DE102004005514A1

DE102004005514A1 - Oszillatorschaltung mit selbstregelnder Rückkopplung

Info

Publication number: DE102004005514A1
Application number: DE102004005514A
Authority: DE
Inventors: H.-Jürgen Dipl.-Ing. Schulz
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Microchip Technology Munich GmbH
Priority date: 2004-01-30
Filing date: 2004-01-30
Publication date: 2005-08-25
Also published as: US7265641B2; CN1649252A; US20050168296A1

Abstract

Vorgestellt wird eine Schaltung (54) zur Erzeugung von Schwingungen mit einer definierten Frequenz mit einem Schwingkreis (12), der durch eine äußere Beschaltung (14, 18, 20) entdämpft wird. Die Schaltung (54) zeichnet sich dadurch aus, dass die äußere Beschaltung (14, 18, 20) den Schwingkreis (12) mit Hilfe einer Gleichrichterschaltung (60, 62) entdämpft, wobei die äußere Beschaltung (14, 18, 20) eine CMOS-Brückenschaltung von Feldeffekt-Transistoren (22, 24, 26, 28) aufweist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erzeugung von Schwingungen mit einer definierten Frequenz mit einem Schwingkreis, der durch eine äußere Beschaltung entdämpft wird.
Eine solche Schaltung ist per se bekannt. Oszillatoren im Allgemeinen und Hochfrequenz-Oszillatoren im Speziellen werden generell so aufgebaut, dass ein bedämpfter Schwingkreis durch eine äußere Beschaltung so entdämpft wird, dass im Idealfall eine ungedämpfte Schwingung mit einer definierten Frequenz, der Eigenfrequenz des Schwingkreises, auftritt. Die für diesen Arbeitspunkt exakt notwendige Entdämpfung lässt sich aufgrund von Schwankungen der Schaltungsparameter, verursacht durch Umwelteinflüsse und Schaltungstoleranzen, technisch nicht ausreichend genau einstellen. In der Praxis lässt man daher den Einfluss der Entdämpfung bzw. Rückkopplung unter Berücksichtigung angemessener Reserven überwiegen. Dies ist auch erforderlich, um ein sicheres Anschwingen des Oszillators zu garantieren. Die Oszillationsamplitude nimmt zu, bis Sättigungs- oder Begrenzungseffekte ein weiteres Ansteigen verhindern und hierdurch die Amplitude auf einem bestimmten Wert halten.
Diese Vorgehensweise, die unter den Oberbegriff des selbstbegrenzenden Oszillatorprinzips fällt, wirkt sich jedoch nachteilig auf das Phasenrauschen aus, vor allem, wenn die Leerlaufgüte des Schwingkreises niedrig ist. Optimale Werte für das Phasenrauschen werden dann erreicht, wenn dem Schwingkreis genau soviel Energie zugeführt wird, wie er durch seine Eigenverluste verbraucht. Sind die Verluste des Schwingkreises hoch, so ist besonders viel Energie zuzuführen, und die vorzuhaltenden Reserven sind entsprechend sehr hoch.
Meist zweitrangig, aber dennoch von Bedeutung ist der Stromverbrauch des Oszillators. Er ist bei einem begrenzenden Oszillator prinzipiell höher, da die Energien, die in die begrenzenden Effekte fließen, auch zur Verfügung gestellt werden müssen. Außerdem kommen bei CMOS-Oszillatoren noch Querströme im Übergangsbereich hinzu, wo jeweils beide Komplementär-Transistoren kurzzeitig leitend sind.
Im Gegensatz zu reinen Verstärkern ist ein Oszillator ein rückgekoppeltes verstärkendes System. Am Ausgang abgezweigte Energie wird über einen Verstärker auf den Eingang zurück geführt. Ist die Verstärkung so groß, dass die zurückgeführte Energie die Dämpfungsverluste übersteigt, wächst die Amplitude am Ausgang des Schwingkreises sukzessive an. Das Anwachsen kann zum Beispiel dadurch begrenzt sein, dass irgendein Teil in der zugehörigen Elektrik an seine Leistungsgrenze gerät. In diesem Fall spricht man von einer Selbstbegrenzung des Oszillators. Die dabei erzeugte Schwingung besitzt in der Regel keine optimale spektrale Reinheit, was sich durch das Auftreten und das Ausmaß eines Seitenband-Rauschens zeigt.
Neben selbstbegrenzten Oszillatoren sind auch fremdgeregelte Oszillatoren bekannt. Bei fremdgeregelten Oszillatoren wird die Verstärkung durch einen manuellen Eingriff so eingestellt, dass die Amplitude der vom Oszillator bereitgestellten Schwingung die Leistungsreserven des Verstärkers nicht ausschöpft. Die resultierende Rückkopplung besitzt eine größere spektrale Reinheit als bei einer Selbstbegrenzung. Im Idealfall soll die Verstärkung überhaupt nicht schwanken.
Vor diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe einer Schaltung, die durch eine geregelte Entdämpfung des Schwingkreises mit Hilfe einer geeigneten Brückenschaltung eine Schwingung bereitstellt, die dem Ideal einer ungedämpften Schwingung mit großer spektraler Reinheit näher kommt als die oben erwähnten bekannten Konzepte einer Selbstbegrenzung und einer Fremdregelung.
Diese Aufgabe wird bei einer Schaltung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass die äußere Beschaltung den Schwingkreis mit Hilfe einer Gleichrichterschaltung entdämpft, die einer aus der Schwingung abgeleiteten Wechselspannung eine von der Amplitude der Wechselspannung abhängige Gleichspannung überlagert, wobei die äußere Beschaltung eine CMOS-Brückenschaltung von Feldeffekt-Transistoren aufweist.
Durch diese Merkmale wird die Aufgabe der Erfindung vollkommen gelöst. Durch die Selbstregelung wird eine exakte Entdämpfung des Schwingkreises erzielt. Der Schwingkreis erzeugt dann eine ungedämpfte Schwingung, die nicht durch Begrenzungseffekte beeinträchtigt wird.
Diese Charakteristik lässt sich, wie weitere Ausgestaltungen belegen, schaltungstechnisch einfach realisieren und führt zu zufriedenstellenden Ergebnissen mit Bezug auf die Genauigkeit und Einschwinggeschwindigkeit.
Bevorzugt ist auch, dass die äußere Beschaltung eine symmetrische Anordnung von MOSFET-Transistoren (MOSFET = Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) oder JFET-Transistoren (JFET = Junction FET) aufweist, die mit dem Schwingkreis zusammen in einer integrierten Schaltung angeordnet sind. Dabei bezieht sich der Begriff der Symmetrie in erster Linie auf die Brückenzweige, mit denen Anschlüsse des Schwingkreises verbunden sind und auf eine differenzielle Erzeugung der überlagerten Gleichspannung.
Die Symmetrie der überlagerten Gleichspannung, die den Drainstrom in den beteiligten Transistoren einstellt, erlaubt dabei eine differenzielle Verschiebung der Arbeitspunkte der jeweiligen PMOS- und NMOS-Transistoren. Damit kann dem Schwingkreis Energie zugeführt werden, ohne eine unerwünschte Unsymmetrie der dem Schwingkreis zugeführten Energie in beiden Halbwellen zu verursachen.
Ferner ist bevorzugt, dass die Brückenschaltung wenigstens einen ersten Brückenzweig und/oder einen zweiten Brückenzweig aufweist, wobei jeder Brückenzweig ein Paar von zueinander komplementären MOSFET-Transistoren aufweist, und wobei die Brückenschaltung eine erste Gleichrichterschaltung und eine zweite Gleichrichterschaltung aufweist, wobei die erste Gleichrichterschaltung Steuer-Gates der Transistoren des ersten Brückenzweiges in Abhängigkeit von einem Signal an einem ersten Anschluss des Schwingkreises steuert und wobei die zweite Gleichrichterschaltung Steuer-Gates der Transistoren des zweiten Brückenzweiges in Abhängigkeit von einem Signal an einem zweiten Anschluss des Schwingkreises steuert. Dabei wird unter einem Paar komplementärer Transistoren zum Beispiel ein Paar aus einem PMOS-Transistor und einem NMOS-Transistor verstanden, wobei P und N das Vorzeichen der Majoritätsladungsträger angeben. Diese Ausgestaltung kann als Vollbrücke aus zwei um 180° verschoben ausgesteuerten Halbbrücken oder Brückenzweigen oder als Halbbrücke realisiert sein.
Durch diese Merkmale wird eine differenzielle Regelspannung bereitgestellt, die gleichermaßen auf die Arbeitspunkte der jeweiligen PMOS- und NMOS-Transistoren wirkt. Dadurch kann das Seitenbandrauschen effektiv reduziert werden. Außerdem kann die Leitfähigkeit jedes Brückenzweiges durch eine schaltungstechnisch einfach zu realisierende Gleichspannungsdifferenz zwischen den Steuergates der Transistoren verändert werden. Dadurch wird der durch die Brückenzweige am Schwingkreis vorbeifließende Verluststrom (Querstrom oder Drainstrom) begrenzt, was zu einer erwünschten Verringerung des Stromverbrauchs der Schaltung führt. Durch die Steuerung der Transistoren in Abhängigkeit von den Signalen an Ausgängen des Schwingkreises wird die Rückkopplung realisiert.
Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass jede Gleichrichterschaltung einen Signalpfad aufweist, über den eine am zugeordneten Anschluss des Schwingkreises anliegende Wechselspannung an die Steuer-Gates angelegt wird.
Diese Ausgestaltung stellt sicher, dass die Leitfähigkeit jedes einzelnen Transistors mit der Eigenfrequenz des Schwingkreises verändert wird. Da die Energiezufuhr zu dem Schwingkreis über die Leitfähigkeit der Transistoren gesteuert wird, ergibt sich dadurch eine phasenrichtig verstärkte Rückkopplung der Wechselspannung des Schwingkreises auf seinen Eingang.
Bevorzugt ist auch, dass jede Gleichrichterschaltung eine am Schwingkreis entstehende Spannung gleichrichtet und die gleichgerichtete Spannung als Regeleingriff bereitstellt.
Durch diese Ausgestaltung wird durch einfache schaltungstechnische Maßnahmen ein zur Amplitude der Wechselspannung über dem Schwingkreis proportionaler Regeleingriff bereitgestellt.
Ferner ist bevorzugt, dass der Regeleingriff Arbeitspunkte von komplementären PMOS- und NMOS-Transistoren eines Brückenzweigs differenziell verschiebt.
Die symmetrische Schaltung generiert dabei eine differenzielle Regelspannung, die symmetrisch die Arbeitspunkte der jeweiligen PMOS- und NMOS-Transistoren verschiebt. Damit wird Einfluss auf die Steilheit der Transistoren genommen, ohne eine Unsymmetrie der Halbwellen in der dem Resonator zugeführten Energie zu verursachen.
Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass jede Gleichrichterschaltung als Regeleingriff eine Gleichspannungsdifferenz zwischen Steuer-Gates von komplementären PMOS- und NMOS-Transistoren erzeugt, die die Arbeitspunkte durch eine Änderung von Gate-Source-Spannungen der komplementären PMOS- und NMOS-Transistoren verschiebt.
Die durch diese Merkmale realisierte symmetrische Wirkung auf die CMOS-Struktur bewirkt eine Gleichbehandlung beider Halbwellen. Dies führt zu einer deutlichen Verbesserung des Oszillator-Seitenbandrauschens gerade bei Schwingkreisen mit geringer Leerlaufgüte. Zudem nimmt die Schaltung näherungsweise nur den Betriebsstrom auf, der zur Aufrechterhaltung der Schwingung nötig ist. Die sonst bei CMOS-Strukturen auftretenden hohen periodischen Querströme werden durch die differenzielle Gleichspannung zwischen den Gates beträchtlich reduziert. Zudem steigt bei stärkerer Belastung des Oszillators dessen Stromaufnahme, wodurch sich der Oszillator dynamisch an die Lastverhältnisse anpasst. Dies ermöglicht zusätzlich auch Messungen der Resonator-Qualität über die Stromaufnahme.
Ferner ist bevorzugt, dass die Polarität der Gleichspannungsdifferenz so gerichtet ist, dass Drainströme in den jeweiligen Brückenzweigen mit wachsender Schwingkreis-Schwingungsamplitude reduziert werden.
Mit zunehmender Wechselspannung über dem Schwingkreis sinken die Drainströme und damit die Verstärkung der Transistoren. Dies verringert die Rückkopplung und führt zu einem Absinken der Wechselspannung Als Folge ergibt sich durch die genannte Maßnahme eine schaltungstechnisch einfach zu realisierende Selbstregelung.
Bevorzugt ist auch, dass jede Gleichrichterschaltung eine erste Gleichrichterdiode mit einer ersten Anode und einer ersten Katode und eine zweite Gleichrichterdiode mit einer zweiten Anode und einer zweiten Katode aufweist, wobei die erste Gleichrichterdiode zwischen dem Steuer-Gate eines ersten Transistors des ersten Brückenzweiges und einem Referenzpotential und die zweite Gleichrichterdiode zwischen dem Steuer-Gate des zweiten Transistors des ersten Brückenzweiges und dem Referenzpotential so angeordnet sind, dass die erste Anode mit der zweiten Katode an dem Referenzpotential liegt.
Durch diese Ausgestaltung werden Regelschaltungen mit den erwünschten Eigenschaften mit minimalem schaltungstechnischen Aufwand realisiert. Darüber hinaus lassen sich die Dioden auf einem Halbleitersubstrat integrieren, was die gewünschte Realisierung in Form einer integrierten Schaltung erleichtert.
Ferner ist bevorzugt, dass jede Gleichrichterschaltung die Gleichspannungsdifferenz aus der am Schwingkreis auftretenden Schwingungsamplitude ableitet.
Durch diese Maßnahme wird ein Regeleingriff bereitgestellt, der die erwünschte Proportionalität zur Schwingungsamplitude des Schwingkreises aufweist.
Bevorzugt ist auch, dass die Gleichrichterdioden auf einem Referenzpotential liegen, das exakt dem Mittelwert der Schwingamplitude entspricht.
Diese Maßnahme sorgt für eine vollkommene Symmetrie des Regeleingriffs auf die Querströme durch die Brückenzweige, was zu der erwünschten Verringerung des Phasenrauschens und damit zu der erwünschten spektralen Reinheit der erzeugten Schwingung beiträgt.
Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass das Referenzpotential durch eine Mittenanzapfung einer Schwingkreisspule generiert wird, wobei die Mittenanzapfung nur einen mittleren Gleichspannungswert, jedoch keine Wechselspannung liefert.
Als erwünschte Folge fallen bei dieser Ausgestaltung Störungen des Regeleingriffs, die durch einen Wechselspannungsanteil an dieser Stelle des Regelkreises erzeugt werden könnten, weg.
Bevorzugt ist auch, dass das Referenzpotential durch eine außerhalb der Mitte der Schwingkreisspule erfolgende Anzapfung der Schwingkreisspule generiert wird.
Durch eine solche Ausgestaltung können Unsymmetrien der Transistoren ausgeglichen werden.
Bevorzugt ist auch, dass jede Teilschaltung ferner eine Parallelschaltung aus einer Kapazität und einem Ohm'schen Widerstand aufweist, wobei die Parallelschaltung mit der zugehörigen Gleichrichterdiode in Reihe geschaltet ist.
Durch diese Maßnahme ergibt sich einerseits im Zusammenwirken mit den zugeordneten Gleichrichterdioden von zwei Teilschaltungen eine differenzielle Steuerspannung, also eine Gleichspannungsdifferenz zwischen den Steuer-Gates der komplementären Transistoren eines Brückenzweiges. Darüber hinaus wird durch die Parallelschaltung ein Signalpfad bereitgestellt, über den die Wechselspannung über dem Schwingkreis phasenrichtig in eine Verstärkerstruktur eingekoppelt wird. Darüber hinaus befreien die Kondensatoren das gleichgerichtete Signal weitestgehend von Wechselspannungsanteilen.
Weitere Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Zeichnungen
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen, jeweils in schematischer Form:
1 eine Oszillatorschaltung mit einer CMOS-Vollbrückenschaltung mit Feldeffekt-Transistoren ohne Selbstregelung;
2 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung mit einer Selbstregelung;
3 einen typischen Amplitudenverlauf der Wechselspannung über dem Schwingkreis einer Schaltung nach 2 bei einem Anschwingvorgang;
4 die zwischen den Gates der komplementären Transistoren der Schaltung nach 2 gebildete Gleichspannung zur Verschiebung des Arbeitspunktes, und
5 die Stromaufnahme der Schaltung nach 2 bei einem Anschwingvorgang entsprechend der 4.
1 zeigt eine Oszillatorschaltung 10 mit einem Schwingkreis 12, der von einer Spannungsversorgung 14 mit Energie zur Entdämpfung versorgt wird. Wie oft bei Anwendungen in integrierten Schaltungen handelt es sich um eine symmetrische Grundstruktur, die Betrachtungen gelten aber auch gleichermaßen für unsymmetrische Aufbauten. Als Beispiel für einen symmetrischen Aufbau wird hier eine Vollbrückenschaltung in CMOS-Technologie herangezogen. Der Schwingkreis 12 ist Teil einer Brückenschaltung, die über den Schwingkreis 12 hinaus einen ersten Brückenzweig 18 und einen zweiten Brückenzweig 20 aufweist. Der erste Brückenzweig 18 weist eine Reihenschaltung aus zwei komplementären Transistoren 22 und 24 auf, wobei der Transistor 22 im Beispiel der 1 als PMOS-Transistor (Pfeil nach innen) und der Transistor 24 als NMOS-Transistor (Pfeil nach außen) realisiert ist. Analog weist der zweite Brückenzweig 20 eine Reihenschaltung aus zwei komplementären Transistoren 26 und 28 mit einem PMOS-Transistor 26 und einem NMOS-Transistor 28 auf. Der Schwingkreis 12 ist beispielsweise als Parallelschaltung einer Induktivität 30 und einer Kapazität 32 realisiert. Ein erster Anschluss 34 des Schwingkreises 12 steuert über einen Knoten 35 Gates 36 und 38 der Transistoren 26 und 28 des zweiten Brückenzweiges 20, und ein zweiter Anschluss 40 des Schwingkreises 12 steuert über einen Knoten 41 Gates 42, 44 der Transistoren 22 und 24 des ersten Brückenzweigs 18. Anschluss 34 ist darüber hinaus an einen Knoten 46 angeschlossen, der zwischen den Transistoren 22 und 24 im ersten Brückenzweig 18 liegt. Symmetrisch dazu ist der zweite Anschluss 40 des Schwingkreises 12 mit einem Knoten 48 verbunden, der zwischen den Transistoren 26 und 28 des zweiten Brückenzweiges liegt. Die vom Schwingkreis 12 bei eingeschalteter Spannungsversorgung 14 gelieferte Wechselspannung über dem Schwingkreis 12 kann zwischen Klemmen 50 und 52 abgegriffen werden. Energie fließt also über die Knoten 46 und 34 sowie über die Knoten 48 und 40 in den Schwingkreis 12 hinein und über die Knoten 34 und 35 sowie über die Knoten 40 und 41 aus dem Schwingkreis 12 hinaus.
Der Schwingkreis 12 schwingt durch Rauschen und durch Unsymmetrien in den Brückenzweigen an. Wenn sich bei eingeschalteter Spannungsversorgung als Folge der Schwingung ein Potentialgefälle zwischen dem ersten Anschluss 34 und dem zweiten Anschluss 40 mit vergleichsweise positivem Potential am Anschluss 34 einstellt, leiten die Transistoren 26 und 24 weniger, während die Transistoren 22 und 28 mehr leiten. Als Folge liegt der Schwingkreis 12 in einem Strompfad zwischen den Drain-Anschlüssen der leitenden Transistoren 22 und 28 an den Knoten 46 und 48. Kehrt sich die Polarität am ersten Anschluss 34 und am zweiten Anschluss 40 um, leiten die vorher mehr leitenden Transistoren 22 und 28 weniger und der Schwingkreis 12 liegt in einem Strompfad zwischen den Drain-Anschlüssen 56 und 58 der Transistoren 24 und 26. Dadurch werden Dämpfungsverluste des Schwingkreises 12 jeweils phasenrichtig durch eine Nachlieferung von Strom und damit von Energie aus der Spannungsquelle 14 zunächst überkompensiert. Als Folge wird die Amplitude der Wechselspannung des Schwingkreises solange verstärkt, bis Begrenzungseffekte in den Transistoren einen weiteren Anstieg der Amplitude verhindern. Da die Verstärkung (Rückkopplung) mit zunehmender Annäherung der Amplitude der Wechselspannung über dem Schwingkreise 12 an die Spannung der Spannungsversorgung 14 abnimmt, begrenzt der endliche Wert dieser Spannung einen weiteren Anstieg.
Wenn die Transistoren digital sperren oder leiten, fließt Strom nur über den Schwingkreis 12. Bei einer Realisierung der Schaltung nach 1 mit Feldeffekt-Transistoren treten jedoch hohe Querströme in den Brückenzweigen mit den komplementären Transistoren 22 und 24 (erster Brückenzweig) und den komplementären Transistoren 26 und 28 (zweiter Brückenzweig) auf, die an dem Schwingkreis 12 vorbeifließen. In der Realität werden die Transistoren 22, 24, 26, 28 nicht digital zwischen einem leitfähigen und einem sperrenden Zustand umgeschaltet. Die Umsteuerung erfolgt vielmehr durch eine sich stetig ändernde Analogspannung zwischen den Anschlüssen 34 und 40 des Schwingkreises 12, da der Schwingkreis eine Schwingung mit einem Nulldurchgang mit endlicher Steigung liefert. In Verbindung mit der stetigen, teilweise näherungsweise quadratisch verlaufenden I_D von U_GS – Kennlinie der Transistoren 22, 24, 26, 28 ergibt sich dadurch ein Zwischenbereich von Werten der steuernden Analogspannung, in dem beide Transistoren 22, 24 oder 26, 28 eines Brückenzweiges leiten. In diesem Zwischenbereich fließt ein Teil des von der Spannungsquelle 14 bereitgestellten Stromes durch die genannten Brückenzweige am Schwingkreis 12 vorbei. Dieser Querstrom genannte Strom verbraucht nur Energie, und besitzt keine verstärkende Wirkung im Schwingkreis 12. Der Querstrom erreicht sein Maximum, wenn die Spannung an den beiden Gates der beteiligten Transistoren genau in der Mitte liegt.
Um die Entdämpfung des Schwingkreises 12 durch die äußere Beschaltung zu beeinflussen, können im Prinzip verschiedene Maßnahmen durchgeführt werden. Zum einen kann die Leerlaufgüte des Schwingkreises, also das Verhältnis von dessen Blindwiderstand zu dessen Wirkwiderstand bei der Resonanzfrequenz, erhöht werden. Dazu ist die Güte der Bauteile zu ändern, die den Resonanzkreis bilden. Dies ist in der Praxis kein gängiger Weg, da man im Hinblick auf ein möglichst geringes Phasenrauschen bereits optimale Gütewerte des Schwingkreises anstrebt, so dass sich hier kein Spielraum für weitere Eingriffe ergibt. Bei gleicher Güte kann das LC-Verhältnis erhöht werden, so dass die näherungsweise als Stromquellen arbeitenden Transistoren eine höhere Spannung bzw. entsprechend höhere Verstärkung liefern.
Eine dritte Möglichkeit ist die Beeinflussung der Steilheit der Transistoren. Von dieser Methode wird im Rahmen der Erfindung durch die Anwendung von FET-Trioden Gebrauch gemacht. Unter der Steilheit S eines Transistors versteht man in diesem Zusammenhang die Steigung der Abhängigkeit des Drainstroms I_D von der Gate-Source-Spannung U_GS bei konstanter Drain-Source-Spannung U_DS, also S =
Auf die Steilheit der Feldeffekt-Transistoren kann über deren Geometrie Einfluss genommen werden. Dieser Parameter ist jedoch im Betrieb der Schaltung nicht elektrisch einstellbar und daher nicht für die Steuerung geeignet. Eine andere Möglichkeit die Steilheit der Transistoren zu ändern, ist die Beeinflussung des Drain-Stroms, was im Beispiel-Oszillator der 1 dem Querstrom durch die jeweiligen Brückenzweige entspricht. Das kann in vorliegender Schaltung durch eine Änderung der Betriebsspannung oder der Gate-Source-Spannung herbeigeführt werden. Letzteres liegt dieser Erfindung zugrunde, wobei die Steuerung über eine Gleichspannungsdifferenz zwischen den Gates der jeweiligen Komplementär-Transistoren erfolgt.
2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung 54 mit einer Selbstregelung, mit der sowohl die genannten Begrenzungseffekte vermieden werden als auch die Verlustströme verringert werden. Der Gegenstand der 2 unterscheidet sich vom Gegenstand der 1 durch Mittelpunkt-Gleichrichterschaltungen 60 und 62. Die Gleichrichterschaltung 60 liegt elektrisch zwischen den Gate-Anschlüssen 42 und 44 des ersten Brückenzweiges 18 und einem weiteren Anschluss 64 des Schwingkreises 12. Analog dazu liegt die zweite Gleichrichterschaltung 62 elektrisch zwischen den Gate-Anschlüssen 36 und 38 des zweiten Brückenzweiges 20 und dem weiteren Anschluss 64. Die erste Gleichrichterschaltung 60 und die zweite Gleichrichterschaltung 62 stellen wesentliche Elemente der Selbstregelung für den Schwingkreis 12 dar.
2 zeigt damit eine Schaltung 54 zur Erzeugung von Schwingungen mit einer definierten Frequenz mit einem Schwingkreis 12, der durch eine äußere Beschaltung 14, 18, 20 entdämpft wird, wobei die äußere Beschaltung 14, 18, 20 den Schwingkreis 12 mit Hilfe einer Selbstregelung entdämpft und wobei die äußere Beschaltung eine Brückenschaltung von Feldeffekt-Transistoren 22, 24, 26, 28 aufweist. Die Transistoren 22, 24, 26, 28 sind bevorzugt als MOSFET-Transistoren realisiert, die mit dem Schwingkreis 12 zusammen in einer integrierten Schaltung 54 angeordnet sind. Die Brückenschaltung weist auch beim Gegenstand der 2 einen ersten Brückenzweig 18 und einen zweiten Brückenzweig 20 auf, wobei jeweils jeder Brückenzweig 18, 20 ein Paar 22, 24; 26, 28 von zueinander komplementären MOSFET-Transistoren 22, 24, 26, 28 aufweist. Die erste Gleichrichterschaltung 60 steuert Steuer-Gates 42, 44 der Transistoren 22, 24 des ersten Brückenzweiges 18 in Abhängigkeit von einem Signal an dem ersten Anschluss 34 des Schwingkreises 12, und die zweite Gleichrichterschaltung 62 steuert Steuer-Gates 36, 38 der.
Transistoren 26, 28 des zweiten Brückenzweiges 20 in Abhängigkeit von einem Signal an dem zweiten Anschluss 40 des Schwingkreises 12. Dabei weist jede Gleichrichterschaltung 60, 62 einen Signalpfad auf, über den eine am zugeordneten Anschluss 34, 40 des Schwingkreises 12 anliegende Wechselspannung an die Steuer-Gates 42, 44, 36, 38 angelegt wird. Bei dem in der 2 dargestellten Ausführungsbeispiel verläuft dieser Signalpfad über Parallelschaltungen 66, 68, die einen Teil der ersten Gleichrichterschaltung 60 bilden und über Parallelschaltungen 70, 72, die einen Teil der zweiten Gleichrichterschaltung 62 bilden.
Über diese Funktion des Bereitstellens einer Wechselspannung hinaus richtet jede Gleichrichterschaltung 60. 62 eine am Schwingkreis 12 entstehende Spannung gleich und stellt die gleichgerichtete Spannung als Regeleingriff bereit. Dabei verschiebt der Regeleingriff Arbeitspunkte von komplementären PMOS- und NMOS-Transistoren 22, 24; 26, 28 eines Brückenzweigs 18; 20 symmetrisch. Im Einzelnen erzeugt die Gleichrichterschaltung 60 als Regeleingriff eine Gleichspannungsdifferenz zwischen den Steuer-Gates 42, 44 eines PMOS-Transistors 22 und eines komplementären NMOS-Transistors 24, die die Arbeitspunkte durch eine Änderung von Gate-Source-Spannungen der komplementären PMOS- und NMOS-Transistoren 22, 24 verschiebt. Analog erzeugt die zweite Gleichrichterschaltung 62 als Regeleingriff eine Gleichspannungsdifferenz zwischen den Steuer-Gates 36 und 38 eines PMOS-Transistors 26 und eines komplementären NMOS-Transistors 28, die die Arbeitspunkte durch eine Änderung von Gate-Source-Spannungen der komplementären PMOS- und NMOS-Transistoren 26, 28 verschiebt. Die Polarität der Gleichspannungsdifferenz ist jeweils so gerichtet, dass Querströme in den jeweiligen Brückenzweigen 18, 20 mit wachsender Schwingkreis-Schwingungsamplitude reduziert werden.
Dazu weist die Gleichrichterschaltung 60 eine erste Gleichrichterdiode 74 mit einer ersten Anode 76 und einer ersten Katode 78 und eine zweite Gleichrichterdiode 80 mit einer zweiten Anode 82 und einer zweiten Katode 84 auf. Die erste Gleichrichterdiode 74 ist zwischen dem Steuer-Gate 42 des ersten Transistors 22 des ersten Brückenzweiges 18 und einem Referenzpotential und die zweite Gleichrichterdiode 80 ist zwischen dem Steuer-Gate 44 des zweiten Transistors 24 des ersten Brückenzweiges 18 und dem Referenzpotential so angeordnet, dass die erste Anode 76 mit der zweiten Katode 84 an dem Referenzpotential liegt. Die zweite Gleichrichterschaltung ist analog mit einer Reihenschaltung aus Dioden 86 und 88 aufgebaut.
Jede Gleichrichterschaltung 60, 62 leitet die Gleichspannungsdifferenz aus der am Schwingkreis 12 auftretenden Schwingungsamplitude ab. Dazu liegen die Gleichrichterdioden 74, 80, 86, 88 auf einem Referenzpotential, das exakt dem Mittelwert der Schwingamplitude entspricht. Ein solches Referenzpotential wird bei der Schaltung nach 2 durch eine Mittenanzapfung einer Schwingkreisspule 90 der Induktivität 30 generiert. Die Mittenanzapfung liefert bei einem symmetrischen Schaltungsaufbau nur einen mittleren Gleichspannungswert, jedoch keine Wechselspannung. Jede Parallelschaltung 66, 68, 70 72 liegt mit einer der Dioden 74, 80, 86, 88 in Reihe.
Die mittlere Gleichspannung am Schwingkreis 12 ist die halbe Versorgungsspannung, wenn die PMOS-Transistoren 22 und 26 und die N-MOS Transistoren 24 und 28 vergleichbare Eigenschafen besitzen. Obwohl dies in der Regel wegen Streuungen bei der Herstellung nicht exakt zutrifft, kann für ein Verständnis der Schaltung von vergleichbaren Eigenschaften ausgegangen werden. Wenn man als Beispiel eine von der Spannungsquelle 14 bereitgestellte Versorgungsspannung von + 10 V annimmt, liegen die Drain-Anschlüsse 46, 48, 56, 58 der Transistoren 22, 24, 26, 28 jeweils auf + 5V. Dies gilt wegen dem Gleichspannungs-Kurzschluss, den die Induktivität 30 (Spule 90) verursacht, auch für die Gate-Anschlüsse 36, 38, 42 und 44 der genannten Transistoren. Liegt über dem Schwingkreis 12 nun eine Schwingamplitude von 4V, so pendelt der eine Anschluss 34 des Schwingkreises 12 zwischen +3V und +7V, während der andere Anschluss 40 zwischen +7V und +3V pendelt, mit genau gegensätzlicher Phase. Eine Messung der Spannung in der exakten Mitte der Spule 90 würde konstant +5V ergeben.
Nach dem Einschalten der Spannungsversorgung 14 befindet sich die Schaltung in einem Initialzustand mit maximalem Drainstrom der Transistoren und damit maximaler Verstärkung, in dem der Schwingkreis 12 sehr stark entdämpft wird, was zu einem raschen Anschwingen der Schaltung führt.
Wenn am ersten Anschluss 34 eine gegenüber dem Mittelwert negative Halbwelle auftritt, tritt am zweiten Anschluss 40 eine positive Halbwelle auf. Die negative Halbwelle verringert den Stromfluss durch den NMOS-Transistor 24 und erhöht den Stromfluss durch den PMOS-Transistor 22. Ein Stromfluss durch die erste Diode 74 erhöht sich und ein Stromfluss durch die zweite Diode 80 verringert sich. Da die erste Diode 74 leitet, fließt ein Strom durch die Diode und die Parallelschaltung 66, der an der Parallelschaltung 66 eine Spannung erzeugt. Die Spannung ist so gerichtet, dass sie den Durchgriff der negativen Halbwelle auf den Drain-Anschluss 42 verringert. Dadurch wird der Stromfluss durch den Transistor 22 im Vergleich zu einem vollen Durchgriff der negativen Halbwelle weniger erhöht, was einer Verschiebung seines Arbeitspunktes durch Veränderung seiner Gate-Source-Spannung entspricht. Der Durchgriff der negativen Halbwelle wird umso stärker verringert, je größer die Amplitude der negativen Halbwelle ist, so dass sich ein Proportionalregeleffekt ergibt.
Da die zweite Diode 80 bei der negativen Halbwelle in Sperrrichtung betrieben wird, greift die negative Halbwelle voll auf das Steuer-Gate 44 des NMOS-Transistors 24 durch, so dass sich in der Summe eine Gleichspannungsdifferenz zwischen den Steuer-Gates 42 und 44 ergibt.
Während der nächsten Halbperiode tritt am ersten Anschluss 34 eine positive Halbwelle auf. Die positive Halbwelle vergrößert den Stromfluss durch den NMOS-Transistor 24 und verringert den Stromfluss durch den PMOS-Transistor 22. Ein Stromfluss durch die erste Diode 74 verringert sich und ein Stromfluss durch die zweite Diode 80 erhöht sich. Da die zweite Diode 80 leitet, fließt ein Strom durch die Diode 80 und die Parallelschaltung 68, der an der Parallelschaltung 68 eine Spannung erzeugt. Die Spannung ist so gerichtet, dass sie den Durchgriff der positiven Halbwelle auf den Drain-Anschluss 44 verringert. Dadurch wird der Stromfluss durch den Transistor 24 im Vergleich zu einem vollen Durchgriff der positiven Halbwelle weniger erhöht, was einer Verschiebung seines Arbeitspunktes durch Veränderung seiner Gate-Source-Spannung entspricht. Auch hier wird der Durchgriff der positiven Halbwelle umso stärker verringert, je größer ihre Amplitude ist. Analoge Überlegungen gelten für die zweite Gleichrichterschaltung 62.
Während einer ersten Halbperiode bildet der Transistor 22 mit dem Schwingkreis 12 und dem Transistor 28 einen Spannungsteiler, bei dem sich die am Schwingkreis anliegende Teilspannung, die die Schwingung verstärkt, als Differenz der Versorgungsspannung und der Spannungsabfälle an den Transistoren 22 und 28 ergibt. Analog bildet der Transistor 26 mit dem Schwingkreis 12 und dem Transistor 24 in einer zweiten Halbperiode einen Spannungsteiler, bei dem sich die am Schwingkreis anliegende Teilspannung als Differenz der Versorgungsspannung und der Spannungsabfälle an den Transistoren 26 und 24 ergibt. Wenn man die Transistoren 22, 24, 26, und 28 als regelbare Widerstände betrachtet, so wird durch den beschriebenen Regeleingriff jeweils der Widerstand der an den Spannungsteilem beteiligten Transistoren im Vergleich zu einem Zustand ohne Regeleingriff erhöht, wobei die Erhöhung von der Amplitude der Schwingung des Schwingkreises 12 abhängt und mit der Amplitude steigt.
Mit anderen Worten: Die am Schwingkreis 12 entstehende Spannung wird gleichgerichtet und zur Steuerung der Entdämpfung benutzt. Diese wird mit steigender Oszillationsamplitude verringert, bis Amplitude und Entdämpfung sich auf einen Punkt stabilisieren. Die symmetrische Schaltung generiert dabei eine differenzielle Regelspannung, die symmetrisch die Arbeitspunkte der jeweiligen PMOS- und NMOS-Transistoren verschiebt. Damit wird Einfluss auf die Steilheit der Transistoren genommen, ohne eine Unsymmetrie der Halbwellen in der dem Resonator zugeführten Energie zu verursachen.
Durch die exakte Entdämpfung des Resonators wird eine ungedämpfte Schwingung erzeugt, die keiner Begrenzung unterliegt. Die hier realisierte differenzielle Wirkung auf die CMOS-Struktur bewirkt zudem eine Gleichbehandlung beider Halbwellen. Dies führt zu einer deutlichen Verbesserung des Oszillator-Seitenbandrauschens gerade mit Resonatoren geringer Leerlaufgüte. Zudem nimmt die Schaltung nur den Betriebsstrom auf, der zur Aufrechterhaltung der Schwingung nötig ist. Die sonst bei CMOS-Strukturen auftretenden hohen periodischen Querströme werden durch die differenzielle Gleichspannung zwischen den Gates beträchtlich reduziert. Zudem steigt bei stärkerer Belastung der Oszillatorschaltung 54 deren Stromaufnahme, wodurch sich die Schaltung 54 dynamisch an die Lastverhältnisse anpasst. Dies ermöglicht zusätzlich auch Messungen der Schwingkreis- und Schaltungsqualität über die Stromaufnahme.
Die Gleichspannungsdifferenz wird also aus der am Schwingkreis auftretenden Schwingungsamplitude abgeleitet. Dazu wird eine Gleichrichterschaltung verwendet, die die Wechselspannung unverändert an die Gates der jeweiligen PMOS- und NMOS-Transistoren durchreicht, während abhängig von der Amplitude eine mit wachsender Wechselspannung zunehmende Gleichspannung zwischen den Gates generiert wird. Die Polarität der Gleichspannung beeinflusst die Querströme in den jeweiligen Komplementärzweigen derart, dass mit wachsender Amplitude die Drainströme und somit die Verstärkung bzw. Rückkopplung reduziert wird. Entsprechend wird Einfluss auf die Entdämpfung des Kreises genommen.
3 zeigt einen typischen Amplitudenverlauf 90 der Spannung U über dem Schwingkreis beim Anschwingvorgang in willkürlichen Einheiten über der Zeit t. Ohne eine zusätzliche Gleichspannungsdifferenz zwischen den Gates der Transistoren ist die Verstärkung der Schaltung und damit die Entdämpfung des Schwingkreises zunächst maximal. Diese muss ausreichen, um die Oszillatorschaltung 54 unter allen möglichen Umständen und Einflüssen sicher anschwingen zu lassen. In der Folge nimmt die Amplitude zu, bis sie, nach einem Überschwinger 92 einen definierten Wert 94 erreicht. Dieser Wert bestimmt über die im Schwingkreis erzeugte Blindleistung den Seitenband-Rauschabstand, muss aber auch Begrenzungsvorgänge verhindern.
Zwischen den Gates wird dabei eine Spannung UR generiert, die in der 4 in willkürlichen Einheiten über der Zeit dargestellt ist. Der Querstrom in den Brückenzweigen und damit die Entdämpfung des Schwingkreises wird mit zunehmender Amplitude reduziert, bis sich Rückkopplung und Amplitude nach schaltungs-technisch bedingten Stabilisierungsvorgängen auf einen definierten Arbeitspunkt einpendeln. Dieser Vorgang basiert auf dem Prinzip einer Proportional-Regelung.
5 zeigt die mittlere Gesamtstromaufnahme der Schaltung 54 beim Anschwingen und den dabei auftretenden Rückgang der Querströme I in den Transistoren in willkürlichen Einheiten über der Zeit t. Ändern sich Einflüsse wie Betriebsspannung, Transistortemperatur oder auch die Güte des Schwingkreises, wird die Rückkopplung entsprechend nachgeführt, wodurch sich die Schaltung 54 dynamisch sowohl an Umgebungs- wie auch an Lastverhältnisse anpasst. Dies ermöglicht sogar Messungen der Resonator-Qualität über die Stromaufnahme.
Die Erzeugung der Gleichspannungsdifferenz UR als differenzielle Regelspannung ist für eine effektive Reduzierung des Seitenbandrauschens wichtig, da sie gleichermaßen auf die Arbeitspunkte der jeweiligen PMOS- und NMOS-Transistoren wirkt. Damit wird Einfluss auf die Steilheit der Transistoren genommen, ohne eine Unsymmetrie der dem Resonator zugeführten Energie in den beiden Halbwellen zu verursachen. Dazu ist es besonders vorteilhaft, die Gleichrichterdioden auf ein Referenzpotential zu legen, das exakt dem Mittelwert der Schwingamplitude entspricht.
Dieses Potential kann grundsätzlich auch mit Hilfe von Tiefpässen an den Hochpunkten des Resonators gewonnen werden, was aber den Resonanzkreis belastet und damit seine Güte verschlechtert. Deshalb wird dieses Potential durch eine Mittenanzapfung der Schwingkreisspule generiert, wo bei symmetrischem Aufbau nur ein mittlerer Gleichspannungswert, jedoch keine Wechselspannung anliegt.
Wie bereits erwähnt ist ein weiterer Vorteil dieser Erfindung, dass die Schaltung 54 nur den Betriebsstrom aufnimmt, der zur Aufrechterhaltung der Schwingung nötig ist. Auch die sonst bei CMOS-Strukturen auftretenden hohen periodischen Querströme in den Zweigen werden durch die differenziellen Gleichspannungen zwischen den Gates beträchtlich reduziert, wenn eine entsprechende Auslegung der Schaltung gewährleistet, dass nie gleichzeitig in beiden Komplementär-Transistoren Strom fließt.
Damit trägt die Erfindung dazu bei, Oszillatoren in CMOS-Technik in Bezug auf Rauschen und Stromverbrauch wesentlich zu verbessern.
Ein Schwingkreis erzeugt idealerweise sinus-förmige Spannungen, also eine "weiche Flanke" durch den Nullpunkt. Die Gleichrichterschaltung erzeugt nun eine gegenpolige Gleichspannung zwischen beiden Gates. Damit werden die Arbeitspunkte auf den Kennlinien der beteiligten Transistoren so hin und her verschoben, dass die gleiche Halbwelle zu einer jeweils kleineren Spannung an den Gate-Source-Strecken beider Transistoren führt. Gegenüber der 1 wird beim Gegenstand der 2 gewissermaßen etwas von der steuernden Spannung subtrahiert.
Damit werden nicht nur die durchschnittlich von den Transistoren am Ausgang erzeugten Ströme geringer, die Verstärkung (dI/dU) sinkt auch aufgrund der quadratischen Kennlinie. Zusätzlich wird der Punkt, an dem der Transistor zu leiten beginnt, hinausgeschoben. Der Bereich, in dem sich die Ströme überschneiden, wird damit verringert oder kann sogar ganz verschwinden. Dies ist aber nur ein positiver Nebeneffekt der Schaltung, der aber doch zu merklichen Stromeinsparungen führt, und damit die Effizienz steigert. Der wesentliche Vorteil der Erfindung liegt jedoch in der Verbesserung der spektralen Reinheit der erzeugten Schwingung.

Claims

Schaltung (54) zur Erzeugung von Schwingungen mit einer definierten Frequenz mit einem Schwingkreis (12), der durch eine äußere Beschaltung (14, 18, 20) entdämpft wird, dadurch gekennzeichnet, dass die äußere Beschaltung (14, 18, 20) den Schwingkreis (12) mit Hilfe wenigstens einer Gleichrichterschaltung (60, 62) entdämpft, wobei die äußere Beschaltung (14, 18, 20) eine Brückenschaltung von Feldeffekt-Transistoren (22, 24, 26, 28) aufweist.
Schaltung (54) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterschaltung (60, 62) eine Proportional-Charakteristik aufweist.
Schaltung (54) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die äußere Beschaltung (14, 18, 20) eine symmetrische Anordnung von MOSFET- oder JFET-Transistoren (22, 24, 26, 28) als Feldeffekt-Transistoren aufweist, die mit dem Schwingkreis (12) zusammen in einer integrierten Schaltung angeordnet sind.
Schaltung (54) nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Brückenschaltung wenigstens einen ersten Brückenzweig (18) und/oder einen zweiten Brückenzweig (20) aufweist, wobei jeder Brückenzweig (18, 20) ein Paar (22, 24; 26, 28) von zueinander komplementären MOSFET-Transistoren (22, 24, 26, 28) aufweist, und wobei die Gleichrichterschaltung (60, 62) eine erste Gleichrichterschaltung (60) und eine zweite Gleichrichterschaltung (62) aufweist, wobei die erste Gleichrichterschaltung (60) Steuer-Gates (42, 44) der Transistoren (22, 24) des ersten Brückenzweiges (18) in Abhängigkeit von einem Signal an einem ersten Anschluss (34) des Schwingkreises (12) steuert und wobei die zweite Gleichrichterschaltung (62) Steuer-Gates (36, 38) der Transistoren (26, 28) des zweiten Brückenzweiges (20) in Abhängigkeit von einem Signal an einem zweiten Anschluss (40) des Schwingkreises (12) steuert.
Schaltung (54) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (60, 62) einen Signalpfad aufweist, über den eine am zugeordneten Anschluss (34, 40) des Schwingkreises (12) anliegende Wechselspannung an die Steuer-Gates (36, 38, 42, 44) angelegt wird.
Schaltung (54) nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (60, 62) eine am Schwingkreis (12) entstehende Spannung gleichrichtet und die gleichgerichtete Spannung als Regeleingriff bereitstellt.
Schaltung (54) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Regeleingriff Arbeitspunkte von komplementären PMOS-Transistoren (22; 26) und NMOS-Transistoren (24; 28) eines Brückenzweigs (20; 18) differenziell verschiebt.
Schaltung (54) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (60, 62) als Regeleingriff eine Gleichspannungsdifferenz zwischen Steuer-Gates (42, 44; 36, 38) von komplementären PMOS-Transistoren (22; 26) und NMOS-Transistoren (24; 28) erzeugt, die die Arbeitspunkte durch eine Änderung von Gate-Source-Spannungen der komplementären PMOS-Transistoren (22; 26) und NMOS-Transistoren (24; 28) verschiebt.
Schaltung (54) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Polarität der Gleichspannungsdifferenz so gerichtet ist, dass Querströme in den jeweiligen Brückenzweigen (18, 20) mit wachsender Schwingkreis-Schwingungsamplitude reduziert werden.
Schaltung (54) nach wenigstens einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (60), (62) eine erste Gleichrichterdiode (74), (86) mit einer ersten Anode und einer ersten Katode und eine zweite Gleichrichterdiode (80), (88) mit einer zweiten Anode und einer zweiten Katode aufweist, wobei die erste Gleichrichterdiode (74) zwischen dem Steuer-Gate (42) eines ersten Transistors (22) des ersten Brückenzweiges (18) und einem Referenzpotential und die zweite Gleichrichterdiode (80) zwischen dem Steuer-Gate (44) des zweiten Transistors (24) des ersten Brückenzweiges (18) und dem Referenzpotential so angeordnet sind, dass die erste Anode mit der zweiten Katode an dem Referenzpotential liegt.
Schaltung (54) nach wenigstens einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (60), (62) die Gleichspannungsdifferenz aus der am Schwingkreis (12) auftretenden Schwingungsamplitude ableitet.
Schaltung (54) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterdioden (74, 80, 86, 88) auf einem Referenzpotential liegen, das exakt dem Mittelwert der Schwingamplitude entspricht.
Schaltung (54) nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzpotential durch eine Mittenanzapfung einer Schwingkreisspule (90) generiert wird, wobei die Mittenanzapfung nur einen mittleren Gleichspannungswert, jedoch keine Wechselspannung liefert.
Schaltung (54) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzpotential durch eine außerhalb der Mitte der Schwingkreisspule (90) erfolgende Anzapfung der Schwingkreisspule generiert wird.
Schaltung (54) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (60, 62) ferner eine Parallelschaltung (66, 68, 70, 72) aus einer Kapazität und einem Ohm'schen Widerstand aufweist, wobei die Parallelschaltung (66, 68, 70, 72) mit der zugehörigen Gleichrichterdiode (76, 80, 86, 88) in Reihe geschaltet ist.