Technik der Betrag der Impedanz und der Phasenwinkel der Impedanz am Eingang der Anpassungsnetzwerke gemessen. Einstellbare Kondensatoren oder Drosselspulen innerhalb des Anpassungsnetzwerkes werden variiert, bis die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes init der Ausgangsimpedanz des Quellennetzwerkes übereinstimmt, das heißt, bis der Phasenwinkel der Impedanz Null ist und der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht. Die einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen werden so in das Anpassungsnetzwerk geschaltet, daß für jede vorhergesagte Eingangsimpedanzänderung der Last eine Lösung existiert, in der einstellbare Kondensatoren auf solche Werte gesetzt werden, daß für den Eingang des Anpassungsnetzwerkes der Phasenwinkel der Impedanz Null ist und der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht.
Ein Problem solcher Systeme der bisherigen Technik besteht darin, daß obwohl vielleicht nur eine einzige (oder korrekte) Lösung existiert, bei der die einstellbaren Kondensatoren und Drosselspulen auf solche Werte gestellt werden, daß für den Eingang des Anpassungsnetzwerkes sowohl der Phasenwinkel der Impedanz Null ist als auch der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht, nichtsdestotrotz Mehrfachlösungen (d.h. falsche Lösungen) existieren können, wo die einstellbaren Kondensatoren auf solche Werte gestellt sind, daß für den Eingang des Anpassungsnetzwerkes entweder der Phasenwinkel der Impedanz Null ist oder der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht (aber nicht beides) . Das macht es für ein Anpassungsnetzwerk schwierig, die einzige oder korrekte Lösung zu ermitteln. Das Ergebnis kann darin bestehen, daß das Anpassungsnetzwerk auf eine falsche Lösung konvergiert, zwischen Mehrfachlösungen oszilliert oder völlig divergiert.
In einigen Anwendungen, wo sich der Eingang der Impedanz der Last nicht wesentlich ändert, ist es vielleicht möglich, die einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen auf Werte zu initialisieren, welche nahe bei der einzigen Lösung liegen. Dies erhöht die Wahrscheinlichkeit, daß das Anpassungsnetzwerk auf die korrekte Lösung konvergiert.
Zusätzlich besteht eine weitere in der bisherigen Technik versuchte Methode zur Abgleichung des Anpassungsnetzwerkes bei der Änderungen der Eingangsimpedanz der Last während des Betriebs berücksichtigt werden darin, die am Eingang des Anpassungsnetzwerkes reflektierte Leistung zu messen. Jede der einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen wird händisch oder über Computer gesteuert einzeln variiert, während die anderen einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen auf konstanten Werten gehalten werden. Man hofft, durch eine solche Iteration einen solchen Wert für jeden einstellbaren Kondensator zu finden, daß die reflektierte Leistung so klein wie möglich ist.
Ein zusätzliches Problem bei allen oben erörterten Systemen der bisherigen Technik besteht darin, daß jede Lösung auf die Verwendung von einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen angewiesen ist, bei denen die Kapazität mechanisch variiert wird. In manchen Anwendungen, zum Beispiel wo die Lastimpedanz durch die Anwendung von Strom durch ein in Halbleiterherstellungsprozessen verwendetes Plasma erzeugt wird, kann die Verwendung von mechanisch einstellbaren Kondensatoren im Prozeß eine bedeutende Verzögerung bewirken.
Es ist daher das Ziel der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Anpassungsnetzwerk und ein Verfahren zur Verwendung desselben zu schaffen. Dieses Ziel wird durch das Verfahren zur Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 und den Anpassungsnetzwerken gemäß dem unabhängigen Anspruch 8 erreicht. Weitere vorteilhafte Eigenschaften des Verfahrens werden durch die abhängigen Ansprüche 2 bis 7 offensichtlich, und weitere vorteilhafte Eigenschaften der Anpassungsnetzwerke werden durch die abhängigen Ansprüchen 9 bis 26 offensichtlich.
Weitere Vorteile und bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden durch die folgende Beschreibung, die Beispiele und die Zeichnungen offensichtlich.
Die Erfindung schafft ein Abstimmungsverfahren und ein Regelungssystem für ein automatisches Anpassungsnetzwerk.
In Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Anpassungsnetzwerk präsentiert. Das Anpassungsnetzwerk stimmt eine Ausgangsimpedanz eines Generators auf eine Eingangsimpedanz einer Last ab. Das Anpassungsnetzwerk beinhaltet ein erstes einstellbares Impedanzelement, ein zweites einstellbares Impedanzelement, ein Nachweisgerät für die reflektierte Leistung und einen Kegelkreis.
Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist jedes der ersten einstellbaren Impedanzelemente unter der Verwendung magnetischer Sättigungsdrosseln aufgebaut. Jede magnetische Sättigungsdrossel kann zum Beispiel ein Transformator sein, der aus einer Primär- und einer Sekundärwicklung besteht, die um einen nichtlinearen magnetischen Kern gewickelt sind.
Das Nachweisgerät für die reflektierte Leistung erfaßt die vom Anpassungsnetzwerk zum Generator reflektierte Leistung. Der Kegelkreis empfängt vom Nachweisgerät für die reflektierte Leistung ein bandpaßgefiltertes Signal, welches die Abweichung in der reflektierten Leistung darstellt. Unter Verwendung dieser Rückführung variiert das Regelungsmittel die Impedanz durch das erste einstellbare Impedanzelement und das zweite einstellbare Impedanzelement, bis die reflektierte Leistung vernachlässigbar ist.
Es werden drei Ausführungsbeispiele des Regelkreises präsentiert, von denen alle das "Zittern" (dithering) verwenden. Unter Zittern versteht man, die Impedanz durch das erste einstellbare Impedanzelement und die Impedanz durch das zweite einstellbare Impedanzelement mit einer bekannten Frequenz oder Frequenzen zu variieren. Der Regelkreis trennt dann die Komponente der Veränderung in der reflektierten Leistung, die auf das Zittern des ersten einstellbaren Impedanzelements zurückzuführen ist, von der Veränderung in der reflektierten Leistung, die auf das Zittern des zweiten einstellbaren Impedanzelements zurückzuführen ist. Unter Verwendung der Veränderungskomponenten variiert der Regelkreis ständig die Impedanz des stationären Zustandes der ersten einstellbaren Impedanz und die Impedanz des stationären Zustandes der zweiten einstellbaren Impedanz in Richtungen, welche die reflektierte Leistung minimieren. Im ersten Ausführungsbeispiel läßt der Regelkreis die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements und des zweiten einstellbaren Impedanzelements mit der gleichen Frequenz zittern, wobei die Phase aber nicht übereinstimmt. Im zweiten Ausführungsbeispiel läßt der Regelkreis die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements und des zweiten einstellbaren Impedanzelement£s mit verschiedenen Frequenzen zittern. Im dritten Ausführungsbeispiel läßt der Regelkreis die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements und des zweiten einstellbaren Impedanzelements unter Verwendung einer Reihe von Pulsen zittern, welche die gleiche Frequenz aufweisen, die aber nicht in Phase sind.
Das präsentierte Anpassungsnetzwerk leidet nicht unter dem Problem fehlerhafter Mehrfachlösungen. Weiters konvergiert das Zitterverfahren bei Anpassung und Regelung immer auf eine einzige Anpassungslösung, selbst für nichtlineare dynamische Lasten. Die Konvergenz kann durch die Verwendung hoher Zitterfrequenzen und magnetischem Zittern sehr schnell erfolgen. Die Verwendung von Sättigungsdrosseln erlaubt eine schnelle und von beweglichen Teilen freie Variation der Impedanzelemente des Anpassungsnetzwerkes. Die vorliegende Erfindung kann auf verschiedenen Gebieten angewandt werden; zum Beispiel bei Herstellungsprozessen mit Plasma, bei induktiver und dielektrischer Heizung, bei Ultraschallstromversorgungen, bei magnetischen Induktionsstromversorgungen (NMP), bei Breitbandantennen, bei der Röhrenkopplung von Leistungsverstärkern und bei jeder anderen Anwendung, wo eine maximale Leistungsübertragung zu veränderlichen Lastimpedanzen erforderlich ist, wobei dynamische nichtlineare Lasten eingeschlossen sind.
Figur 1 zeigt einen Leistungsgenerator, der eine Last treibt.
Figur 2 zeigt ein Anpassungsnetzwerk zwischen einem Generatorwiderstand und der Last von Figur 1, um die Leistungsübertragung zu maximieren.
Figur 3 zeigt ein BeisPiel eines Anpassungsnetzwerkes der bisherigen Technik.
Figur 4A zeigt ein Anpassungsnetzwerk in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Figur 4B und Figur 4C zeigen alternative Ausführungsbeispiele von Anpassungsnetzwerken in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
Figur 5 zeigt eine Implementierung eines Regelkreises innerhalb des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Figur 6 zeigt eine alternative Implementierung eines Regelkreises innerhalb des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Figur 7A zeigt einen ersten Satz von Kurvenformen, welche in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbei spiel der vorliegenden Erfindung als Referenzsignale in dem in Figur 5 gezeigten Regelkreis verwendet werden können.
Figur 7B zeigt einen zweiten Satz von Kurvenformen, welche in Übereinstimmung mit einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung als Referenzsignale in dem in Figur 5 gezeigten Regelkreis verwendet werden können.
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Figur 8 zeigt die Implementierung einer ersten einstellbaren Impedanzschaltung des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Figur 9 zeigt die Implementierung einer zweiten einstellbaren Impedanzschaltung des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Figur 10 zeigt eine Hardware-Implementierung der in Figur 8 gezeigten ersten einstellbaren Impedanzschaltung in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Figur 11 zeigt eine Hardware-Implementierung der in Figur 9 gezeigten zweiten einstellbaren Impedanzschaltung in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In Figur 1 weist ein Generator 1 eine Generatorausgangsimpedanz 2 auf. Generator 1 wird verwendet, um eine Last 3 zu treiben. Generator 1 und Last 3 sind beide mit einer Erde 4 verbunden. Es tritt eine maximale Leistungsübertragung von Generator 1 zu Last 3 auf, wenn die Eingangsimpedanz von Last 3 konjugiert-komplex zur Ausgangsimpedanz der Generatorimpedanz 2 ist.
In Figur 2 wird die Generatorimpedanz 2 als aus einem Widerstand 21, der zu Generator 1 gehört, und einem Anpassungsnetzwerk 22 bestehend dargestellt, welches eingebaut wurde, um die Leistungsübertragung von Generator 1 zu Last 3 zu maximieren. Bei optimaler Leistung ist an einer Stelle 23 die Ausgangsimpedanz des Widerstandes 21 konjugiert-komplex zurEingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes 22 und an einer Stelle 25 die Ausgangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes 22 konjugiert-komplex zur Eingangsimpedanz der Last 3.
Figur 3 zeigt eine herkömmliche Version eines Anpassungsnetzwerkes. Das Anpassungsnetzwerk besteht aus einem einstellbaren Kondensator 31, einem einstellbaren Kondensator 32 und einer Drosselspule 33, die wie gezeigt verbunden sind. Die Kapazitäten von Kondensator 31 und 32 werden mechanisch durch Servomotoren variiert. Typischerweise werden die Kapazitäten von Kondensator 31 und 32 variiert bis an Stelle 23 die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes 22 einen Impedanzwinkel von Null (d.h. es existiert keine Imaginärkomponente) und einen Betrag aufweist, der dem Betrag des Generatorwiderstandes 21 entspricht. Die Mängel dieser Schaltung, wenn sie in gewissen Anwendungen Verwendung findet, wurden oben beim technischen Hintergrund erörtert.
In Figur 4A ist ein Anpassungsnetzwerk in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Das Anpassungsnetzwerk beinhaltet eine Brücke 43, einen Regelkreis 44, eine Impedanzschaltung 41 und eine Impedanzschaltung 42, die wie dargestellt verbunden sind. Impedanzschaltung 41 und Impedanzschaltung 42 sind in Form eines L-Netzwerkes verbunden. Ein L-Netzwerk in der dargestellten Richtung kann im allgemeinen verwendet werden, wenn die Widerstandskomponente der Last 3 kleiner als der Generatorwiderstand 21 ist. Für die Korrelation mit späteren Figuren sind ein Referenzpunkt 49 und ein Referenzpunkt 40 dargestellt.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf jede beliebige Netzwerktopologie innerhalb eines Anpassungsnetzwerkes, nicht nur auf das in Figur 4A gezeigte Netzwerk. In Figur 4B sind zum Beispiel die Komponenten des Anpassungsnetzwerkes von Figur 4A in Form eines anderen L-Netzwerkes verbunden, umgekehrt zum L-Netzwerk von Figur 4A. Dieses L-Netzwerk wird bevorzugt, wenn die Widerstandskomponente der Last 3 größer als der Generatorwiderstand 21 ist.
Brücke 43 ist ein Richtkoppler. Brücke 43 erzeugt auf einer Leitung 45 ein Signal der reflektierten Leistung, welches die vom Anpassungsnetzwerk an Punkt 23 reflektierte momentane Leistungsmenge anzeigt. Brücke 43 erzeugt auch ein Vorwärtsleistungssignal auf einer Leitung 46, welches die durch das Anpassungsnetzwerk weitergeleitete momentane Leistungsmenge anzeigt. Regelkreis 44 regelt durch ein auf eine Leitung 47 gelegtes Steuersignal den Wert der Impedanz der Impedanzschaltung 41. Regelkreis 44 regelt auch durch ein auf eine Leitung 4B gelegtes Steuersignal den Wert der 5impedanz der Impedanzschaltung 42. Unter Verwendung des Signals der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und des Vorwärtsleistungssignals auf Leitung 46 variiert Regelkreis 44 die Impedanz durch die Impedanzschaltung 41 und die Impedanz durch die Impedanzschaltung 42 so, daß die durch das Anpassungsnetzwerk an Punkt 23 reflektierte Leistung vernachlässigbar wird. Dies wird durch Variieren (oder Zittern) des Strompegels der Signale auf Leitung 47 und Leitung 48 bewirkt und einer nachfolgenden Bestimmung, ob das Zittern des Strompegels die durch das Anpassungsnetzwerk reflektierte Leistung vermindert oder vermehrt. Die Signale auf Leitung 47 und Leitung 48 weisen beide eine Gleichstromkomponente auf, welche vergrößert oder verkleinert wird, um die reflektierte Leistung zu minimieren. Der Strombereich, über den die Signale auf Leitung 47 und 48 zittern, wird verkleinert, wenn die reflektierte Leistung gegen Null geht. Dies erlaubt eine automatische Grob- und Feinanpassung der Impedanzschaltung 41 und der Impedanzschaltung 42.
Durch Hinzufügen einer Impedanzschaltung 50 und einer Steuerleitung 51 kann ein Pi-Netzwerk gebildet werden, wie in Figur 4C gezeigt. Die Existenz von drei Impedanzschaltungen 41, 42 und 50 bedeutet, daß eine der Impedanzschaltungen redundant ist. Deshalb kann Regelkreis 44 eine der drei Impedanzschaltungen 41, 42 und 50 konstant halten, während er die anderen zwei variiert, um die Impedanz korrekt anzupassen.
Figur 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel für Regelkreis 44. Ein Bandpaßfilter 101 empfängt das Signal der reflektierten Leistung von Leitung 45. Das Bandpaßfilter 101 filtert alle Komponenten des Signals der reflektierten Leistung bis auf die Komponente des Signals der reflektierten Leistung heraus, welche mit einer Frequenz schwingt, die ungefähr gleich der Schwingungsfrequenz eines Signals 162 ist, das durch einen Referenzsignalgenerator 102 erzeugt wird, sowie eines Signals 172, welches durch einen Referenzsignalgenerator 112 erzeugt wird. Signal 162 und Signal 172 sind in Figur 7A als Sinusschwingungen dargestellt, die um 90º phasenverschoben schwingen.
Das gefilterte Signal, welches durch Bandpaßfilter 101 erzeugt wurde, wird von einem Multiplizierer 103 und einem Multiplizierer 113 empfangen. Der Multiplizierer 103 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 101 mit der Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 102. Die Ausgabe von Multiplizierer 103 wird von einem Tiefpaßfilter (TP) 104 empfangen. Das Tiefpaßfilter 104 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 101 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 102 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 102 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 104 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 102 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 104 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 90 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 102 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 104 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximal positiven Spannung und der maximal negativen Spannung (d.h. auf einer Spannung von ungefähr Null) liegt.
Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 104 wird von einem Regelkreis 105 empfangen. Regelkreis 105 erzeugt auf Leitung 100 eine Regelspannung, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals bestimmt. Regelkreis 105 stellt den Wert der Pegelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 104 ein. Der Regelkreis 105 kann so implementiert werden, daß er die Regelspannung auf Leitung 100 in einem Ausmaß variiert, die proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 104 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 105 unter Verwendung einer Proportional- plus Integralmethode oder einer Proportional- plus Integral- plus Differentialmethode implementiert werden. Die Proportional- plus Integralregelung (PI) wird im allgemeinen angewandt, um Fehler des stationären Zustandes herauszuintegrieren und um so eine tote Anpassungszone zu entfernen. Die Proportional- plus Integral- plus Differentialregelung wird im allgemeinen angewandt, um die Regelung nach der PI-Methode zu verbessern, indem die Fähigkeit, Fehlersignale vorauszusehen, hinzugefügt wird, um das Ansprechen zu beschleunigen.
Das Signal von Referenzsignalgenerator 102 wird auch von einem Verstärker 106 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 102 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 106 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 107 empfangen. Der Verstärker 107 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 107 multipliziert die Spannung des Signals von Verstärker 106 mit einem Wert, der dem Verhältnis von dem Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 107 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 47 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daß das Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 47 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
Eine Summierschaltung 108 summiert die Signale von Regelkreis 105 und das Signal von Verstärker 107. Ein Stromverstärker 109 verstärkt das von der Summierschaltung 108 erzeugte Signal.
Multiplizierer 113 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 101 und die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 112. Die Ausgabe von Multiplizierer 113 wird von einem Tiefpaßfilter 114 empfangen. Das Tiefpaßfilter 114 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 101 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 112 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 112 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 114 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven 20 Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 112 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 114 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 90 Grad phasenverschoben 25 zum Signal von Referenzsignalgenerator 112 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 114 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximal positiven Spannung und der maximal negativen Spannung (ungefähr Null Volt) liegt.
Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 114 wird von einem Regelkreis 115 empfangen. Regelkreis 115 erzeugt auf Leitung 110 eine Regelspannung, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 4B gelegten Steuersignals bestimmt. Regelkreis 115 stellt den Wert der Regelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 114 ein. Der Regelkreis 115 kann so implementiert werden, daß er die Pegelspannung auf Leitung 110 in einem Ausmaß variiert, die proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 114 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 115 unter Verwendung einer Proportional-Integralmethode oder einer Proportional- Integral-Differentialmethode implementiert werden.
Das Signal von Referenzsignalgenerator 112 wird auch von einem Verstärker 116 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 112 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 116 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 117 empfangen. Der Verstärker 117 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 117 multipliziert die Spannung des Signals von Verstärker 116 mit einem Wert, der dem Verhältnis von Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 117 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 48 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 48 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daß das Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 48 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
Eine Summierschaltung 118 summiert die Signale von Regelkreis 115 und das Signal von Verstärker 117. Ein Stromverstärker 119 verstärkt das von der Summierschaltung 118 erzeugte Signal. Referenzsignalgenerator 112 erzeugt ein Signal, das mit derselben Frequenz schwingt wie das von Referenzsignalgenerator 102 erzeugte Signal, wobei jedoch die zwei Signale um 90 Grad phasenverschoben sind. Dadurch kann Regelkreis 44 die relative Auswirkung erkennen, die eine Variation des Steuersignals auf 47 im Verhältnis zu einer Variation des Steuersignals auf Leitung 48 auf das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 hat. Wenn das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zum Beispiel in Phase mit dem vom Referenzsignalgenerator 102 erzeugten Signal variiert, so bedeutet dies, daß das Steuersignal auf Leitung 47 der alleinige Grund für die Änderung in der reflektierten Leistung ist. Das Signal von Bandpaßfilter 101 wird mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 102 in Phase sein, und die Gleichstromkomponente des Steuersignals auf Leitung 47 wird in einem maximalen Ausmaß verstellt. Andererseits beeinflußt das Steuersignal auf Leitung 48 nicht die Änderung der reflektierten Leistung. Das Signal von Bandpaßfilter 101 wird zum Signal von Referenzsignalgenerator 112 um 90 Grad phasenverschoben sein, und es erfolgt keine Verstellung der Gleichstromkomponente des Steuersignals auf Leitung 48.
Andererseits können Referenzsignalgenerator 102 und Referenzsignalgenerator 112 nichtüberlappende Pulse erzeugen. Der Referenzsignalgenerator 102 kann zum Beispiel ein Pulssignal 262 erzeugen, und der Referenzsignalgenerator 112 kann ein Pulssignal 272 erzeugen, wie in Figur 7B gezeigt. Eine Zeitdauer 281 stellt die Periodendauer der Pulsfrequenz dar. Eine Zeitdauer 282 stellt die Pulswiederholungsperiodendauer dar. Bei der Implementierung dieses Ausführungsbeispiels muß das Bandpaßfilter 101 so eingestellt werden, daß Signale mit einer Pulsperiodendauer gleich der Zeitdauer 281 hindurchgehen, andere Signale jedoch ausgefiltert werden. Das Ausmaß, in dem sich das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 in Phase oder um 180 Grad phasenverschoben zu den Pulsen von Signal 262 ändert, spiegelt das Ausmaß wider, mit dem das Steuersignal auf Leitung 47 der Grund für die Änderung in der reflektierten Leistung ist. Das Steuersignal auf Leitung 47 wird in einem entsprechenden Ausmaß verstellt. In ähnlicher Weise spiegelt das Ausmaß, in dem sich das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 in Phase oder um 180 Grad phasenverschoben zu den Pulsen von Signal 272 ändert, das Ausmaß wider, mit dem das Steuersignal auf Leitung 48 der Grund für die Änderung in der reflektierten Leistung ist. Das Steuersignal auf Leitung 48 wird in einem entsprechenden Ausmaß verstellt.
Figur 6 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel von Regelkreis 44. Ein Bandpaßfilter 201 empfängt das Signal der reflektierten Leistung von Leitung 45. Das Bandpaßfilter 201 filtert alle Komponenten des Signals der reflektierten Leistung bis auf die Komponente des Signals der reflektierten Leistung heraus, welche mit einer Frequenz schwingt, die ungefähr gleich der Schwingungsfrequenz eines Signals ist, das durch einen Referenzsignalgenerator 202 erzeugt wird. Das durch Bandpaßfilter 201 erzeugte gefilterte Signal wird von einem Multiplizierer 203 empfangen.
Multiplizierer 203 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 201 mit der Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 202. Die Ausgabe von Multiplizierer 203 wird von einem Tiefpaßfilter 204 empfangen. Das Tiefpaßfilter 204 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 201 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 202 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 201 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 202 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 204 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 201 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 202 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 204 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 201 um 90 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 202 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 204 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximalen und der maximal negativen Spannung liegt.
Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 204 wird von einem Regelkreis 205 empfangen. Der Regelkreis 205 erzeugt eine Regelspannung auf Leitung 200, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals bestimmt. Der Regelkreis 205 stellt den Wert der Regelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 204 ein. Der Regelkreis 205 kann so implementiert werden, daß er die Regelspannung auf Leitung 200 in einem Ausmaß variiert, das proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 204 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 205 unter Verwendung einer Proportional-Integralmethode oder einer Proportional- Integral-Differentialmethode implementiert werden.
Das Signal von Referenzsignalgenerator 202 wird auch von einem Verstärker 206 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 202 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 206 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 207 empfangen. Der Verstärker 207 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 207 multipliziert die Spannung des Signals von Verstärker 206 mit einem Wert, der dem Verhältnis von Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 207 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 47 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daS das Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 47 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
Eine Summierschaltung 208 summiert die Signale von Regelkreis 205 und das Signal von Verstärker 207. Ein Stromverstärker 209 verstärkt das von der Summierschaltung 208 erzeugte Signal.
Ein Bandpaßfilter 211 empfängt auch das Signal der reflektierten Leistung von Leitung 45. Das Bandpaßfilter 211 filtert alle Komponenten des Signals der reflektierten Leistung bis auf die Komponente des Signals der reflektierten Leistung heraus, welche mit einer Frequenz schwingt, die ungefähr gleich der Schwingungsfrequenz eines Signals ist, das durch einen Referenzsignalgenerator 212 erzeugt wird. Das durch das Bandpaßfilter 211 erzeugte gefilterte Signal wird von einem Multiplizierer 213 empfangen.
Der Multiplizierer 213 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 211 und die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 212. Die Ausgabe von Multiplizierer 213 wird von einem Tiefpaßfilter 214 empfangen. Das Tiefpaßfilter 214 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 211 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 212 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 211 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 212 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 214 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 211 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 212 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 214 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 211 um 90 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 212 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 214 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximal positiven Spannung und der maximal negativen Spannung liegt.
Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 214 wird von einem Regelkreis 215 empfangen. Der Regelkreis 215 erzeugt eine Regelspannung auf Leitung 210, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 48 gelegten Steuersignals bestimmt. Der Regelkreis 215 stellt den Wert der Regelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 214 ein. Der Pegelkreis 215 kann so implementiert werden, daß er die Regelspannung auf Leitung 210 in einem Ausmaß variiert, das proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 214 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 215 unter Verwendung einer Proportional-Integralmethode oder einer Proportional- Integral-Differentialmethode implementiert werden.
Das Signal von Referenzsignalgenerator 212 wird auch von einem Verstärker 216 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 212 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 216 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 217 empfangen. Der Verstärker 217 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 217 multipliziert das Signal von Verstärker 216 mit einem Wert, der dem Verhältnis von Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 217 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 48 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 48 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daß das
E:\'I'Ex I I 'LIR( P\\52 9EP 13. DOC Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 48 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
Eine Summierschaltung 218 summiert die Signale von Regelkreis 215 und das Signal von Verstärker 217. Ein Stromverstärker 219 verstärkt das von der Summierschaltung 218 erzeugte Signal.
Der Referenzsignalgenerator 212 erzeugt ein Signal,das mit einer anderen Frequenz schwingt, als das von Referenzsignalgenerator 202 erzeugte Signal. Dadurch kann der Regelkreis 44 die relative Auswirkung erkennen, die eine Variation des Steuersignals auf 47 im Verhältnis zu einer 15 Variation des Steuersignals auf Leitung 48 auf das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 hat.
In Figur 8 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Impedanzschaltung 41 dargestellt. Der Transformator besteht aus einer Primärwicklung 121 und einer Sekundärwicklung 122, die um einen nichtlinearen ferromagnetischen Kern 124 gewickelt sind. Die magnetischen Eigenschaften des magnetischen Kerns 124, die Windungsanzahl der Primärwicklung 121 und die Windungsanzahl der Sekundärwicklung 122 können so gewählt werden, daß eine Änderung des Stromes durch die Sekundärwicklung 122 eine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 41 bewirken wird, jedoch eine Änderung des Stromes durch die Primärwicklung 121 keine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 41 bewirken wird. Eine Kapazität 123 entspricht der zur Impedanzschaltung 41 hinzugefügten Serienkapazität. Zusätzlich ist dem Transformator eine parasitäre Kapazität inhärent, die durch eine Kapazität 125 und eine Kapazität 126 dargestellt wird
Figur 10 zeigt den Transformator von Figur 8 auf einen Ringkern aufgebaut, um die Streuverluste zu minimieren. Es kann jedoch jeder Kern mit geschlossenem magnetischen Pfad verwendet werden.
In Figur 9 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Impedanzschaltung 42 dargestellt. Der Transformator besteht aus einer Primärwicklung 221 und einer Sekundärwicklung 222, die um einen nichtlinearen ferromagnetischen Kern 224 gewickelt sind. Die magnetischen Eigenschaften des magnetischen Kerns 224, die Windungsanzahl der Primärwicklung 221 und die Windungsanzahl der Sekundärwicklung 222 können so gewählt werden, daß eine Änderung des Stromes durch die Sekundärwicklung 222 eine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 42 bewirken wird, jedoch eine Änderung des Stromes durch die Primärwicklung 221 keine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 42 bewirken wird. Eine Kapazität 223 entspricht der zur Impedanzschaltung 42 hinzugefügten Serienkapazität. Zusätzlich ist dem Transformator eine parasitäre Kapazität inhärent, die durch eine Kapazität 225 und eine Kapazität 226 dargestellt wird.
Figur 11 zeigt den Transformator von Figur 9 auf einen Ringkern aufgebaut, um die Streuverluste zu minimieren. Es kann jedoch jeder Kern mit geschlossenem magnetischen Pfad verwendet werden.
Das Folgende gibt ein Beispiel für eine mögliche Berechnung von Werten, um die vorliegende Erfindung bei einer spezifischen Anwendung einsetzen zu können. Zum Beispiel basieren die folgenden Gleichungen darauf, die vorliegende Erfindung zu verwenden, um Strom durch ein Plasma zu schicken, das in einem Hochfrequenzplasmaprozeß verwendet wird, der bei der Herstellung von Halbleitern eingesetzt wird. Tabelle 1 definiert die Schreibweise für eine Bezugnahme in den unten verwendeten Gleichungen:

Tabelle 1

RG entspricht Widerstand 21.
RL entspricht der Widerstandskomponente von Last 3.
CL entspricht der Kapazitätskomponente von Last 3.
RLMX entspricht dem Maximalwert der Widerstandskomponente von Last 3 für eine besondere Anwendung.
RLMN entspricht dem Minimalwert der Widerstandskomponente von Last 3 für eine besondere Anwendung.
CLMX entspricht dem Maximalwert der Kapazitätskomponente von Last 3 für eine besondere Anwendung.
XCLMN entspricht dem Minimalwert des Bereiches der kapazitiven Reaktanz (Ohm) über den die Kapazitätskomponente der Last 3 variiert.
XCLMX entspricht dem Maximalwert des Bereiches der kapazitiven Reaktanz (Ohm) über den die Kapazitätskomponente der Last 3 variiert.
CLMN entspricht dem Minimalwert der Kapazitätskomponente der Last 3 für eine besondere Anwendung.
w entspricht 2π mal der Frequenz des von Generator 1 erzeugten Signals (d.h. der Kreisfrequenz)
Z&sub1; entspricht der Impedanz der Impedanzschaltung 41.
Z&sub2; entspricht der Impedanz der Impedanzschaltung 42.
C&sub1; entspricht der Kapazität des Kondensators 123.
C&sub2; entspricht der Kapazität des Kondensators 223.
L1P entspricht der Induktivität der Primärwicklung 121.
L1S entspricht der Induktivität der Sekundärwicklung 122.
L2P entspricht der Induktivität der Primärwicklung 221.
L2S entspricht der Induktivität der Sekundärwicklung 222.
ui entspricht der relativen Anfangspermeabilität des ferromagnetischen Kerns 124 und des ferromagnetischen Kerns 224.
Bsat entspricht der Sättigungsflußdichte des ferromagnetischen Kerns 124 und des ferromagnetischen Kerns 224.
TC entspricht der Curie-Temperatur des ferromagnetischen Kerns 124 und des ferromagnetischen Kerns 224.
ml entspricht der mittleren magnetischen Pfadlänge durch den ferromagnetischen Kern 124 und den ferromagnetischen Kern 224.
A entspricht der individuellen Gesamtquerschnittsfläche des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
OD entspricht dem äußeren Durchmesser des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
ID entspricht dem inneren Durchmesser des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
Thk entspricht der Dicke des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
N1P entspricht der Windungsanzahl der Primärwicklung 121.
N2P entspricht der Windungsanzahl der Primärwicklung 221.
NS entspricht der Windungsanzahl der Sekundärwicklung 122 oder der Sekundärwicklung 222.
IS entspricht dem Strom durch die Sekundärwicklung 122 oder die Sekundärwicklung 222.
Z1R entspricht dem Bereich über den Impedanzschaltung 41 variiert.
Z1MX entspricht dem Maximalwert innerhalb des Z1-Bereiches.
Z1MN entspricht dem Minimalwert innerhalb des Z1-Bereiches.
(Z1R = Z1MX - Z1NN)
Z2R entspricht dem Bereich über den Impedanzschaltung 42 variiert.
Z2MX entspricht dem Maximalwert innerhalb des Z2-Bereiches.
Z2MN entspricht dem Minimalwert innerhalb des Z2-Bereiches.
(Z2R = Z2MX - Z2MN)
XL1P entspricht der induktiven Reaktanz der Primärwicklung 121.
XC1 entspricht der kapazitiven Reaktanz 123.
XL2P entspricht der induktiven Reaktanz durch Primärwicklung 221.
XC&sub2; entspricht der kapazitiven Reaktanz 223.
Die Impedanz durch Impedanzschaltung 41 kann unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
Z&sub1; = (RGRL)/(RGRL-RL²)½ (rein kapazitive Reaktanz)
Die Impedanz durch Impedanzschaltung 42 kann unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
Z&sub2; = (RGRL-RL²)½ + 1/WCL (rein induktive Reaktanz)
Für einen praktischen sättigungsfähigen ferromagnetischen Kern liegt ein typischer einstellbarer Impedanzbereich bei 20% seiner nominalen (ungesättigten) Induktivität. Das heißt, daß die Induktivität des ferromagnetischen Kerns über einen Bereich von 80% bis 100% seiner maximal nominalen Induktivität einstellbar ist. Nach der Berechnung von Z1MX , Z1MN, Z1R, Z2MX, Z2MN und Z2R aus den obigen Beziehungen für Z&sub1; und Z&sub2;, können so die folgenden Gleichungen abgeleitet werden.
In einer Anwendung, in der ein hoher Strom durch ein in einem Hochfrequenzplasmaprozeß verwendetes Plasma mit 13,56 MHz schwingt, werden der ferromagnetische Kern 124 und der ferromagnetische Kern 224 so ausgewählt, daß sie die folgenden Eigenschaften haben:
ui = 40
Bsat = 2100 Gauß
TC = 450ºC
ml = 23,9 cm
A = 9,68 cm²
OD = 8,89 cm
ID = 6,35 cm
Thk = 1,27 cm
(Die maximal verwendbare Frequenz beträgt 50 MHz.)
In diesem Fall sieht man, daß die Anzahl der Windungen von Primärwicklung 121 und 221 und von Sekundärwicklung 122 und 222 unter Verwendung der folgenden Gleichungen berechnet werden können:
In einer Anwendung, in der ein hoher Strom durch ein in einem Hochfrequenzplasmaprozeß verwendetes Plasma mit 13,56 MHz schwingt, sind die folgenden Werte für den ferromagnetischen Kern 124 und den ferromagnetische Kern 224 typisch:
25 RLMN = 10 Ohm
RLMX = 40 Ohm
CLMN = 200 pF
CLMX = 300 pF
Die folgenden Werte können dann berechnet werden:
XCLMS = 58,7 Ohm
XCLMN = 39,1 Ohm
Die oben angegebenen Gleichungen können daher dazu verwendet werden, die folgenden Werte abzuleiten:
Z2MN = 59,1 Ohm
Z2MX = 78,7 Ohm
Z1MN = 25 Ohm
Z1MX = 100 Ohm
Z2R = 19,6 Ohm
Z1R = 75 Ohm
XL2P = 98 Ohm
L2P = 1,15 pH
XC&sub2; = 19,3 Ohm
C&sub2; = 608 pF
XL1P = 375 Ohm
L1P = 4,4 uH
XC&sub1; = 400 Ohm
C&sub1; = 29 pF
N2P = 2,4
N1P = 4,6
NS IS = 999 Ampere Windungen
Es wird empfohlen, NS so klein wie möglich zu machen, um parasitäre Kapazitäten zu vermeiden. Der Grund liegt darin, daß die sekundäre kapazitive Reaktanz mit einem Impedanzverhältnis auf die primäre reflektiert wird, welche dem Quadrat des Transformatorwindungsverhältnisses entspricht. Für NS gleich sechs Windungen bei einem Strom von 100 Ampere führt das zu einer 60% Sättigung. Das reicht aus, den 20% Impedanzbereich bereitzustellen.

Claims

1. Verfahren zur Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes, um in einem System die Ausgangsimpedanz eines Leistungsgenerators auf die Eingangsimpedanz einer Last anzupassen, wobei der Leistungsgenerator eine Ausgangsimpedanz und die Last eine Eingangsimpedanz aufweist, wobei das Anpassungsnetzwerk ein erstes einstellbares Impedanzelement und ein zweites einstellbares Impedanzelement aufweist, und das Verfahren folgende Schritte umfaßt:

(a) Variieren der Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements mit einer ersten bestimmten Frequenz;

(b) Variieren der Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements mit einer zweiten bestimmten Frequenz;

(c) Ermitteln der Änderungen in der vom Anpassungsnetzwerk zum Leistungsgenerator reflektierten Leistung;

(d) für die in Schritt (c) ermittelten Leistungsänderungen das Separieren einer Änderungskomponente in der reflektierten Leistung, die auf die Variation der Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements in Schritt (a) zurückzuführen ist, von einer Änderungskomponente in der reflektierten Leistung, die auf die Variation der Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements in Schritt (b) zurückzuführen ist, und (e) Einstellen der Impedanz des stationären Zustands des ersten einstellbaren Impedanzeleinents und des zweiten einstellbaren Impedanzelements mit einem Regelkreis, der auf die zwei Änderungskomponenten in der reflektierten Leistung anspricht, die in Schritt (d) separiert wurden, um die reflektierte Leistung zu minimieren.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die erste bestimmte Frequenz gleich der zweiten bestimmten Frequenz ist, und wobei die Variation der Impedanz des zweiteneinstellbaren Impedanzelements in Schritt (b) phasenverschoben zur Variation der Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements in Schritt (a) ist.

3. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die erste bestimmte Frequenz ungleich der zweiten bestimmten Frequenz ist.

4. Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die erste bestimmte Frequenz gleich der zweiten bestimmten Frequenz ist, und wobei die Variation der Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements in Schritt (a) unter der Verwendung von Pulsen durchgeführt wird und die Variation der Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements in Schritt (b) unter der Verwendung von Pulsen durchgeführt wird, welche die Pulse von Schritt (a) nicht überlappen.

5. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste Impedanzelement in Serie zwischen den Leistungsgenerator und die Last geschaltet ist und das erste Impedanzelement und die Last parallel zum zweiten Impedanzelement geschaltet sind.

6. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste Impedanzelement und das zweite Impedanzelement unter der Verwendung von magnetischen Sättigungsdrosseln aufgebaut sind.

7. Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei jede magnetische Sättigungsdrossel einen Transformator umfaßt, der mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung versehen ist, welche um einen nicht linearen ferromagnetischen Kern gewickelt sind.

8. Anpassungsnetzwerk (22), welches zwischen einen Generator (1) und eine Last (3) gegeben wird, um eine Ausgangsimpedanz des Generators auf eine Eingangsimpedanz der Last anzupassen, wobei das Anpassungsnetzwerk folgendes umfaßt:

ein erstes einstellbares Impedanzelement (41),

ein zweites einstellbares Impedanzelement (42),

ein Erfassungsmittel (43) zur Erfassung der von einer Netzwerkbrücke zum Generator rückreflektierten Leistung unct zur Erzeugung eines Signals der reflektierten Leistung, das in Übereinstimmung mit der von der Netzwerkbrücke zum Generator rückreflektierten Leistung variiert, und

ein Regelungsmittel (44), das mit dem ersten einstellbaren Impedanzelement (41), dem zweiten einstellbaren Impedanzelement (42) und dem Erfassungsmittel (43) verbunden ist, um die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements zu variieren und um die Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements zu variieren, wobei das Regelungsmittel (44) folgendes beinhaltet: ein erstes Variationsmittel (102, 107) zur Variation der Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements mit einer ersten bestimmten Frequenz,

ein zweites Variationsmittel (112, 117) zur Variation der Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements mit einer zweiten bestimmten Frequenz,

ein Separierungsmittel (101, 103, 113) zur Separierung einer ersten Änderungskomponente in dem Signal der reflektierten Leistung, die auf die Variation der Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements durch das erste Einstellmittel zurückzuführen ist, von einer zweiten Änderungskomponente in dem Signal der reflektierten Leistung, die auf die Variation der Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements durch das zweite Einstellmittel zurückzuführen ist, und

ein Einstellmittel für den stationären Zustand (105, 115), zur Einstellung der Impedanz des stationären Zustandes der ersten einstellbaren Impedanz und der Impedanz des stationären Zustandes der zweiten einstellbaren Impedanz als Antwort auf die relativen Werte der ersten Änderungskomponente im Signal der reflektierten Leistung und der zweiten Änderungskomponente im Signal der reflektierten Leistung, um die reflektierte Leistung zu minimieren.

9. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 8, wobei die erste bestimmte Frequenz gleich der zweiten bestimmten Frequenz ist, und

das zweite Variationsmittel (115) die Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements (42) phasenverschoben zur Variation des ersten einstellbaren Impedanzelements (41) durch das erste Variationsmittel (105) variiert.

10. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei

das erste Variationsmittel (105) folgendes beinhaltet:

ein erstes Generatormittel für den Referenzsignalgenerator (102) zur Erzeugung eines ersten Referenzsignals, wobei das erste Referenzsignal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist, und

einen ersten Verstärker (107), welcher das erste Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, das proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung variiert, um ein erstes verstärktes Referenzsignal zu erzeugen, und

das zweite Variationsmittel (115) ein zweites Generatormittel für den Referenzsignalgenerator (112) zur Erzeugung eines zweiten Referenzsignals beinhaltet, wobei das zweite Referenzsignal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist, und

einen zweiten Verstärker (117), welcher das zweite Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, das proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung variiert, um ein zweites verstärktes Referenzsignal zu erzeugen.

11. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei das Separierungsmittel (101, 103, 113) folgendes beinhaltet:

ein Bandpaßfilter (101), welches das Signal der reflektierten Leistung empfängt und ein gefiltertes Signal erzeugt, das nur jene Komponenten des Signals der reflektierten Leistung beinhaltet, die mit einer Frequenz schwingen, welche ungefähr gleich der ersten bestimmten Frequenz sind, wobei das gefilterte Signal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist,

ein erstes Multiplikationsmittel (103) zur Multiplikation der Spannungsamplitude des gefilterten Signals mit der Spannungsamplitude des ersten Referenzsignals, um die erste Änderungskomponente des Signals der reflektierten Leistung zu erzeugen, und

ein zweites Multiplikationsmittel (113) zur Multiplikation der Spannungsamplitude des gefilterten Signals mit der Spannungsamplitude des zweiten Referenzsignals, um die zweite Änderungskomponente des Signals der reflektierten Leistung zu erzeugen.

12. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 11, wobei das Einstellmittel für den stationären Zustand folgendes beinhaltet:

ein erstes Tiefpaßfiltermittel (104), welches die erste Komponente vom ersten Multiplikationsmittel (103) empfängt und ein erstes gemitteltes Signal auf Basis des durchschnittlichen Betrags des ersten Komponentensignals erzeugt,

ein erstes Impedanzregelkreismittel (105), welches ein erstes Signal für den stationären Zustand erzeugt und mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem ersten gemittelten Signal basiert,

ein zweites Tiefpaßfiltermittel (114), welches die zweite Komponente vom zweiten Multiplikationsmittel (113) empfängt und ein zweites gemitteltes Signal auf Basis des durchschnittlichen Betrags des zweiten Komponentensignals erzeugt, und

ein zweites Impedanzregelkreismittel (115) , welches ein zweites Signal für den stationären Zustand erzeugt und mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem zweiten gemittelten Signal basiert.

13. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 12, wobei das Regelungsmittel (44) zusätzlich folgendes umfaßt:

ein erstes Summiermittel (108), um das erste Signal für den stationären Zustand zu einem ersten verstärkten Referenzsignal zu summieren, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, und

ein zweites Summiermittel (118), um das zweite Signal für den stationären Zustand zu einem zweiten verstärkten Referenzsignal zu summieren, um ein zweites Steuersignal zu erzeugen.

14. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 13,

wobei

das erste Variationsmittel folgendes beinhaltet:

ein erstes Generatormittel für den Referenzsignalgenerator (102) zur Erzeugung einer ersten Reihe von Pulsen, wobei jeder Puls eine Spannungsamplitude aufweist, und

einen ersten Verstärker (107), welcher die Spannungsamplitude der ersten Reihe von Pulsen in einem Ausmaß verstärkt, welches sich proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung ändert, um ein erstes verstärktes Referenzsignal zu erzeugen, und das zweite Variationsmittel folgendes beinhaltet:

ein zweites Generatormittel für den Referenzsignalgenerator (112) zur Erzeugung einer zweiten Reihe von Pulsen, wobei jeder Puls eine Spannungsamplitude aufweist, und

einen zweiten Verstärker (117), welcher die Spannungsamplitude der zweiten Reihe von Pulsen in einem Ausmaß verstärkt, welches sich proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung ändert, um ein zweites verstärktes Referenzsignal zu erzeugen.

15. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 14, wobei die Pulse in der ersten Reihe von Pulsen die Pulse in der zweiten Reihe von Pulsen nicht überlappen.

16. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 15, wobei das Einstellmittel für den stationären Zustand (105, 115) folgendes beinhaltet:

ein erstes Tiefpaßfiltermittel (104) , welches die erste Komponente vom Multiplikationsmittel (103) empfängt und ein erstes gemitteltes Signal auf Basis des durchschnittlichen Betrags des ersten Komponentensignals erzeugt,

ein zweites Tiefpaßfiltermittel (114), welches die zweite Komponente vom Multiplikationsmittel (113) empfängt und ein zweites gemitteltes Signal auf Basis des durchschnittlichen Betrags des zweiten Komponentensignals erzeugt, und

ein zweites Impedanzregelkreismittel (115), welches ein zweites Signal für den stationären Zustand erzeugt und mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem zweiten gemittelten Signal basiert.

17. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 16, wobei das Regelungsmittel (44) zusätzlich folgendes umfaßt:

ein erstes Summiermittel (108), um das erste Signal für den stationären Zustand und das erste verstärkte Referenzsignal zu summieren, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, und

ein zweites Summiermittel (118), um das zweite Signal für den stationären Zustand und das zweite verstärkte Referenzsignal zu summieren, um ein zweites Steuersignal zu erzeugen.

18. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 8, wobei die erste bestimmte Frequenz ungleich der zweiten bestimmten Frequenz ist.

19. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 18, wobei das erste Variationsmittel (102, 107) folgendes beinhaltet:

ein erstes Generatormittel für denReferenzsignalgenerator (102) zur Erzeugung eines ersten Referenzsignals, wobei das erste Referenzsignal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist, und

einen ersten Verstärker (107), welcher das erste Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, welches sich proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung ändert, um ein erstes verstärktes Referenzsignal zu erzeugen; und

das zweite Variationsmittel (112, 117) folgendes beinhaltet:

ein zweites Generatormittel für den Referenzsignalgenerator (112) zur Erzeugung eines zweiten Referenzsignals, wobei das zweite Referenzsignal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist, und

einen zweiten Verstärker (117), welcher das zweite Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, welches sich proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung ändert, um ein zweites verstärktes Referenzsignal zu erzeugen.

20. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 19, wobei das Separierungsmittel folgendes beinhaltet:

ein erstes Bandpaßfilter (201), welches das Signal der reflektierten Leistung empfängt und ein erstes gefiltertes Signal erzeugt, das nur jene Komponenten des Signals der reflektierten Leistung beinhaltet, die mit einer Frequenz schwingen, welche ungefähr gleich der ersten bestimmten Frequenz sind, wobei das erste gefilterte Signal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist,

ein zweites Bandpaßfilter (211), welches das Signal der reflektierten Leistung empfängt und ein zweites gefiltertes Signal erzeugt, das nur jene Komponenten des Signals der reflektierten Leistung beinhaltet, die mit einer Frequenz schwingen, welche ungefähr gleich der zweiten bestimmten Frequenz sind,wobei das zweite gefilterte Signal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist,

ein erstes Multiplikationsmittel (203) zur Multiplikation der Spannungsamplitude des ersten gefilterten Signals mit der Spannungsamplitude des ersten Referenzsignals, um die erste Änderungskomponente des Signals der reflektierten Leistung zu erzeugen, und

ein zweites Multiplikationsmittel (213) zur Multiplikation der Spannungsamplitude des zweiten gefilterten Signals mit der Spannungsamplitude des zweiten Referenzsignals, um die zweite Änderungskomponente des Signals der reflektierten Leistung zu erzeugen.

21. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 20,

wobei das Einstellmittel für den stationären Zustand folgendes beinhaltet:

ein erstes Tiefpaßfiltermittel (204), welches die erste Komponente vom ersten Multiplikationsmittel (203) empfängt und ein erstes gemitteltes Signal auf Basis des durchschnittlichen Betrags des ersten Komponentensignals erzeugt,

ein erstes Impedanzregelkreismittel (205), welches ein erstes Signal für den stationären Zustand erzeugt und mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem ersten gemittelten Signal basiert,

ein zweites Tiefpaßfiltermittel (214), welches die zweite Komponente vom zweiten Multiplikationsmittel (213) empfängt und ein zweites gemitteltes Signal auf Basis des durchschnittlichen Betrags des zweiten Komponentensignals erzeugt, und ein zweites Impedanzregelkreismittel (215), welches ein zweites Signal für den stationären Zustand erzeugt und mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem zweiten gemittelten Signal basiert.

22. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 21, wobei das Regelungsmittel (44) zusätzlich folgendes umfaßt:

ein erstes Summiermittel (208), um das erste Signal für den stationären Zustand und das erste verstärkte Referenzsignal zu summieren, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, und

ein zweites Summiermittel (218), um das zweite Signal für den stationären Zustand und das zweite verstärkte Referenzsignal zu summieren, um ein zweites Steuersignal zu erzeugen.

23. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 22, wobei sowohl das erste einstellbare Impedanzelement (41) als auch das zweite Impedanzelement (42) magnetische Sättigungsdrosseln sind.

24. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 23, wobei jede magnetische Sättigungsdrossel einen Transformator umfaßt, der mit einer Primärwicklung (121) und einer Sekundärwicklung (122) versehen ist, welche um einen nichtlinearen ferromagnetischen Kern (124) gewickelt sind.

25. Anpassungsnetzwerk (22) gemäß den Ansprüchen 8 bis 24, welches zwischen einen Generator (1) und eine Last (3) gegeben wird, um eine Ausgangsimpedanz des Generators auf eine Eingangsimpedanz der Last anzupassen,wobei das Anpassungsnetzwerk folgendes umfaßt ein erstes einstellbares Impedanzelement (41), wobei das erste einstellbare Impedanzelement folgendes beinhaltet:

einen ersten nichtlinearen ferromagnetischen Kern (124),

eine erste Primärwicklung (121), welche um den ersten nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist, und

eine erste Sekundärwicklung (122) , welche um den ersten nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist;

ein zweites einstellbares Impedanzelement (42), wobei das zweite einstellbare Element folgendes beinhaltet:

einen zweiten nichtlinearen ferromagnetischen Kern (224),

eine zweite Primärwicklung (221), welche um den zweiten nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist, und

eine zweite Sekundärwicklung (222), welche um den zweiten nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist; und

ein Regelungsmittel (44), das mit dem ersten einstellbaren Impedanzelement (41) und dem zweiten einstellbaren Impedanzelement (42) verbunden ist, um ein erstes Spannungssignal durch die erste Sekundärwicklung zu variieren, um die Induktivität durch die erste Primärwicklung zu variieren, und um ein zweites Spannungssignal durch die zweite Sekundärwicklung zu variieren, um die Induktivität durch die zweite Primärwicklung zu variieren.

26. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 25, wobei das erste Impedanzelement (41) in Serie zwischen den Leistungsgenerator (1) und die Last (3) geschaltet ist, und das zweite Impedanzelement (42) parallel zur Reihenschaltung des ersten Impedanzelements (41) und der Last (3) geschaltet ist.