DE10262314B4

DE10262314B4 - Verfahren und Leistungsverstärker zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen zum Betreiben einer Last

Info

Publication number: DE10262314B4
Application number: DE2002162314
Authority: DE
Inventors: Joachim Ziegler
Original assignee: Huettinger Elektronik GmbH and Co KG
Current assignee: Trumpf Huettinger GmbH and Co KG
Priority date: 2002-03-12
Filing date: 2002-03-12
Publication date: 2012-03-29
Anticipated expiration: 2022-03-13

Abstract

Verfahren zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen zum Betreiben einer Last mittels eines Leistungsverstärkers mit einem in einer Grundfrequenz in einen hoch- und niederohmigen Zustand schaltenden Element (3), einer über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernden Quelle (1, 2), einer zum schaltenden Element (3) parallel geschalteten ersten Kapazität (4), einem Blindelement (7) zur Phasenverschiebung und einem nachgeschalteten Filter-Anpassungsnetzwerk (15, 24, 25), wobei das Filter-Anpassungsnetzwerk (15, 24, 25) einen Parallelschwingkreis mit einer Induktivität (18) und einer zweiten Kapazität (19) aufweist, der auf die Grundwelle abgestimmt wird und eine Widerstandstransformation von dem Innenwiderstand (20) einer Treiberschaltung, die das schaltende Element (3), die dazu parallel geschaltete erste Kapazität (4) und das Blindelement (7) aufweist, zu einer Last (14) durchführt, wobei die über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernde Quelle (1,2) den Strom in den Knoten (28) einspeist, in dem die Induktivität (18) und die zweite Kapazität (19) des Parallelschwingkreises zusammengeschaltet sind,...

Description

Stand der Technik
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen mittels eines Leistungsverstärkers zum Betreiben einer Last, und einen Hochfrequenzleistungsgenerator, der ein solches Verfahren einsetzt.
Für die Spannungsversorgung von Plasma erzeugenden 35 Verbrauchern, z. B. Plasmakammern zum Ätzen oder Sputtern, oder CO₂-Leistungslasern, aber auch zur Spannungsversorgung von Spulen industrieller Heizungssysteme werden Hochfrequenzleistungsgeneratoren eingesetzt. Die Hochfrequenzleistungsgeneratoren liefern eine Ausgangsspannung mit einer Frequenz zwischen 50 kHz und 50 MHz und eine Ausgangsleistung von bis zu einigen kW. Die Hochfrequenzleistung wird häufig durch einen Quarzoszillator oder durch einen schwingkreisstabilisierten Oszillator im Kleinstpegelbereich erzeugt und in nachgeschalteten Verstärkerstufen verstärkt, um dann auf den geforderten Leistungspegel verstärkt zu werden. Dabei wird für die Verstärkung in den Verstärkerstufen gerne ein klassischer Klasse E Verstärker verwendet.
Die Funktionsweise eines klassischen Klasse E Verstärkers ist unter anderem in US 3,919,656 beschrieben und wird anhand der 15 näher erläutert. Der prinzipielle Aufbau eines solchen Klasse E Verstärkers besteht aus einem schaltenden Element 3, einen ihm parallel geschalteten Kondensator 4, einer Spannungsquelle 1, die über eine Hochfrequenzdrossel 2 dem Schalter und Kondensator zugeschaltet wird, sowie einem Serienschwingkreis 10. Die Hochfrequenzdrossel 2, über die der Verstärker an eine Versorgungsspannung angeschlossen ist, ist groß genug, um einen über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom sicher zu stellen. Der Serienschwingkreis 10 ist auf die Grundfrequenz abgestimmt, und lässt nur einen sinusförmigen Verlauf des Stroms zum Lastwiderstand 9 zu. Das zusätzliche Blindelement 7 erzeugt eine Phasenverschiebung, mittels derer die Schaltbedingungen für den Schalter eingestellt werden. Der Zeitpunkt des Einschaltens des Schalters 3 soll so gewählt werden, dass die Spannung an der Kapazität 4 möglichst gleich 0 ist, um Verluste durch die Entladung der Kapazität über den Schalter zu verhindern. Außerdem ist es vorteilhaft, wenn die Spannungsänderung über einen weiten Zeitbereich möglichst gering ist, damit Verluste durch eine endliche Einschaltdauer des realen Schalters möglichst klein bleiben.
In dem klassischen Klasse E Verstärker nach 15 findet keine Widerstandstransformation statt. Um Reflexionen und Verluste zu vermeiden, sollte der Lastwiderstand 9 gleich dem Verstärker-Innenwiderstand 8 sein. Typische Lasten liegen im technischen Bereich bei 50 Ω. Der Innenwiderstand des Verstärkers ist in der Regel um einiges kleiner. Er wird determiniert durch die erforderliche Leistung und die maximale Spannung, die am Schalter anliegt. Unter anderem begrenzen die für den Schalter eingesetzten Bauteile den maximalen Wert der Spannung, da sie eine endliche Durchbruchspannung besitzen. Zur Anpassung an den geforderten Lastwiderstand können Anpassungsnetzwerke (11) vorgesehen werden, die verlustbehaftet sind und zu einer Reduzierung des Gesamtwirkungsgrads führen (16).
Der Schalter 3 wird häufig als MOS-FET Schalter realisiert. Ein solcher MOS-FET Schalter besitzt eine Reihe von parasitären Bauteilen (Kapazitäten, Induktivitäten, Diode), die Einfluss auf die Verstärkerschaltung nehmen. Diese sind in 10 dargestellt und bei der Beschreibung der Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Rao Gudimetla, V. S.; Kain, A. Z.: ”Design and validation of the load networks for broadband class E amplifiers using nonlinear device models.” In: Microwave Symposium Digest, 1999 IEEE MTT-S International , Volume: 2, 1999, S. 823–826, befasst sich mit dem Entwurf und der Validierung von Lastnetzwerken für Breitband-Klasse-E-Verstärker unter Verwendung von nicht linearen Bauteilmodellen. Anhand eines Klasse-E-Verstärkers wurden Simulationen durchgeführt.
Aus Mertens, K. L. R.; Steyaert, M. S. J.: „A 700-MHz 1-W fully differential CMOS class-E power amplifier.” In: Solid-State Circuits, IEEE Journal of , Volume: 37 Issue: 2, Feb. 2002, S. 137–141, ist ein 700 MHz Klasse-E-Verstärker bekannt. Dieser Klasse-E-Verstärker wurde bezüglich des Wirkungsgrads optimiert.
Aus der US 3,919,656 ist ein schaltender Verstärker bekannt. Das Lastnetzwerk stellt sicher, dass in der Übergangsphase des Schalters vom Ein- zum Auszustand die Spannung, die an dem Schalter abfällt, niedrig bleibt, bis der Strom durch den Schalter auf null gefallen ist. Weiterhin stellt das Netzwerk sicher, dass die Spannung, die am Schalter abfällt, am Ende des Auszustands null ist, so dass der Stromfluss durch den Schalter erst wieder anfängt, wenn praktisch keine Spannung am Schalter anliegt.
Aufgabe der Erfindung
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, sinusförmige Hochfrequenzsignale bei kleineren Kapazitäten der Quelle zu erzeugen.
Gelöst wird diese Aufgabe verfahrensmäßig durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und vorrichtungsmäßig durch einen Leistungsverstärker mit den Merkmalen des Anspruchs 12.
Der Serienschwingkreis des klassischen Klasse E Verstärkers wird ersetzt durch einen Parallelschwingkreis gemäß 1 und 2. Es handelt sich dabei nicht um eine Transformation des Serienschwingkreises in ein Serien und ein Parallelelement, sondern um ein völlig neues Konzept. Zunächst wird der Parallelschwingkreis auf die Grundwelle abgestimmt und sorgt so dafür, dass der Strom durch die Induktivität 18 im wesentlichen aus der Grundwelle besteht, womit die Schaltung eine wichtige Bedingung des Klasse E Verstärkers erfüllt. Des weiteren wird dieser Parallelschwingkreis so ausgelegt, dass er eine Widerstandstransformation vom Innenwiderstand der treibenden Schaltung (20) zur Last (14) realisiert. Damit ergeben sich einige wichtige Vorteile.
Erstens kann damit ein zusätzliches Anpassungsnetzwerk entfallen, womit Kosten und Bauteilverluste eingespart werden.
Zweitens lässt sich diese Schaltung mit sehr viel niedrigeren Werten für Induktivität und Kapazität aufbauen, womit sehr günstige Bauformen möglich sind.
Drittens ermöglicht eine so ausgeführte Schaltung das Umpositionieren der Stromversorgung vom schalterseitigen Ende der Kombination der Induktivitäten 7 und 18 zum lastseitigen Ende dieser Induktivitäten (3). Durch diese Verschiebung der Stromzufuhr, die einen weiteren wichtigen Teil der Erfindung darstellt, ergeben sich die folgenden Vorteile und Ausgestaltungsmöglichkeiten:
Durch die Versetzung der Stromzufuhr können anstatt einem Schalter mit Kapazität mehrere Schalter mit jeweils kleineren Kapazitäten über jeweils eine Kombination von Induktivitäten parallel geschaltet werden (4, 5). Die Parallelschaltung ermöglicht das Verstärken von sehr großen Leistungen mit deutlich günstigeren Bauteilen für die Schaltelemente. Allerdings ergeben sich in der Praxis selbst bei synchron ansteuernden Treiberstufen durch Unterschiede in den Schaltern in Schaltgeschwindigkeit, Einschaltspannung am Gate und den Unterschieden an den parasitären Bauteilen Phasenunterschiede in den einzelnen Zweigen. Die Zusammenschaltung dieser leicht unterschiedlich schaltenden Schaltelemente über die Induktivitäten hat nun den großen Vorteil, dass Widerstände zur Phasenkorrektur von einem Zweig in den anderen eingefügt werden können (4, 5). Auch dies ist ein Teil der vorliegenden Erfindung.
Viertens kann ein oben genannter Parallelschwingkreis (2) nun mit einer Induktivität (21, 6) in Serie zur Kapazität 19 erweitert werden. Der so entstehende Serienresonanzfilter wird auf die erste Oberwelle abgestimmt, so dass diese Anteile nach Masse abgeleitet werden. Damit wird das Signal klirrfaktorärmer. Dieses Verfahren und die Umsetzung stellt ebenfalls einen Teil der Erfindung dar.
Bei einer Weiterführung wird zur Trennung des Gleichanteils von der Versorgungseinheit zur Last ein Kondensator (16, 6) eingesetzt. Dieser liegt direkt vor der Last. Damit besitzt er kleinere Kapazitätswerte und wird mit geringeren Strömen belastet als der entfallene Kondensator 5 des herkömmlichen Klasse E Verstärkers in 15. Damit können hochwertigere und verlustärmere Kondensatoren eingesetzt werden, was den Gesamtwirkungsgrad weiter erhöht.
Bei einer Weiterführung ist das Anpassungsglied zweistufig aus zwei direkt gekoppelten Anpassungshalbgliedern aufgebaut.
Durch geeignete Dimensionierung werden mit diesen zwei Anpassungshalbgliedern zum einen hohe Frequenzen stärker bedämpft, und damit ein besonders klirrfaktorarmes Ausgangssignal erzeugt. Zum anderen wir im Bereich der Grundfrequenz ein breitbandigerer Durchlassbereich erreicht (8)
Bei einer weiteren Ausgestaltung wird zwischen die beiden Anpassungsglieder ein Gleichstrom-Entkoppelkondensator geschaltet. Seine parasitären Anschluss-Induktivitäten können so mit der Serieninduktivität des zweiten Anpassungsglieds kompensiert werden.
In einer Weiterentwicklung wird die von Knoten 27 zu Knoten 28 versetzte Stromzufuhr umdimensioniert, um kostengünstigere Bauteile einzusetzen. Die Stromversorgung soll wie oben erwähnt einen konstanten Strom über eine Grundwelle liefern. Dafür sorgt bisher die Hochfrequenzdrossel 2, die dafür eine große Induktivität besitzen muss. Zur Erzielung einer solchen Induktivität wird üblicherweise eine Spule mit Eisenkern eingesetzt. Auf der Lastseite ist durch die Filter-Anpassungsnetzwerke sichergestellt, dass nur die Grundwelle und ein Gleichanteil fließen kann. Die Hochfrequenzdrossel 2 kann deswegen ersetzt werden durch eine Bandsperre (74, 9) abgestimmt auf die Grundfrequenz. Diese wiederum kann mit einer wesentlich kleineren Induktivität und damit eisenlos und wesentlich kostengünstiger realisiert werden.
Die oben erwähnten Schaltungen werden mit einem speziellen Verfahren zum Treiben der Schalter weiterentwickelt. Wie oben erwähnt, besitzen die Schalter eine endliche Ein- und Ausschaltzeit und diese differiert aus ebenfalls erwähnten unterschiedlichen Gründen bei einzelnen Schaltern voneinander. Die Schalter sollen aber eingeschaltet werden, wenn die Spannung über diese Schalter nahe 0 V ist, wie oben erläutert wurde. Von Vorteil ist dabei, dass aufgrund der mit Induktivität 7 eingestellten Phasenverschiebung der Strom durch die Kapazität 4 in diesem Zeitbereich seinen Nulldurchgang hat und auf Grund dessen die Änderung der Spannung in diesem Bereich sehr klein ist. Das Einschalten der Schalter kann daher in einem Bereich von ca. ±10% der Grundwelle nach vorne und hinten verschoben werden, ohne dass die Spannung am Kondensator in diesem Bereich sich wesentlich von der im eingeschalteten Zustand des Schalters unterscheidet. Ein Einschalten der Schalter bei negativem Strom ist kritisch, weil dann die parasitäre Reversdiode zu leiten beginnt und sich damit die Ausschaltzeit vergrößert. Deswegen werden die Schalter so früh wie möglich eingeschaltet. In US 6,229,392 B1 wird der Schalter bewusst bei einer nach anliegenden Spannung am Kondensator eingeschaltet und damit Verluste in Kauf genommen. Das soll mit dem hier beschriebenen Verfahren vermieden werden. Die Schalter sollen bei einer Spannung nahe 0 V eingeschaltet werden, aber der Zeitpunkt soll der dafür frühest mögliche sein. Dies kann, wie Experimente und Simulationen zeigen, mit einem verändertem Puls-/Pausenverhältnis erreicht werden, das vorteilhafter Weise im Bereich zwischen 50%/50% und 40%/60% liegt.
Zur Ansteuerung des Gates eines Schalterelements, vorzugsweise eines oder mehrerer MOS-FETs, wird ein so genannter Gate-Schwingkreis aufgebaut, der in Kombination mit den parasitären Bauteilen des Schaltelements auf die Grundwelle abgestimmt wird (11). Durch die Blindstromüberhöhung liefert dieser Schwingkreis einen ausreichend hohen Strom und eine ausreichend hohe Spannung zur Ansteuerung des Schaltelements. Damit wird der Gesamtwirkungsgrad der Schaltung erhöht. Die Wirkleistung, die nun noch zum Ansteuern des Schaltelements benötigt wird, fließt fast vollständig über die parasitäre Drain-Gate-Kapazität in den Ausgangsverstärkerkreis und damit in den Lastkreis. Wird dieser Gate-Schwingkreis von einem Klasse E Verstärker angesteuert, so arbeitet dieser besonders effizient und belastet die Stromversorgung mit einem konstanten Strom.
Bei einer Weiterbildung des Verfahrens wird am Gate-Schwingkeis ein Teil der HF-Energie entnammen und in einer Gleichrichterschaltung zu einer positiven und einer negativen Gleichspannung gewandelt. Mit einem Stellglied kann der Schwingkreis mit dieser Gleichspannung vorgespannt werden und damit kann das Puls-/Pausenverhältnis des Schaltelements eingestellt werden. Die Entnahme der Energie für die Erzeugung der Gleichspannungen aus dem Schwingkreis bringt einen zusätzlichen Vorteil. Sie verkleinert die Güte und erhöht die Bandbreite dieses Schwingkreises und macht damit die Schaltung unempfindlicher gegen Verstimmung.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung werden für das Schaltelement zwei MOS-FETs eingesetzt (13). Ein Vorteil der zwei zusammengeschalteten MOS-FETs liegt darin, dass sich die Spannung, die an der parasitären Source Induktivität abfällt, reduziert, womit die erforderliche Gate-Source-Spannung sinkt. Außerdem können MOS-FETs für einen geringeren Schaltstrom verwendet werden, was Kostenvorteile bringt. Gegebenenfalls entstehende Schwingungen durch die parasitären Blindelemente können durch einen zusätzlichen externen Kondensator (47) von Gate nach Masse unterdrückt werden, der sich in den Gate-Schwingkreis integrieren lässt. Damit werden keine verlustbehafteten und die Schaltgeschwindigkeit mindernde Wirkwiderstände zur Dämpfung solcher Schwingungen benötigt.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn mehrere Treiberstufen (49, 50, 51) gemäß 14 oder 13 parallel geschaltet und synchron angesteuert werden und ihre Ausgänge über ein Anpassungsnetzwerk (7, 18, 26) vergleichbar zu 4 oder 5 an einem Stromknoten (28) zusammengeführt werden. Zum einen können durch diese Maßnahme in jeder Treiberstufe Transistoren mit geringerer Leistung verwendet werden. Zum anderen lassen sich die Stromanstiegsgeschwindigkeiten im Einschaltmoment des Leistungstransistors und die sich über der Zuleitungsinduktivität der Source-Anschlüsse aufbauende Spannung reduzieren. Damit sinkt die erforderliche Gate-Source-Spannung der Leistungstransistoren.
Alle vorgenannten Verfahren und Schaltungen können auf unterschiedliche Weise zu einem Leistungsgenerator zusammengeschaltet werden. Ein besonders geeignetes Beispiel für ein solchen Leistungsgenerator ist in 14 gezeigt und in der Beschreibung zu dem Ausführungsbeispiel erläutert.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung anhand der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination in einer Ausführungsform der Erfindung verwirklicht sein.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Es zeigen:
1 den Schaltplan eines Hochfrequenz-Leistungsgenerators mit dem integrierten Filter-Anpassungs-Netzwerk;
2 einen Ersatzschaltplan des sich aus der Schaltung gemäß 1 ergebenden Parallelschwingkreises;
3 den Schaltplan wie in 1 mit versetzter Stromversorgung (1, 2)
4 den Schaltplan wie in 3 mit der Erweiterung auf zwei Schaltpfade mit den Widerständen zur Phasenkorrektur
5 den Schaltplan wie in 3 oder 4 mit der Erweiterung auf vier Schaltpfade mit den Widerständen zur Phasenkorrektur
6 den Schaltplan wie in 1 erweitert um die DC-Entkopplungskapazität 16 und die Längsinduktivität 21
7 den Schaltplan wie in 6 erweitert um ein zweites Anpassungsglied;
8 Gegenüberstellung des Dämpfungsverhaltens von Schaltungen mit einem und mit zwei Anpassungsgliedern;
9 erfindungsgemäße Weiterentwicklung des Stromzufuhrnetzwerks aus 3, 4 oder 5; Ersatz der Drossel 2 durch einen Parallelschwingkreis.
10 einen MOS-FET Schalter mit parasitären Bauteilen
11 den Schaltplan einer Treiberstufe eines MOS-FET für den Hochfrequenzleistungsgenerator;
12 eine Erweiterung der Schaltung nach 11 um die Gleichspannungserzeugung und Einspeisung in der Treiberstufe;
13 eine Schaltung wie in 11 mit einem MOS-FET Paar und einer zusätzlichen Kapazität 47;
14 ein Ausführungsbeispiel für einen Leistungsgenerator mit vier Treiberstufen;
15 einen klassischen Klasse E Verstärker des Standes der Technik.
16 einen klassischen Klasse E Verstärker mit Anpassungsnetzwerk des Standes der Technik.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
1 zeigt eine Ausgestaltung eines Klasse E Verstärkers. Stromversorgung (1) Drosselspule (2), Schaltelement (3) und Kapazität (4) sind wie im Klasse E Verstärker des Stands der Technik (15). Die Induktivität 7 stellt die korrekte Phasenlage des Stroms ein und sorgt so dafür, dass die Bedingungen für das Ein- und Ausschalten des Schalters erfüllt werden. Neu ist ein kombiniertes Filter-Anpassungsnetzwerk 15 bestehend aus der Induktivität 18 und der Kapazität 19. Eine solche Schaltung ist in ähnlicher Weise in US 3,919,656 (7b) beschrieben, jedoch unterscheidet sich die vorliegende Erfindung durch die zu Grunde liegende Intention und damit durch ihre Ausgestaltung ganz wesentlich von der Ausführung in US 3,919,656 . In US 3,919,656 wird mittels bekannter Impedanztransformation der Serienwiderstand, der die Last darstellt (9 in 15), und der Serienkondensator (5 in 15) umgewandelt in eine Parallelschaltung mit einem ersten Kondensator zu Masse und einer Serienschaltung aus einem zweiten Kondensator und einem resultierendem Lastwiderstand, der ebenfalls an Masse liegt. An dem so entstehenden Mittelabgriff der beiden Kondensatoren ist die Induktivität (6 in 15) angeschlossen. Eine solche Schaltung ergibt ein vergleichbares Verhalten wie die Schaltung gemäß 15 bei der einen Frequenz, für die diese Impedanztransformation durchgeführt wird. Für andere Frequenzen verhält sich die Schaltung anders. Die Intention in US 3,919,656 ist es, Ersatzschaltungen für den Serienschwingkreis (10 aus 15) aufzuzeigen, die bei der Grundfrequenz eine ähnliche Funktion wie dieser besitzen.
Die Intention der vorliegenden Erfindung ist eine andere. Der Serienschwingkreis soll ganz vermieden werden. Stattdessen wird eine Schaltung gemäß 1 aufgebaut. Diese Schaltung stellt einen gedämpften Parallelschwingkreis dar, wie aus dem Ersatzschaltbild in 2 ersichtlich ist. Dieser Parallelschwingkreis wird auf die Grundfrequenz abgestimmt und sorgt bei ausreichender Güte für eine Bevorzugung des Stroms bei der Grundfrequenz in der Induktivität 18. Damit ist eine wesentliche Bedingung des Klasse E Verstärkers erfüllt, nämlich der sinusförmige Strom bei der Grundwellenfrequenz durch diese Induktivität 18. Es ist dabei ein wesentlicher zusätzlicher Teil der Erfindung, dass dieses Netzwerk auch noch einen zweite Aufgabe erfüllt, nämlich die Widerstandstransformation in der gewünschten Weise. Gewünscht ist, wie zuvor erwähnt, eine Aufwärtstransformation von einem relativ kleinem Innenwiderstand der treibenden Schaltung 20 zu einem größerem Lastwiderstand 14. Dazu sollen die Verhältnisse an der Kapazität 19 näher betrachtet werden. Der aus einer relativ kleinem Innenwiderstand 20 in die Induktivität 18 eingeprägte Strom führt zu einer erhöhten Spannung in der Kapazität 19 und damit auch an der parallel geschalteten Last 14. Genau mit dieser Spannungserhöhung wird die gewünschte Widerstandsaufwärtstransformation erreicht. Der Parallelschwingkreis aus 2 wird nun auf eine gewünschte Widerstandstransformation, auf eine erforderliche Güte und auf eine Grundfrequenz dimensioniert, was einen wesentlichen Vorteil zu dem Schaltungskonzept in US 3,919,656 darstellt.
Ein geeignetes Dimensionierungsbeispiel soll für eine solche Schaltung angegeben werden. Der Generatorinnenwiderstand beträgt 2 Ω, der Lastwiderstand 50 Ω. Der Schwingkreis wird auf 13,56 MHz abgestimmt. Dann wird mit einer Induktivität von 100 nH und einer Kapazität von 1 nF ein Schwingkreis mit einer Güte von ca. 2,5 aufgebaut. Eine solche Induktivität lässt sich sehr gut als Leiterbahnspule auf einer Platine ohne Eisen- oder Ferritkern realisieren, was sehr kostengünstig ist. Die erreichte Güte ist ausreichend um den Klasse E Betrieb zu gewährleisten und bietet noch genügend Bandbreite im Bereich der Grundfrequenz um auf Verstimmung nicht überempfindlich zu reagieren.
Eine Weiterentwicklung der Schaltung ist in 3 gezeigt. Hier wird die Stromversorgung (1, 2) nicht an den Konten 27 sondern in den Knoten 28 eingespeist. Da die Induktivitäten 7 und 18 reine Blindelemente sind, und die Stromversorgung (1, 2) im Bereich der Grundfrequenz einen konstanten Strom (DC-Strom) liefert, hat diese Maßnahme keine Auswirkung auf die Funktionalität der Schaltung. Die Vorteile dieser Maßnahme können anhand 4 und 5 erläutert werden.
In 4 ist gezeigt, wie auf diese Weise ersatzweise zu Schalter 3 und Kapazität 4 zwei Schalter (3a, 3b, 4) mit jeweils einer Kapazität (4a, 4b) über jeweils 2 Induktivitäten (7a, 7b; 18a, 18b) an den Knoten 28 angeschlossen werden können. Aus unterschiedlichen Gründen ist es auch bei baugleichen Transistoren, die synchron angesteuert werden, nicht möglich ein vollkommen synchrones Verhalten am Ausgang zu erzeugen. Unterschiedlich schaltende Transistoren erzeugen unterschiedliche Phasenlagen der Grundwelle in den Schwingkreisen (4a, 4b, 7a, 7b, 18a, 18b, 19). Erfindungsgemäß werden zur gegebenenfalls notwendigen Phasenlagenkorrektur die Widerstände (26a, 26b) eingesetzt, die zwischen die Blindelemente zur Phasenverschiebung (7a, 7b) und die Induktivitäten (18a, 18b) der beiden Anpassungsnetzwerke geschaltet werden, und so die beiden Zweige verbinden. Diese Widerstände werden so dimensioniert, dass die lineare Unabhängigkeit der Schaltelemente (3a, 3b) weitesgehend erhalten bleibt aber dennoch eine merkliche Phasenlagenkorrektur erfolgt. Dabei ist es nicht notwendig, diese Widerstände auf die volle Leistungsfähigkeit des Generators auszulegen, da nur Energie zur Phasenkorrektur zugeführt werden muss, die um Größenordnungen kleiner ist, als die erzeugt Energie der Grundwelle.
Diese Erfindung kann auf eine beliebige Anzahl von Schaltelementen mit Anpassungsnetzwerken angewendet werden. Eine mögliche Erweiterung für den Betrieb mit vier Schaltelementen ist in 5 dargestellt. Die Widerstände (26c, 26d, 26e, 26f) zur Phasenlagenkorrektur werden dabei vorteilhafter Weise in einem Sternpunkt zusammengeschaltet.
Gleich zwei unabhängige Weiterentwicklungen sind in 6 dargestellt. Zum einen wird zur Trennung des Gleichanteils von der Versorgungseinheit zur Last ein Kondensator 16 eingesetzt. Dieser liegt direkt vor der Last. Bedingt durch die Aufwärtstransformation besitzt der Kondensator kleinere Kapazitätswerte und wird mit geringeren Strömen belastet als der entfallene Kondensator 5 des herkömmlichen Klasse E Verstärkers in 15. Damit können hochwertigere und verlustärmere Kondensatoren eingesetzt werden, was den Gesamtwirkungsgrad weiter erhöht. Die andere Weiterentwicklung betrifft die Induktivität 21, die in Reihe mit der Kapazität 19 des Anpassungsfilternetzwerks gelegt wird. Der dadurch entstehende Serienschwingkreis wird auf die erste Oberwelle abgestimmt. Dadurch wird eine Reduzierung des Klirrfaktors erreicht und als Folge davon die Verlustleistung im Schaltelement reduziert.
7 zeigt eine Weiterbildung, in der das Anpassungs-Netzwerk auf zwei Halbglieder 24, 25 verteilt wird, und der Gleichstromabkoppelkondensator 16 zwischen den beiden Anpassungshalbgliedern liegt. Dabei wird ein zweites Anpassungsglied (25) bestehend aus einer Längsinduktivität (22) und einer zur Last parallel geschalteten Kapazität (23) ergänzt, das so dimensioniert wird, dass der Durchlassbereich im Bereich der Grundfrequenz auf ein begrenztes Band erweitert wird, womit die Schaltung weniger anfällig gegen Verstimmung ist. Gleichzeitig werden die Anteile aller weiteren Oberwellen stärker unterdrückt. Ein weiterer Vorteil dieser Erweiterung besteht darin, dass die Widerstandstransformation auf zwei Anpassungsglieder aufgeteilt wird, und beim ersten Anpassungsglied die Induktivität 18 auf geringen Wirkwiderstand und geringe Windungskapazitäten gegen Masse optimiert werden kann. Durch die Aufteilung der Anpassung in zwei Anpassungsglieder wird es möglich, die Leiterbahnbreite der Anpassungsspule der ersten Stufe des Anpassungsglieds so zu wählen, dass sie in Kombination mit der Spulengeometrie auch bei hohen Strömen einen geringen Hochfrequenzwirkwiderstand für die Grundfrequenz erzeugt. Durch diese Maßnahme reduzieren sich die Induktivitäten der benötigten Spulen und es lassen sich Spulengeometrien mit höheren Güten verwirklichen.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung werden die Spulen als Leiterbahninduktivitäten auf einer Platine verwirklicht. Ihre Geometrien werden so gewählt, dass der Hochfrequenzwiderstand für die Grundwelle wie beschrieben möglichst niedrig ist, für alle höheren Frequenzen aber zunimmt und somit diese Frequenzen bedämpft.
In 7 ist außerdem dargestellt, wie bei einer geeigneten Weiterentwicklung des Verfahrens der Kondensator 16 zwischen die beiden Anpassungsglieder geschaltet wird. Damit wird die parasitäre Induktivität des Kondensators gleich für die Serieninduktivität 22 mit genutzt. Der so entstehende Serienkreis (16, 22) wird so dimensioniert, dass die Güte kleiner 1 ist, und eine Verstimmung dieses Kreises kaum Wirkung auf die Gesamtfunktion der Schaltung zeigt.
8 zeigt zwei Dämpfungsverläufe, einen für ein Anpassungsglied 80 und einen für zwei Anpassungshalbglieder 81. Die Grundwelle liegt bei 82. Die Dämpfung im Bereich 83 ist die beschriebene Folge der Serieninduktivität 21 aus 6 bei der ersten Oberwelle. Deutlich erkennbar ist die stärkere Dämpfung im Bereich 84 mit der Schaltung mit zwei Anpassungshalbgliedern. Deutlich zu erkennen ist auch der flache Verlauf in einem begrenzten Bereich der Grundwelle. Ein solches Dämpfungsverhalten kann nur mit einer speziellen Dimensionierung der beiden Anpassungshalbglieder erreicht werden. Dazu müssen die beiden Anpassunghalbglieder eine annähernd paritätisch verteilte Güte besitzen, das bedeutet, dass nicht eines der Anpassungshalbglieder eine dominierende Wirkung gegenüber dem anderen besitzen darf. Der flache Verlauf der Dämpfungskurve im Bereich der Grundwelle macht die Schaltung unempfindlicher gegen Verstimmung und kann auch vorteilhaft eingesetzt werden um beispielsweise den Verstärker bewusst zu verstimmen um Anpassung an die Last zu erreichen.
9 zeigt eine erfindungsgemäße Weiterentwicklung der Stromzufuhr in Knoten 28 ausgehend von einer Schaltung nach 3, 4 oder 5. Die Induktivität 2 wird ersetzt durch einen Parallelschwingkreis 74 bestehend aus eine Induktivität 71, und zwei Kondensatoren 72 und 73. Der Parallelschwingkreis wird auf die Grundwelle abgestimmt. Damit lässt sich der Wert der Induktivität deutlich verringern und die Induktivität kann eisenlos, also ohne Ferritkern aufgebaut werden. Vorteilhaft ist die Ausführung des Parallelschwingkreises mittels zwei gegen Masse geschalteten Kondensatoren (72, 73), weil hierdurch auch hochfrequente Störungen gefiltert werden.
10 zeigt einen Leistungs-MOS-FET 49 mit den für die Anwendung wichtigsten parasitären Bauteilen. Die externen Anschlüsse des MOS-FET sind mit 41 (Source), 42 (Drain) und 43 (Gate) bezeichnet. Die parasitäre Kapazität 31 vom internen Drain 32 zum internen Source 33 bildet im Klasse E Verstärker einen Teil der Kapazität 4. Allerdings ist die Kapazität 31 spannungsabhängig, womit sich das Verhalten eines realen Verstärkers von dem eines idealen Klasse E Verstärkers unterscheidet. Die Kapazität verkleinert sich mit zunehmender Spannung in nicht proportionaler Weise. Dadurch kommt es im Klasse E Betrieb bei einer Aufladung dieses Kondensators zu einer nicht zu vernachlässigenden Spannungsüberhöhung. Oft wird deswegen eine über die Spannung konstante dominante Kapazität parallel zum Schalter geschaltet. Die parasitäre Diode 34 vom internen Source 33 zum internen Drain 32 ist bauartbedingt in MOS-FET Leistungshalbleitern integriert. Diese Diode geht in den leitenden Zustand über, wenn eine genügend hohe Spannung bei abgeschaltetem MOS-FET von Source nach Drain anliegt oder auch bei einem eingeschalteten MOS-FET ein genügend großer Strom von Source nach Drain fließt, so dass der Spannungsabfall über dem Einschaltwiderstand größer ca. 0,7 V wird, was die Übergangsspannung dieser Diode im leitenden Zustand ist. Kehrt sich der Strom um, so müssen Ladungsträger aus dem pn-Übergang dieser Diode entfernt werden, was dazu führt, dass, auch falls der MOS-FET in dieser Zeit abgeschaltet sein sollte, trotzdem Ladungsträger transportiert werden, und damit ein Strom fließt. Das führt insbesondere in HF Schaltungen zu unerwünschten Auswirkungen. Beim Abschalten des MOS-FET sollte daher darauf geachtet werden, dass die parasitäre Diode 34 nicht im leitenden Zustand betrieben wird, sprich der Stromfluss von Drain nach Source erfolgt, was beim Klasse E Verstärker einer positiven Aufladung des Kondensators 4 zum Zeitpunkt des Ausschaltens des Schalters 3 entspricht. Die Anschluss-Induktivität 30 zwischen dem internen Source 33 des MOS-FET und dem entsprechenden externen Anschluss des MOS-FET 41 ist bauartbedingt vorhanden. Sie stört vor allem beim Einschalten des MOS-FET, wenn hohe Stromanstiegsgeschwindigkeiten gefordert sind. An ihr fällt eine Spannung ab, die proportional zur Induktivität und proportional zum Stromanstieg ist. Um den MOS-FET trotz eines solchen Spannungsabfalls sicher einschalten zu können, muss eine entsprechend vergrößerte Gate-Source-Spannung zur Verfügung gestellt werden. Die Gate-Drain-Kapazität 35 und die Gate-Source-Kapazität 37 bewirken eine Kopplung von der Verstärkerseite auf die Ansteuerseite, deren Auswirkungen berücksichtigt werden müssen, und die zumeist unerwünscht sind. Zum Schalten des MOS-FET müssen diese Kapazitäten geladen bzw. entladen werden und zwar über die Induktivität 38 und über den Widerstand 39. Da dies bei HF Anwendungen sehr schnell erfolgen muss, sind hierfür hohe Ströme notwendig. Diese erzeugen im Widerstand 39 und im Innenwiderstand der Treiberschaltung eine Verlustleistung, die sich negativ auf den Gesamtwirkungsgrad der Schaltung auswirkt. Insbesondere die Kapazität 35 ist zudem spannungsabhängig. Wenn man das Gate des MOS-FET mit seinen parasitären Bauelementen als Verbraucher der Ansteuerschaltung betrachtet, so bewirken die sich ändernden Kapazitäten eine Änderung der Lastimpedanz während dem Ein- bzw. Ausschaltvorgang. In HF Schaltungen sind solche Änderungen unerwünscht, weil sie zu Reflexionen und Störungen führen können. Die parasitäre Drain-Induktivität 44, die vom internen Drain-Anschluss 32 zum externen Anschluss 42 führt, ist ebenfalls in jedem MOS-FET integriert und beeinflusst ebenso die Hochfrequenzeigenschaften des Transistors.
11 zeigt die erfindungsgemäße Ansteuerung eines solchen Leistungs-MOS-FET 49 mittels eines Gate-Schwingkreises 50. Dieser Gate-Schwingkreis besteht außerhalb des MOS-FET aus einer Induktivität 45 und einer Kapazität 46 und wird zusammen mit der parasitären Anschluss-Induktivität 38 auf die Grundwelle abgestimmt. Durch die Blindstromüberhöhung liefert dieser Schwingkreis einen ausreichend hohen Strom und eine ausreichend hohe Spannung zur Ansteuerung des MOS-FET. Damit wird der Gesamtwirkungsgrad der Schaltung erhöht. Die Wirkleistung, die nun noch zum Ansteuern des MOS-FET benötigt wird, fließt fast vollständig über die parasitäre Kapazität (35) in den Ausgangsverstärkreis und damit in den Lastkreis.
Vorteilhafterweise wird der Gate-Schingkreis 50 von einem oben erwähnten Klasse E Verstärker (51) angesteuert, womit der Gate-Schwingkreis mit einem relativ geringen und konstanten Strom versorgt werden kann, da nur die vom Lastkreis entnommene und die im Gate-Widerstand (39) verbrauchte Energie ersetzt werden muss.
12 zeigt nochmals die Schaltung wie in 11, ergänzt durch eine Schaltung zur Einstellung des Puls-/Pausenverhältnisses. Dem Gate-Schwingkreis wird dabei ein Teil der HF-Energie entnommen und in einer Gleichrichterschaltung (69) zu einer positiven und negativen Gleichspannung gewandelt. Mit einem Stellglied (70) kann der Schwingkreis mit einer frei einstellbaren positiven oder negativen Gleichspannungen vorgespannt werden. Mit Hilfe dieser Vorspannungen kann das Puls-/Pausenverhältnis für die Gate-Ansteuerung der Leistungstransistoren abgeglichen werden. Durch die Erzeugung der Gleichspannungen wird dem Gate-Schwingkreis Energie entnommen, was zugleich eine Begrenzung der Güte des Gate-Schwingkreises ermöglicht und damit die Schaltung unempfindlicher gegen Verstimmung macht.
13 zeigt nochmals die Schaltung wie in 11, diesmal jedoch wird ein Transistorpaar (49a, 49b) angesteuert. Ein Vorteil der zwei zusammengeschalteten MOS-FETs liegt darin, dass sich die Spannung, die an der parasitären Spule 30 des MOS-FETs abfällt, reduziert, womit die erforderliche Gate-Source-Spannung sinkt. Außerdem können MOS-FETs für einen geringeren Schaltstrom verwendet werden, was Kostenvorteile bringt.
Ein solches MOS-FET Paar kann sehr nah beieinander montiert werden, so dass sich nur sehr geringe Anschlussinduktivitäten ergeben. Die internen parasitären Blindelemente bleiben natürlich erhalten. Durch den Umstand, dass die einzelnen Transistoren des MOS-FET Paars in der praktischen Ausführung meist nicht die identisch gleiche Einschaltdauer haben, können Schwingungen in den parasitären Blindelementen des MOS-FET Paars angeregt werden. Die so entstehenden Schwingungen können eine hohe Verlustleistung erzeugen, den Leistungsverstärker destabilisieren und nicht selten auch zerstören. Diese Schwingungen werden erfindungsgemäß durch einen Kondensator 47 bedämpft. Der Kondensator 47 kann als Teil des Gate-Schwingkreises gesehen und durch ihn kompensiert werden. Damit werden keine verlustbehafteten und die Schaltgeschwindigkeit mindernde Wirkwiderstände zur Dämpfung solcher Schwingungen benötigt.
14 zeigt den schematischen Aufbau eines Hochfrequenz-Leistungsgenerators 70. Von einem Referenzoszillator 67 wird ein Taktsignal an eine Eingangsstufe 68 geliefert, von der das Taktsignal verstärkt und auf vier parallele Treiberstufen 53, 54, 55, 56 mit gleicher Durchlaufzeit verteilt wird. Jede Treiberstufe (53–56) weist jeweils einen Subtreiber 57, einen Treiberverstärker 58 und eine Endstufenschaltung 59 auf. Die Subtreiber (57) bestehen vorzugsweise aus Monoflops, die im variablen Taktverhältnis (z. B. Puls-/Pausenverhältnis 40%/60%) die Treiberverstärker (58) ansteuern. Die Schaltungen der Treiberverstärker entsprechen vorzugsweise den Bereichen 50 und 51 in 11 oder 13 wobei der Schalter 48 vorzugsweise ein MOS-FET ist, der vom Subtreiber 57 angesteuert wird. Die Ausgänge der Treiberverstärker 58 steuern die Endstufenschaltung 59 an. Diese besteht aus einer Schaltung mit Phasenkorrektur gemäß Bereich 29 von 4 oder 5 mit je einem Schalter (3a, 3b; 3c, 3d, 3e, 3f) vorzugsweise ausgeführt als MOS-FET gemäß Bereich 49 von 11 bzw. aus einem MOS-FET Paar gemäß Bereich 49a, 49b von 13 und dem Kondensator (4a, 4b; 4c, 4d, 4e, 4f). Die Ausgänge der Endstufenschaltungen (59) sind zugleich die Ausgänge der Treiberstufen (53–56) und werden an einem Knotenpunkt 60 zusammengeführt, wobei sich die Ströme im Knotenpunkt 60 phasenrichtig addieren. An diesem Knotenpunkt ist auch der Kondensator 69 angeschlossen, der der Funktion nach dem Kondensator 19 in 1, 3, 4 oder 5 entspricht. Von einem Netzteil 61 wird dem Knotenpunkt 60 über eine Drosselspule 62 Strom zugeführt.
Dabei wird in einer besonders vorteilhaften Ausführung diese Drosselspule (2) ersetzt durch einen Parallelschwingkreis 74 gemäß 9, siehe Erläuterungen oben. Der Knotenpunkt 60 ist vorzugsweise mit einem weiteren Ausgangsnetzwerk 63 zur Leistungsanpassung, Oberwellenabblockung und Fehlanpassungskorrektur verbunden. Das Ausgangssignal des Ausgangsnetzwerks 63 einer Nutzlast 65 zugeführt. Bei der Nutzlast kann es sich um eine Plasmakammer, einen Laser oder einen anderen Verbraucher handeln. Über eine Messeinheit 64 werden die Leistungsdaten des Ausgangs erfasst. Die Messwerte werden an eine Steuer- und Regeleinheit 66 weitergeleitet. Diese Steuer- und Regeleinheit 66 kann die Ausgangsleistung der Nutzlast durch Ändern der Versorgungsspannung anpassen. Die Ansteuerung der Treiberstufen 53–56 mit dem verstärkten Taktsignal des Referenzoszillators 67 erfolgt durch die Eingangsstufe 68 derart, dass die Signale synchron und mit der gleichen Signalform an den Eingängen der Treiberstufen 53–56 anliegen.
15 zeigt eine schematische Darstellung eines klassischen Klasse E Verstärkers, wie er unter ”Stand der Technik” beschrieben ist.
16 zeigt diesen Klasse E Verstärker mit einem Widerstands-Anpassungsnetzwerk 11, das den Verstärker-Innenwiderstand 8 auf den Widerstand 13 transformiert, der idealerweise gleich dem Widerstand der Last 14 ist.
Beschreiben wurden ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Leistungsverstärkung mit einem modifizierten Klasse E-Verstärker, bei dem ein spezielles Anpassungsnetzwerk sowohl eine Bandpassfilterung für die Grundwelle als auch eine Widerstandsanpassung an die Last vornimmt und sich zugleich durch seine Bauart als Anpassungsnetzwerk zum Zusammenschalten mehrerer nicht identisch gleicher Leistungs-MOS-FETs eignet sowie eine solche Anpassungsschaltung sowie eine geeignete besonders verlustarme Treiberschaltung zur Ansteuerung solcher Leistungs-MOS-FETs

Claims

Verfahren zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen zum Betreiben einer Last mittels eines Leistungsverstärkers mit einem in einer Grundfrequenz in einen hoch- und niederohmigen Zustand schaltenden Element (3), einer über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernden Quelle (1, 2), einer zum schaltenden Element (3) parallel geschalteten ersten Kapazität (4), einem Blindelement (7) zur Phasenverschiebung und einem nachgeschalteten Filter-Anpassungsnetzwerk (15, 24, 25), wobei das Filter-Anpassungsnetzwerk (15, 24, 25) einen Parallelschwingkreis mit einer Induktivität (18) und einer zweiten Kapazität (19) aufweist, der auf die Grundwelle abgestimmt wird und eine Widerstandstransformation von dem Innenwiderstand (20) einer Treiberschaltung, die das schaltende Element (3), die dazu parallel geschaltete erste Kapazität (4) und das Blindelement (7) aufweist, zu einer Last (14) durchführt, wobei die über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernde Quelle (1,2) den Strom in den Knoten (28) einspeist, in dem die Induktivität (18) und die zweite Kapazität (19) des Parallelschwingkreises zusammengeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass die über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernde Quelle (1, 2) mit einem weiteren Parallelschwingkreis (74) als Filterelement betrieben wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass direkt vor der Last (14) eine Gleichstromentkopplung vorgenommen wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mit einer zusätzlichen Induktivität (21) in Serie zur zweiten Kapazität (19) des Parallelschwingkreises eine zusätzliche Bedämpfung der ersten Oberwelle erfolgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass durch das Filter-Anpassungsnetzwerk (24, 25) die Widerstandstransformation derart durchgeführt wird, dass im Bereich der Grundwelle ein breitbandiger Durchlassbereich entsteht und gleichzeitig Oberwellen stärker unterdrückt werden.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter-Anpassungsnetzwerk zwei Anpassungshalbglieder (24, 25) aufweist und eine Gleichstromentkopplung direkt zwischen den beiden Anpassungshalbgliedern (24, 25) des Filter-Anpassungsnetzwerks vorgenommen wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das schaltende Element mit unsymmetrischem Puls-Pausenverhältnis, insbesondere einem Puls-Pausenverhältnis von etwa 40%/60% geschaltet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das schaltende Element (3) aus mindestens einem von einem Treiberverstärker (58) angesteuerten MOS-FET mit mindestens einem der folgenden parasitären Bauteile besteht: a) Kapazität von Source nach Gate b) Kapazität von Drain nach Gate c) Induktivität von internem Source nach externem Source-Anschluss, d) Induktivität und Wirkwiderstand von internem Gate nach externem Gate-Anschluss und der Treiberverstärker (58) einen Gate-Schwingkreis (50) aufweist, der mit den parasitären Bauteilen des schaltenden Elements (3) auf die Grundwelle abgestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Gate-Schwingkreis (50) mit einem Klasse E Verstärker (51) angeregt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass dem Gate-Schwingkreis (50) ein Teil der HF-Energie entnommen wird.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Gleichspannung aus der HF-Energie des Gate-Schwingkreises (50) durch Gleichrichten gewonnen wird, und dass der Gate-Schwingkreis (50) mit der Gleichspannung vorgespannt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 10, mit einem schaltenden Element (3), das aus zwei parallel geschalteten in Anspruch 8 beschriebenen MOS-FETs besteht, dadurch gekennzeichnet, dass Schwingungen oberhalb der Grundfrequenz am Gate-Anschluss mit einer Kapazität gegen Masse reduziert werden.
Leistungsverstärker zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen zum Betreiben einer Last mit einem in einer Grundfrequenz in einen hoch- und niederohmigen Zustand schaltenden Element (3), einer über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernden Quelle (1, 2), einer zum schaltenden Element (3) parallel geschalteten ersten Kapazität (4), einem Blindelement (7) zur Phasenverschiebung und einem nachgeschalteten Filter-Anpassungsnetzwerk (15, 24, 25), das einen Parallelschwingkreis aufweist, bestehend aus einer Induktivität (18) in Serie zum Innenwiderstand (20) einer Treiberschaltung und einer zweiten Kapazität (19) parallel zur Last (14), der auf die Grundwelle abgestimmt ist und eine Widerstandstransformation von dem Innenwiderstand (20) der Treiberschaltung zur Last (14) durchführt, wobei die über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernde Quelle (1, 2) den Strom in den Knoten (28) einspeist, in dem die Induktivität (18) und die parallel zur Last (14) geschaltete zweite Kapazität (19) zusammengeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass die über eine Periodendauer der Grundwelle konstanten Strom liefernde Quelle eine Spannungsquelle (1) und einen weiteren Parallelschwingkreis (74) aufweist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass direkt vor der Last (14) eine dritte Kapazität zur Gleichstromentkopplung geschaltet ist.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 12 oder 13 dadurch gekennzeichnet, dass eine zusätzliche Induktivität (21) in Serie zu der zur Last (14) parallel geschalteten zweiten Kapazität (19) geschaltet ist,
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 12 bis 14 dadurch gekennzeichnet, dass das Filter-Anpassungsnetzwerk ein erstes Anpassungshalbglied (24) und ein zweites Anpassungshalbglied (25) aufweist, wobei das erste Anpassungshalbglied (24) eine Induktivität (18) und eine zweite Kapazität (19) und das zweite Anpassungshalbglied (25) eine Längsinduktivität (22) zwischen dem ersten Anpassungshalbglied (24) und der Last (14) und eine vierte Kapazität (23) parallel zur Last (14) aufweist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein sechster Kondensator (16) zwischen erstem Anpassungshalbglied (24) und zweitem Anpassungshalbglied (25) geschaltet ist.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das schaltende Element (3) aus mindestens einem von einem Treiberverstärker (58) angesteuerten MOS-FET mit mindestens einem der folgenden parasitären Bauteile besteht: a) Kapazität von Source nach Gate b) Kapazität von Drain nach Gate c) Induktivität von internem Source nach externem Source-Anschluss, d) Induktivität und Wirkwiderstand von internem Gate nach externem Gate-Anschluss und der Treiberverstärker (58) einen Gate-Schwingkreis (50) aufweist, der mit den parasitären Bauteilen des schaltenden Elements (3) auf die Grundwelle abgestimmt ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Gate-Schwingkreis (50) mittels eines Klasse E Verstärkers angeregt ist.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 17 oder 18 dadurch gekennzeichnet, dass das schaltende Element (3) aus zwei MOS-FETs besteht, die derart zusammengeschaltet sind, dass sich geringe Anschlussinduktivitäten ergeben, und ein fünfter Kondensator (47) zwischen Gate und Source des MOS-FET Paars geschaltet ist.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 17 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass de Gate-Schwingkreis mit einer Gleichspannung vorgespannt ist und die Gleichspannung am Ausgang eines Stellglieds (70) anliegt, das am Ausgang eines Gleichrichters (69) angeschlossen ist, an dessen Eingang die Wechselspannung des Gate-Schwingkreises (50) anliegt.