WO2001067554A1 - Antenne a dipoles en croix et antenne composite - Google Patents

Antenne a dipoles en croix et antenne composite Download PDF

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WO2001067554A1
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Jinichi Inoue
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Nippon Antena Kabushiki Kaisha
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines

Definitions

  • the present invention relates to a cross dipole antenna suitable for being mounted on a communication device using circularly polarized waves, and a composite antenna suitable for being used for a communication system using both circularly and linearly polarized waves.
  • Satellite communication systems include geostationary mobile satellite communication using geostationary satellites and non-geostationary satellites using non-geostationary satellites. There is a geostationary mobile satellite communication system.
  • low and medium altitude satellites are used.
  • LEO communication system is considered to be a system with a short propagation delay time, and has the advantage that the transmission power of the terminal can be reduced and the terminal can be easily reduced in size and weight because the propagation loss is reduced. ing.
  • LEO communication systems include small LEO (Little LEO) for data transmission only and large LEO (Big LEO) capable of voice transmission.
  • large-scale LEs there are the iridium system and the ICO (Intermediate Circular Orbit) system (Project 21).
  • the communications system is based on the TDMA (Time Divtsion Multiple Access) system using the 1.6 GHz band frequency, and was launched at an altitude of 780 km to cover the entire earth. Communication is performed using (6 6 +6) non-geostationary satellites. These non-geostationary satellites orbit at 30 degrees longitude and orbit.
  • the ICO system has six orbiting satellites arranged in a 130-km orbit at an oblique angle, and mobile terminals are connected between a satellite-based network using satellites and existing terrestrial-based mobile phone systems. Can be shared It is said that it is a dual terminal capable.
  • a cross dipole antenna or a microstrip antenna capable of transmitting and receiving circularly polarized waves is used because it is necessary to receive circularly polarized waves.
  • the cross dipole antenna is composed of two half-wave dipole antennas in which dipole antennas are arranged orthogonally in a cross shape. Then, by exciting the two half-wavelength dipole antennas 90 ° out of phase with each other, circular polarization is generated in a direction perpendicular to the plane of the two half-wavelength dipole antennas. In this case, circular polarizations in opposite directions are generated in two directions perpendicular to the planes of the two half-wavelength dipole antennas.Therefore, a reflector is placed at a position about 1Z4 wave length behind the two half-wavelength dipole antennas. It is generally used in one direction. Further, in order to obtain circularly polarized waves within a wide elevation angle range, an inverted V-shaped or inverted U-shaped dipole antenna with little change in directivity on the electric and magnetic fields is used.
  • FIG. 20 is a diagram showing the principle configuration of a cross dipole antenna 100 using an inverted V-shaped diball antenna
  • FIG. 21 is a diagram showing an inverted U-shaped dipole antenna
  • FIG. 3 is a diagram showing a basic configuration of a cross dipole antenna 200 thus obtained.
  • the cross dipole antenna 100 using the inverted V-shaped dipole antenna shown in FIG. 20 is composed of a reflector 106 and a dipole element 102 a, 102 disposed on the reflector 106. 2 b, a first dipole antenna having an inverted V shape, and a dipole element 10 2 c, 1 arranged substantially orthogonal to the first dipole antenna 0 2 d and an inverted V-shaped second dipole antenna.
  • This cross dipole antenna 10 ⁇ is provided with a phase shift circuit for exciting the first V-shaped dipole antenna and the second V-shaped inverted dipole antenna, which are not shown, by shifting the phases by about 90 degrees from each other. Have.
  • the cross dipole antenna 100 to be an antenna capable of transmitting and receiving circularly polarized waves, and has a wide inverted V-shaped first dipole antenna and an inverted V-shaped second dipole antenna. Circular polarization can be obtained within the range of the elevation angle.
  • the cross dipole antenna 200 using the inverted U-shaped dipole antenna shown in FIG. 21 is composed of a reflector 206 and a dipole element 202 a, Inverted U-shaped second dipole antenna composed of an inverted U-shaped first dipole antenna composed of 0 2 b and a dipole element 200 c and 202 d arranged substantially orthogonal to the first dipole antenna It consists of:
  • the cross dipole antenna 200 is provided with a phase shift circuit for exciting the inverted U-shaped first dipole antenna and the inverted U-shaped second dipole antenna with a phase shift of about 90 degrees from each other, although not shown. Have.
  • the cross dipole antenna 200 can be made an antenna capable of transmitting and receiving circularly polarized waves, and has an inverted U-shaped first dipole antenna and an inverted U-shaped second dipole antenna. Circularly polarized waves can be obtained within a wide range of elevation angles.
  • FIGS. 22 and 23 show a specific configuration of a conventionally proposed cross dipole antenna capable of transmitting and receiving circularly polarized waves.
  • FIG. 22 is a plan view of the cross diball antenna
  • FIG. 23 is a front view thereof.
  • the cross dipole antenna can be mounted on a car, a ship, an aircraft, a portable device, and the like.
  • the cross dipole antenna 300 shown in these figures is composed of two dipole antennas arranged substantially orthogonally and a reflection plate 303. It is almost circular W 1/7554
  • the diameter D3 of the reflecting plate 306 is about 1/2 to ⁇ when the wavelength of the center frequency in the operating frequency band is determined.
  • the two dipole antennas arranged substantially orthogonally include a first inverted U-shaped dipole antenna and a second inverted U-shaped dipole antenna arranged orthogonally.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna is composed of a dipole element 302a and a dipole element 302b
  • the second inverted U-shaped dipole antenna is composed of a dipole element 302c and a dipole element 302. d.
  • the dipole element 302a to dipole element 302d are formed of a metal plate, and are bent toward the reflection plate 303 at almost the middle thereof, and the tip thereof is formed of a reflection plate. It is made to head to 106.
  • the length L302 of the dipole element 302a to the dipole element 302d is approximately Z4.
  • the distance L301 between one end of the dipole element 302a to the dipole element 302d and the reflecting plate 360 is approximately / 4. That is, the length of the coaxial semi-rigid cable 304a exciting the first inverted U-shaped dipole antenna composed of the dipole element 302a and the dipole element 302b It is about Z4. Similarly, the length of the coaxial semi-rigid cable 304c exciting the second inverted U-shaped dipole antenna composed of the dipole element 302c and the dipole element 302d from the reflector 303 Well, it is about Z4. Further, the length of the short pole 304 b and the short pole 304 d whose short ends are short-circuited to the reflector 3 ⁇ 6 from the reflector 303 is also set to about / 4.
  • One end of the dipole element 302a is connected to the outer conductor at the end of the coaxial semi-rigid cable 304a and is excited.
  • One end of the dipole element 302b is connected to the end of the short pole 304b. It is connected to and excited.
  • the center conductor 304 e of the coaxial semi-rigid cable 304 a is connected to the tip of the short pole 304 b.
  • One end of the dipole element 302c is connected to and excited by a jacket conductor at the end of the coaxial semi-rigid cable 304c, and one end of the dipole element 302d is connected to a short pole 304d. d It is connected to the tip and excited.
  • the end of the short pole 304d is connected to the center conductor 302f of the coaxial semi-rigid cable 304c.
  • coaxial semi-rigid cape 304 which penetrates through the reflector 306 and extends therebelow is connected to a phase delay circuit 307 to form a coaxial semi-rigid cable 304.
  • a is excited with 0 ° phase
  • coaxial semi-rigid cable 304c is excited with 90 ° delayed phase.
  • the phases of the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna are different from each other by about 90 °, so that the power is fed from the feeder 308 and circularly polarized waves are radiated. Become like
  • FIG. 24 shows the direction characteristics of the cross dipole antenna 300 thus configured in a vertical plane. Referring to this directional characteristic, in a low elevation angle direction in which the angle from the apex direction becomes large, the antenna gain gradually decreases, and the axial ratio of circular polarization also deteriorates, resulting in elliptical polarization. You can see that.
  • the antenna gain decreases and the axial ratio of the circularly polarized wave also deteriorates in the direction of the low elevation angle. This is a problem in communication systems using circularly polarized waves.
  • radio waves may arrive from a low elevation angle direction.
  • the apparent speed of movement of the satellite at a high elevation position is not stationary and the satellite moves at a high elevation, so if the zenith direction is 0 °, it is about 70 ° to 90 °.
  • the satellite's existence probability is high. Therefore, conventional cross dipole antennas have a high probability of existence of satellites, have a small gain at low elevation angles, and have a problem of degraded axial ratio.
  • Figure 25 shows a schematic configuration of this satellite digital audio broadcasting system.
  • the satellite digital audio broadcasting system transmits digital audio broadcasting programs created by a plurality of program providers from a ground station 171 to a broadcasting satellite 170, Transmit under control from the broadcast satellite 170 to the assigned area of the earth.
  • the radio wave of digital audio broadcasting transmitted from this broadcasting satellite 170 It is circularly polarized and is received by the mobile unit 182 which is made movable. In this case, in an urban area where high-rise buildings are lined up, a dead zone where radio waves from the broadcasting satellite 170 cannot reach may occur.
  • the terrestrial broadcasting station 181 performs terrestrial broadcasting so that the mobile unit 182 can receive sound broadcasting favorably in an urban area where blind zones tend to occur.
  • the digital audio broadcasting program broadcast from the terrestrial broadcasting station 18 1 is the same as the digital audio broadcasting program transmitted from the broadcasting satellite 170, and the terrestrial broadcasting and the satellite broadcasting are synchronized and broadcast. Have been.
  • terrestrial broadcasting stations 18 1 transmit terrestrial broadcasting with linear polarization to suppress interference.
  • a digital audio broadcasting program for terrestrial broadcasting is transmitted from a ground control station (not shown), or a digital audio broadcasting program is transmitted from the terrestrial station 171.
  • a digital audio broadcast program for terrestrial broadcasting may be obtained from satellite broadcasting transmitted from the broadcasting satellite 170.
  • the frequency band for terrestrial broadcasting is the same as or adjacent to the frequency band for satellite broadcasting.
  • the mobile unit 182 for receiving satellite broadcasting and terrestrial broadcasting is equipped with an antenna 182a composed of a circularly polarized antenna and a linearly polarized antenna, and detects the reception power and the like of both broadcasts. In this way, it is possible to select and receive broadcasts that provide good reception.
  • Such a satellite digital audio broadcasting system is going to be put to practical use as a Sirius satellite radio XM satellite radio.
  • a circularly polarized antenna capable of receiving circularly polarized waves is required, and cities where blind zones are likely to occur
  • the unit also needs a linearly polarized antenna capable of receiving linearly polarized waves. That is, two antennas, a satellite system and a terrestrial system, are required.
  • the above-described cross dipole antenna shown in FIGS. 20 to 23 is known.
  • such a cross dipole antenna can receive circularly polarized waves and linearly polarized waves, but it cannot receive linearly polarized waves transmitted from a ground station in the horizontal direction as compared to linearly polarized antennas.
  • the gain is low. Therefore, the satellite digital audio broadcasting system shown in Fig. 25
  • a cross dipole antenna had to be installed as a satellite antenna, and a hop antenna, for example, had to be separately installed as a terrestrial antenna. Disclosure of the invention
  • a first cross dipole antenna of the present invention includes a reflector, a first dipole antenna arranged on the reflector at a predetermined interval, and the first dipole antenna arranged on the reflector at a predetermined interval.
  • a second dipole antenna arranged substantially orthogonal to the first dipole antenna; and a second dipole antenna arranged around the first dipole antenna and the second dipole antenna, and rising from the reflector.
  • a plurality of parasitic elements arranged in a parallel manner.
  • a plurality of parasitic elements are provided around the first dipole antenna and the second dipole antenna arranged substantially orthogonally, and are provided upright from the reflector. Therefore, it is possible to suppress a decrease in gain at a low elevation angle, and to greatly improve the axial ratio characteristics of circularly polarized waves.
  • the parasitic element acts as a director, and can improve the antenna characteristics in the low elevation angle direction.
  • the first dipole antenna and the second dipole antenna may be bent toward the reflector.
  • the parasitic element may be fixed on the reflector via an insulator spacer.
  • the second cross dipole antenna of the present invention is provided with a reflecting plate having a reflecting surface inclined so that a central portion protrudes from a peripheral portion, and is disposed on the reflecting plate at a predetermined interval.
  • the first dipole antenna and the second dipole antenna may be configured to be bent toward the reflection plate.
  • the antenna is arranged around the first dipole antenna and the second dipole antenna, and is arranged so as to rise from the reflector.
  • a plurality of parasitic elements may be further provided.
  • the parasitic element may be fixed on the reflector via an insulator spacer.
  • a cross dipole antenna capable of receiving circularly polarized waves and a whip antenna capable of receiving linearly polarized waves in the same or adjacent frequency band to the circularly polarized waves are provided on a reflector.
  • the cross dipole antenna comprises: a first dipole antenna disposed at a predetermined interval on the reflector; and a first dipole antenna at a predetermined interval on the reflector.
  • the cross dipole antenna is fixed on a plate, and is capable of receiving a circularly polarized broadcast signal transmitted from a satellite.
  • the whip antenna is capable of receiving a broadcast signal of linear polarization of the broadcast signal and the same content transmitted from the ground.
  • a whip antenna capable of transmitting and receiving linearly polarized waves is provided on the reflector constituting the cross dipole antenna. It becomes possible to receive linearly polarized waves. Therefore, when a digital audio broadcast is received by a mobile reception terminal, a single composite antenna can be installed without installing two antennas, a satellite antenna and a terrestrial antenna. .
  • Another composite antenna according to the present invention is a cross dipole antenna capable of receiving circularly polarized waves.
  • a whip antenna capable of receiving linearly polarized waves in the same or adjacent frequency band to the circularly polarized waves, and a composite antenna provided on a reflector, wherein the cross dipole antenna is disposed at a predetermined distance on the reflector.
  • a first dipole antenna disposed with the first dipole antenna, and a second dipole antenna disposed at a predetermined interval on the reflector so as to be substantially orthogonal to the first dipole antenna; And a plurality of parasitic elements arranged around and around the dipole antenna and the second dipole antenna, and arranged upright from the reflector.
  • Whip antennas are also used as the passive element.
  • the gain at a low elevation angle can be improved, and the axial ratio characteristic of the circularly polarized wave can be greatly improved.
  • the parasitic element acts as a director, and can improve the antenna characteristics in the direction of a low elevation angle.
  • a whip antenna which is a ground antenna, can also be used as the parasitic element, and a composite antenna can be constituted almost only by the configuration of the cross dipole antenna. Therefore, the size of the composite antenna can be reduced.
  • the first dipole antenna and the second dipole antenna may be configured to be bent toward the reflector.
  • the parasitic element may be fixed on the reflector via an insulator spacer.
  • the reflecting surface may be formed so as to be inclined such that a central portion of the reflecting plate protrudes from a peripheral portion.
  • the cross dipole antenna can receive a circularly polarized broadcast signal transmitted from a satellite, and the whip : It may be possible to receive a linearly polarized broadcast signal having the same content as the broadcast signal transmitted from the ground.
  • the plurality of parasitic elements are arranged on a circle having the cross dipole antenna substantially at the center, and the hop antenna is arranged outside the circle. May be.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a cross dipole antenna according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a front view showing the configuration of the first embodiment of the cross dipole antenna of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a directional characteristic in a vertical plane in the first embodiment of the cross dipole antenna of the present invention.
  • FIG. 4 is a plan view showing a configuration of a cross dipole antenna according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a front view showing the configuration of the second embodiment of the cross dipole antenna of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of a reflector in a composite antenna according to a second embodiment of the present invention and a cross dipole antenna of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing directivity characteristics in a vertical plane in a second embodiment of the cross dipole antenna of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a balanced-unbalanced circuit that can be employed in the cross dipole antenna of the present invention and the composite antenna of the present invention.
  • FIG. 9 is a plan view showing the configuration of the composite antenna according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a front view showing the configuration of the composite antenna according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view of the composite antenna according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing directivity characteristics in a vertical plane.
  • FIG. 12 is a diagram showing a directional characteristic in a vertical plane of the whip antenna in the first embodiment of the composite antenna according to the present invention.
  • FIG. 13 is a plan view showing the configuration of the composite antenna according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a front view showing the configuration of the composite antenna according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing the directional characteristics in the vertical plane of the cross dipole antenna in the composite antenna according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram showing directivity characteristics in a vertical plane of a whip antenna according to the second embodiment of the composite antenna of the present invention.
  • FIG. 17 is a plan view showing the configuration of the third embodiment of the composite antenna of the present invention.
  • FIG. 18 is a front view showing the configuration of the composite antenna according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing a configuration example of a whip antenna according to an embodiment of the composite antenna of the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional cross dipole antenna configured using an inverted V-shaped dipole antenna.
  • FIG. 21 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional cross dipole antenna configured using an inverted U-shaped dipole antenna.
  • FIG. 22 is a plan view showing a detailed configuration of a conventional cross dipole antenna configured using an inverted U-shaped dipole antenna.
  • FIG. 23 is a front view showing a detailed configuration of a conventional cross dipole antenna configured using an inverted U-shaped dipole antenna.
  • FIG. 24 is a diagram showing a directional characteristic in a vertical plane of a conventional cross dipole antenna configured using an inverted U-shaped dipole antenna.
  • FIG. 25 is a diagram showing a schematic configuration of a satellite digital audio broadcasting system.
  • BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION FIG. 1 is a plan view showing a first configuration of a cross dipole antenna according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a front view thereof.
  • the first cross dipole antenna 1 is composed of two dipole antennas arranged substantially orthogonally and a reflector 6.
  • the reflector 6 has a substantially circular shape, and its diameter D is about 1/2 to / when the wavelength of the center frequency in the used frequency band is increased.
  • the two dipole antennas arranged substantially orthogonally include a first inverted U-shaped dipole antenna and a second inverted U-shaped dipole antenna arranged substantially orthogonally.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna is composed of a dipole element 2a and a dipole element 2b each bent in an inverted U shape, and the second inverted U-shaped dipole antenna is bent in an inverted U shape. And a dipole element 2d.
  • the dipole elements 2a to 2d constituting the two inverted U-shaped dipole antennas are formed by processing a metal plate into a plate shape as shown in FIG. It is bent so as to form an inverted U-shape toward the reflection plate 6, and its tip is directed to the reflection plate 6.
  • the length of dipole element 2a to dipole element 2d is approximately Z4.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna are half-wavelength dipole antennas.
  • the distance L1 shown in FIG. 2 between one end of the dipole elements 2a to 2d and the reflector 6 is approximately Z4. It has been. That is, the length from the reflector 6 of the coaxial semi-rigid cable 4 a that excites the first inverted U-shaped dipole antenna composed of the dipole element 2 a and the dipole element 2 b is approximately ⁇ 4. . Similarly, the length from the reflector 6 of the coaxial semi-rigid cable 4c that excites the second inverted U-shaped dipole antenna composed of the dipole element 2c and the dipole element 2d is approximately / 4. Have been.
  • the length of the short pole 4b and the short pole 4d whose short ends are short-circuited to the reflector 6 from the reflector 6 is also approximately Z4.
  • One end of the dipole element 2a is connected to and excited by a jacket conductor at the end of the coaxial semi-rigid cable 4a, and one end of the dipole element 2b is connected to the end of the short pole 4b.
  • the center conductor 2e of the coaxial semi-rigid cable 4a is connected to the tip of the short pole 4b.
  • one end of the dipole element 2c is connected to the outer conductor at the tip of the coaxial semi-rigid cable 4c and is excited, and one end of the dipole element 2d is connected to the tip of the short pole 4d and excited. Have been.
  • the center conductor 2f of the coaxial semi-rigid cable 4c is connected to the tip of the short pole 4d.
  • coaxial semi-rigid cables 4a and 4c that extend through the reflector 6 and extend thereunder are connected to the phase delay circuit 7, and the coaxial semi-rigid cable 4a receives the excitation signal from the power supply unit 8
  • the phase-delayed signal is output, and the excitation signal from the feeder 8 is output to the coaxial semi-rigid cable 4c with a phase delay of about 90 °.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna are excited by the excitation signal from the feeder 8 so that the phases thereof are shifted from each other by about 90 °, so that the surface of the cross dipole antenna 1 is A circularly polarized wave is radiated in a direction substantially perpendicular to the plane perpendicular to the plane, ie, the plane of the reflector 6.
  • the circularly polarized component having the opposite phase radiated in the direction of the reflector 6 is reflected by the reflector 6 so as to have the opposite phase, and is made in phase with the component radiated in the opposite direction to the reflector 6.
  • the light is emitted upward in a direction substantially perpendicular to the surface of the reflector 6.
  • a characteristic configuration of the cross dipole antenna according to the first embodiment of the present invention includes a first inverted U-shaped dipole antenna and a second inverted U-shaped, which are substantially orthogonally arranged and include dipole elements 2 a to 2 d.
  • the number of the parasitic elements 3 a to 3 h is eight, and the parasitic elements 3 a to 3 h stand almost perpendicularly to the reflecting plate 6.
  • the length L2 shown in FIG. 2 of the parasitic elements 3a to 3h is approximately Z4, and the lower ends thereof are provided with insulating spacers 5a to 5h.
  • parasitic elements 3 a to 3 h is arranged at a distance S (see FIG. 1) from the center of the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna, which are arranged substantially orthogonally. E Z4. Further, the parasitic elements 3a to 3h are formed in a plate shape as shown in FIGS. 1 and 2 by processing a metal plate.
  • FIG. 3 shows the directional characteristics in the vertical plane of the first cross dipole antenna 1 thus configured according to the embodiment of the present invention.
  • the decrease in gain is suppressed at a low elevation angle where the angle from the vertex becomes larger than about 60 degrees, and the circle is reduced.
  • the axial ratio characteristics of the polarization are greatly improved.
  • FIG. 4 is a plan view showing a second configuration according to the embodiment of the cross dipole antenna of the present invention
  • FIG. 5 is a front view thereof.
  • the second mouth dipole antenna 11 according to the embodiment of the present invention shown in FIGS. 4 and 5 is a vertical cross-section of the first cross dipole antenna 1 according to the above-described embodiment of the present invention. It is intended to further improve the directional characteristics. Therefore, in the second cross dipole antenna 11 according to the embodiment of the present invention, the configuration of the reflector 6 of the first cross dipole antenna 1 according to the embodiment of the present invention is changed, and The configuration has changed. Hereinafter, the changed configuration will be mainly described.
  • the second cross dipole antenna 11 also includes two dipole antennas arranged substantially orthogonally, a reflector 16, and a plurality of parasitic elements 3 a to 3 h. ing.
  • the two dipole antennas arranged substantially orthogonally include a first inverted U-shaped dipole antenna and a second inverted U-shaped dipole antenna arranged substantially orthogonally.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna is composed of a dipole element 2a and a dipole element 2b each bent in an inverted U shape, and the second inverted U-shaped dipole antenna is folded in an inverted U shape, respectively. It consists of a curved dipole element 2c and a dipole element 2d. ing.
  • the dipole elements 2a to 2d constituting the two inverted U-shaped dipole antennas are formed in a plate shape by processing a metal plate as shown in FIG. In FIG. 1, the bent portion is bent toward the reflection plate 16 so as to form an inverted U-shape, and its tip is directed toward the reflection plate 16.
  • the length of the dipole element 2a to the dipole element 2d is about ⁇ Z4. That is, the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna are half-wavelength dipole antennas.
  • the distance L1 shown in FIG. 5 between one end of the dipole elements 2a to 2d and the top of the reflector 16 is approximately Z4. That is,
  • the length of the coaxial semi-rigid cable 4a for exciting the inverted U-shaped dipole antenna and the coaxial semi-rigid cable 4c for exciting the second inverted U-shaped dipole antenna 4c from the top of the reflector 6 is approximately 4 It has been.
  • the short pole 4 b and the short pole 4 d reflector whose short ends are short-circuited to the reflector 16
  • the length from the top of 16 is also about Z4.
  • connection relationship between the dipole elements 2a, 2c and the coaxial semi-rigid cables 4a, 4c, and the connection relationship between the dipole elements 2b, 2d and the short poles 4b, 4d are also described in the embodiment. It is the same as the first cross dipole antenna 1.
  • the coaxial semi-rigid cables 4a and 4c are fixed to the reflector 16 and further penetrate the reflector 16 and are connected to the phase delay circuit 7.
  • the excitation signal from the power supply unit 8 is output with a phase delay of 0 ° to the coaxial semi-rigid cable 4a, and the excitation signal from the power supply unit 8 is output to the coaxial semi-rigid cable 4c by approximately 90 ° phase.
  • the output is delayed. That is, the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna have a phase of about 90 with each other by the excitation signal from the power supply unit 8.
  • a circularly polarized wave is radiated in a direction substantially perpendicular to the surface of the cross dipole antenna 11.
  • the circularly polarized component having the opposite phase radiated in the direction of the reflector 16 is inverted by the reflector 16 so as to be in the opposite phase.
  • the component that has been radiated and radiated in the direction opposite to the direction of the reflector 16 becomes in phase with the surface of the reflector 16 in a direction substantially perpendicular thereto.
  • a plurality of parasitic elements 3a to 3h arranged around the first This is the number of elements in the book.
  • the length L2 of the parasitic element 3a to 3h is approximately Z4, and the lower end thereof is provided with an insulating spacer 15a to 15h.
  • the lower ends of the insulating spacers 15a to 15h are fixed to the reflection plate 16, and the height H2 thereof is, for example, about 0.15 mm.
  • the parasitic elements 3a to 3h are arranged at a distance S from the center of the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna arranged substantially orthogonally as shown in FIG.
  • the interval S is about; IZ4.
  • the second cross dipole antenna 11 is further characterized by the configuration of the reflector 16.
  • the reflecting plate 16 is formed in a conical shape, and the diameter D of the substantially circular reflecting plate 16 is about Z2 to Z2. Further, it is preferable that the inclination angle 0 inclined downwardly of the reflection plate 16 be in the range of 0 ° ⁇ ⁇ 60 °.
  • FIG. 7 shows the directional characteristics in the vertical plane of the second cross dipole antenna 11 having such a configuration according to the embodiment of the present invention.
  • this directional characteristic at a low elevation angle in which the angle from the vertex direction is greater than about 60 degrees, the decrease in gain is suppressed and the axial ratio characteristic of circular polarization is greatly improved. Furthermore, it can be seen that even in the dip direction where the angle is 90 ° or more, a certain degree of antenna gain can be secured, and the axial ratio of circular polarization is improved.
  • the reflection plate 16 of the second cross dipole antenna 11 is not limited to a conical shape, and may have a shape as shown in FIG.
  • the reflector 16a whose plan view has the shape shown in FIG. 6 (a) and whose front view has the shape shown in FIG. 6 (b) is a reflector 16a having a shape obtained by cutting a sphere. ing.
  • the reflector 16b whose top view has the shape shown in Fig. 6 (c) and whose front view has the shape shown in Fig. 6 (d), has a conical shape in which the dip angle changes in two steps.
  • the reflector is 16b.
  • the reflector 16c whose front view has the shape shown in FIG. / JP
  • a trapezoidal reflector 16 c with a conical top made flat is formed. Regardless of the shape of such a reflector, it is possible to suppress a decrease in gain at a low elevation angle and to greatly improve the axial ratio characteristics of circularly polarized waves.
  • the reflectors 16 to 16c in the second cross dipole antenna 11 according to the embodiment are all formed such that the reflection surface is inclined so that the center portion protrudes from the peripheral edge portion.
  • the circularly polarized wave component reflected by the reflectors 16 to 16c is radiated toward a low elevation angle direction.
  • the second cross dipole antenna 11 according to the embodiment of the present invention can improve radiation characteristics at a low elevation angle.
  • the radiation characteristics at low elevation angles are improved by the reflectors 16 to 16c, so that the parasitic elements 3a to 3h May be omitted.
  • the unbalanced circuit (coaxial semi-rigid cable) is connected to the balanced circuit.
  • the balanced circuit (Dipole element)
  • a balanced-unbalanced circuit is provided. Some of the balanced-unbalanced circuits are shown in Fig. 8 (a) to (d). However, since these balanced-unbalanced circuits are conventionally used circuits, the explanation of the operation principle is omitted.
  • the balanced-unbalanced circuit shown in FIG. 8 (a) is a balanced-unbalanced circuit employed in the first and second embodiments of the cross dipole antenna of the present invention. That is, the coaxial semi-rigid cables 4 a and 4 c correspond to the coaxial cable c 1, the short poles 4 b and 4 d correspond to the short circuit s 1, and the dipole elements 2 a and 2 c correspond to the dipole elements.
  • the element e 1 corresponds to the dipole element 2 b, 2 d corresponds to the dipole element e 2.
  • the balanced-unbalanced circuit shown in Fig. 8 (b) is composed of dipole elements e11, e1 2 is bent in an L shape, and the bent ends are connected to each other and short-circuited to ground.
  • Jacket conductor of the coaxial cable c 1 1 to the position of the length t from a position connecting the end portion is connected to the dipole elements e 1 2 a hand, the dipole element e 1 the center conductor c 1 2 and the other Connected to one.
  • the balanced-unbalanced circuit shown in FIG. 8 (c) has a short-circuit line c 2 2, c 2 with a length of about Z4 in which each of the dipole elements e 21 and e 22 is short-circuited to ground. 3 is connected to the tip. Further, the outer conductor of the coaxial cable c 21 for exciting the dipole elements e 2 1 and e 22 is connected to the end of one short-circuit line c 22, and the center conductor c 24 is short-circuited to the other. It is connected to the end of line c23.
  • the 8 (d) has a long conductor that extends from the tip of the coaxial cable c31 for exciting the dipole elements e31 and e32 to the jacket conductor at a position about Z4. Even the / 4 super-top is connected to the lower end of b1.
  • the dipole element e 3 1 is connected to the distal end of the jacket conductor of the coaxial cable c 3 1
  • dipole - Le element e 3 2 is connected to the distal end of the center conductor of the coaxial cable c 3 1.
  • the tip of the supertop b 1 is open.
  • the dipole element 2a to dipole element 2d and the parasitic element 3a to 3h are formed in a plate shape.
  • a rod-shaped or pipe-shaped linear element may be used. It may be.
  • the connection between the coaxial semi-rigid cables 4a, 4c and the short poles 4b, 4d and the dipole element 2a to the dipole element 2d can be performed by soldering or welding.
  • the dipole elements 2a to 2d are formed as inverted U-shaped elements as shown in Fig. 21. Alternatively, they may be formed as inverted V-shaped elements as shown in Fig. 20.
  • Fig. 21 Alternatively, they may be formed as inverted V-shaped elements as shown in Fig. 20.
  • cross dipole antennas 1 and 11 of the present invention are made of metal, they may be formed by forming a metal film on the resin surface by plating or the like instead.
  • the insulating spacer in the cross dipole antennas 1 and 11 of the present invention requires a minimum height to insulate the parasitic element and attach to the reflector.
  • the height can be set to an arbitrary height at which the parasitic element acts as a director. Therefore, the height HI of the insulating spacers 5 a to 5 h in the cross dipole antenna 1 of the present invention is not limited to about 0.04 mm, and the insulating spacer in the cross dipole antenna 11 of the present invention is not limited to about 0.04 mm.
  • the height H 2 from 15 a to 15 h is not limited to about 0.15 ⁇ .
  • cross dipole antennas 1 and 11 of the present invention are not limited to antennas for satellite communication systems, but are also applicable to antennas for communication systems using circularly polarized waves, such as in-vehicle antennas, ship antennas, and aircraft antennas. It can be applied.
  • FIG. 9 is a plan view showing a first configuration of the embodiment
  • FIG. 10 is a front view thereof showing an antenna applicable to the antenna 18a.
  • the first composite antenna 10 includes a cross dipole antenna 41 composed of two dipole antennas arranged substantially orthogonally, and a whip antenna 20. And a reflector 26.
  • the reflector 26 has a substantially circular shape, and the diameter D thereof is about 1/2 to / when the wavelength of the center frequency in the operating frequency band is increased.
  • the cross dipole antenna 41 is configured such that a first inverted U-shaped dipole antenna and a second inverted U-shaped dipole antenna are arranged substantially orthogonally.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna is composed of a dipole antenna 42a and a dipole antenna 42b each bent in an inverted U shape
  • the second inverted U-shaped dipole antenna is formed of an inverted U-shaped antenna. It is composed of a bent dipole antenna 42c and a dipole antenna 42d.
  • the dipole antennas 42a to 42d which form two inverted U-shaped dipole antennas, are formed by processing a metal plate and gradually become wider from the bent part as shown in Fig. 10. It is formed in a plate shape, is bent so as to form an inverted U-shape toward the reflection plate 26, and its tip is directed toward the reflection plate 26.
  • the length of the dipole antenna 42 a to the dipole antenna 42 d Is about / 4. That is, the first inverted U-shaped dipole antenna and the second inverted U-shaped dipole antenna are half-wavelength dipole antennas.
  • the distance L1 shown in FIG. 10 between one end of the dipole antenna 42a to the dipole antenna 42d and the reflector 26 is approximately 0.25 ⁇ to 0.4 mm.
  • the frequency is the wavelength of the center frequency in the operating frequency band. That is, the length from the reflector 26 of the coaxial semi-rigid cable 44 a for exciting the first inverted U-shaped dipole antenna composed of the dipole antenna 42 a and the dipole antenna 42 b is approximately 0.25 um ⁇ 0.4 um. Similarly, the length from the reflector 26 of the coaxial semi-rigid cable 44d for exciting the second inverted U-shaped dipole antenna composed of the dipole antenna 42c and the dipole antenna 42d is also about 0.
  • the length of the short pole 44 b and the short pole 44 c whose short ends are short-circuited to the reflector 26 from the reflector 26 is also approximately 0.25 mm to ⁇ .4 ⁇ . .
  • One end of the dipole antenna 42a is connected to the outer conductor at the end of the coaxial semi-rigid cable 44a and is excited, and one end of the dipole antenna 42b is connected to the end of the short pole 44b.
  • the center conductor 42 e of the coaxial semi-rigid cable 44 a is connected to the tip of the short pole 44 b.
  • One end of the dipole antenna 42d is connected to and excited by a jacket conductor at the end of the coaxial semi-rigid cable 44d, and one end of the dipole antenna 42c is connected to the end of the short pole 44c. It is connected to and excited.
  • the center conductor 42 f of the coaxial semi-rigid cable 44 d is connected to the tip of the short pole 44 c.
  • coaxial semi-rigid cables 44 a and 44 d that extend through and below the reflector 26 are connected to the phase delay circuit 47, and serve as a power supply unit for the coaxial semi-rigid cable 44 a.
  • the excitation signal from the satellite communication radio is output with a phase delay of 0 °
  • the coaxial semi-rigid cable 44 d is phase-delayed by about 90 ° with the excitation signal from the satellite communication radio serving as the power supply.
  • the first inverted U-shaped dipole antenna is driven by the excitation signal from the satellite communication radio as the power supply.
  • the plane perpendicular to the plane of the cross dipole antenna 41 that is, the direction substantially perpendicular to the plane of the reflection plate 26 Circularly polarized waves are radiated.
  • the circularly polarized component having the opposite phase radiated in the direction of the reflector 26 is reflected by the reflector 26 so as to be in the opposite phase, and has the same phase as the component radiated in the opposite direction to the reflector 26.
  • the light is emitted upward in a direction substantially perpendicular to the surface of the reflection plate 26.
  • the whip antenna 20 that operates with vertically polarized waves is an antenna that operates in the same frequency band as the cross dipole antenna 41 that operates with circularly polarized waves or an adjacent frequency band. It is stuck to.
  • the whip element 22 is installed almost vertically while being insulated from the reflection plate 26 by the insulating spacer 21.
  • the distance L 3 (see FIG. 9) between the whip element 22 and the cross dipole antenna 41 is set to be about Z4 or more and has no influence on each other.
  • the length L2 of the whip element 22 is, for example, about Z4. However, L2 is not limited to about; IZ4. That is, an example of the configuration of the whip antenna 20 is shown in FIG. 19, but the whip antenna 20 is not limited to the ⁇ 4 whip antenna as shown in FIG.
  • Such a ⁇ 2 whip antenna, a 5 ⁇ 8 whip antenna as shown in Fig. 19 (c), or a 3-Z4 whip antenna as shown in Fig. 19 (d) may be used.
  • the whip antenna 20 may be a helical antenna as shown in FIG. 19 (c) or a sleever as shown in FIG. 19 (e).
  • the semi-rigid cable 23 that feeds the whip antenna 20 is extended.
  • the semi-rigid cable 23 is connected to a terrestrial communication radio. This allows the whip antenna 20 to transmit and receive vertically polarized waves.
  • FIG. Fig. 12 shows the directional characteristics of the whip antenna 20 in the vertical plane at a frequency of 2.32 GHz.
  • the cross die The pole antenna 41 has a sufficient gain in the direction of 0 to 170 ° to + 70 °, and also has good axial ratio characteristics.
  • the whip antenna 20 has a sufficient vertical polarization gain even at a low elevation angle.
  • the first composite antenna 10 according to the embodiment of the present invention can sufficiently receive the circularly polarized wave transmitted from the satellite by using the cross dipole antenna 41 as the satellite antenna. . Also, by using the whip antenna 20 as a terrestrial antenna, it is possible to sufficiently receive the vertically polarized wave transmitted on the ground with the same signal content as the signal transmitted from the satellite. That is, by mounting the composite antenna 10 according to the first embodiment of the present invention on a mobile object, the antenna 18 2a of the mobile object 18 2 in the satellite digital audio broadcasting communication system shown in FIG. Can be used as
  • FIG. 13 is a plan view showing the configuration of the second composite antenna according to the embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a front view thereof.
  • this second composite antenna is also mounted on a mobile object 182 in a satellite digital audio broadcasting system that uses circularly polarized waves as satellite broadcasting and uses linearly polarized waves as terrestrial broadcasting. This antenna is applicable to antennas 18 2a.
  • the second composite antenna 40 according to the embodiment of the present invention shown in FIGS. 13 and 14 is different from the composite antenna 10 according to the first embodiment in that the cross-dipole antenna 41 is the center.
  • This is an antenna in which a plurality of parasitic elements 43a to 43g are arranged around it.
  • the number of the parasitic elements 43a to 43g is, for example, seven, and they are arranged at substantially equal intervals on the circumference where the whip antennas 20 are arranged.
  • the parasitic elements 43a to 43g are fixed so as to be substantially perpendicular to the reflector 26.
  • the length L 2 of the parasitic element 4 3 a to 43 g and the whip antenna 20 is approximately Z 4, and an insulating spacer 45 is provided at the lower end of the parasitic element 43 a to 43 g. a to 45 g are provided, respectively, and are insulated from the reflector 26.
  • the lower ends of the insulating spacers 45a to 45g are fixed to the reflector 26.
  • the cross dipole antenna between the parasitic elements 4 3 a to 4 3 g and the whip antenna 20 The length L 3 from the center of the tena 4 1 is about; / 4 or more. In this case, the cross dipole antenna 41 and the whip antenna 20 do not affect each other.
  • the parasitic elements 43a to 43g are formed in a rod shape by processing a metal pipe as shown in Figs.
  • the parasitic elements 43a to 43g function as a director of the cross dipole antenna 41, and the whip antenna 20 also functions as one of the directors. That is, the whip antenna 20 also serves as a director.
  • the other configuration of the composite antenna 40 according to the second embodiment except for the parasitic elements 43a to 43g is the same as that of the composite antenna 10 according to the first embodiment. Is omitted.
  • the frequency of the cross dipole antenna 41 including the parasitic elements 43a to 43g in the second composite antenna 40 according to the embodiment of the present invention at a frequency 2.32GHz in a vertical plane The directional characteristics are shown in FIG. 15, and the directional characteristics in a vertical plane at a frequency of 2.32 GHz of the whip antenna 20 are shown in FIG.
  • the gain is greatly improved at a low elevation angle
  • the axial ratio characteristic is also significantly improved at a low elevation angle, which indicates that the first embodiment shown in FIG. This can be understood by comparison with the directional characteristics of the composite antenna 10 in the vertical plane.
  • the directional characteristics in the vertical plane of the whip antenna 20 are almost the same as those of the composite antenna 10 according to the first embodiment shown in FIG. It can be seen that a sufficient vertical polarization gain is obtained at a low elevation angle even when used as a wave filter.
  • the second composite antenna 40 according to the embodiment of the present invention can sufficiently receive the circularly polarized wave transmitted from the satellite by using the cross dipole antenna 41 as the satellite antenna. . Also, by using the whip antenna 20 as a terrestrial antenna, it is possible to sufficiently receive the vertically polarized wave transmitted on the ground with the same signal content as the signal transmitted from the satellite. That is, by mounting the composite antenna 40 according to the second embodiment of the present invention on a mobile object, the antenna 18 2a of the mobile object 18 2 in the satellite digital audio broadcast communication system shown in FIG. Can be used as W 1
  • FIG. 17 is a plan view showing the configuration of the third composite antenna according to the embodiment of the present invention
  • FIG. 18 is a front view thereof.
  • this composite antenna is also an antenna mounted on a mobile unit 182 in a satellite digital audio broadcasting system that uses circularly polarized waves for satellite broadcasting and linearly polarized waves for terrestrial broadcasting.
  • the antenna can be applied to 1 82 a.
  • a third composite antenna 50 according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 17 and FIG. 18 includes a cross dipole antenna 41 composed of two dipole antennas arranged substantially orthogonally, and a whip antenna 30. And a reflector 26.
  • the reflector 26 has a substantially circular shape, and its diameter D 2 is about 1/2 to ⁇ when the wavelength of the center frequency in the used frequency band is increased.
  • the configuration of the cross dipole antenna 41 is the same as that of the composite antenna 40 according to the second embodiment of the present invention, and includes the parasitic elements 43a to 43g, as described above. Therefore, the description is omitted.
  • the whip antenna 30 is an antenna that operates in the same frequency band as the cross dipole antenna 41, and is fixed to an end on the reflector 26.
  • the whip element 32 is insulated from the reflector 26 by the insulating spacer 31 and is installed almost vertically.
  • the distance L 4 between the whip element 3 2 and the cross dipole antenna 4 1 is set to be less than about Z 4 and within the distance, so that mutual influence is reduced, and the parasitic elements 4 3 a to 4 It is located outside 3 g.
  • the length of the whip element 32 is, for example, about Z4. However, the length of the whip element 32 is not limited to about Z4, and the whip antenna 30 may be replaced by any of the antennas shown in FIGS. 19 (a) to (f). . Further, since the whip antenna 30 is disposed so as to be further away from the cross dipole antenna 41, the mutual influence between the whip antenna 30 and the cross dipole antenna 41 can be reduced.
  • the directivity in the vertical plane of the cross dipole antenna 41 including the parasitic elements 43a to 43g in the third composite antenna 50 according to the embodiment of the present invention is substantially as shown in FIG.
  • the directional characteristics in the vertical plane of the whip antenna 30 are almost as shown in FIG. . That is, the gain is greatly improved at low elevation angles. And the axial ratio characteristics at low elevation angles are greatly improved.
  • the directivity in the vertical plane of the whip antenna 30 has a sufficient gain at a low elevation angle even when used as a waveguide.
  • the third composite antenna 50 according to the embodiment of the present invention can sufficiently receive a circularly polarized wave transmitted from a satellite by using the cross dipole antenna 41 as a satellite antenna. . Also, by using the whip antenna 30 as a terrestrial antenna, it is possible to sufficiently receive the vertically polarized wave transmitted on the ground with the same signal content as the signal transmitted from the satellite. That is, by mounting the composite antenna 50 according to the third embodiment of the present invention on a mobile object, the antenna 18 2a of the mobile object 18 2 in the satellite digital audio broadcasting communication system shown in FIG. Can be used as
  • the reflector 26 in the first composite antenna 10 according to the embodiment of the present invention described above to the composite antenna 50 according to the third embodiment is not limited to the flat plate shape, but is shown in FIG.
  • the shape of the reflector may be used. That is, as shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b), the reflector 26 is formed as a reflector 16a in which a part of a sphere is cut out, and as shown in FIGS. 6 (c) and 6 (d), A cone-shaped reflector 16 b whose inclination changes gradually, and a trapezoidal reflector 16 c with a conical top made flat as shown in Fig. 6 (e). It can be a plate.
  • the reflector 26 may be formed in a conical shape as in the reflector 16 shown in FIG. Regardless of the shape of such a reflecting plate, the gain can be improved at a low elevation angle and the axial ratio characteristics of circularly polarized waves can be improved.
  • the whip antennas 20 and 30 in the first composite antenna 10 according to the embodiment of the present invention to the composite antenna 50 according to the third embodiment are the same as those shown in FIG. It is not limited to the 1/4 whip antenna, but may be a ⁇ ⁇ ⁇ 2 whip antenna as shown in Fig. 19 (b), or a 5 ⁇ 8 whip antenna as shown in Fig. 19 (c). Or as a 3 ⁇ / 4 whip antenna as shown in Fig. 19 (d). Further, the whip antennas 20 and 30 may be helical antennas as shown in FIG. 19 (e) or sleeve antennas as shown in FIG. 19 (f).
  • the dipole element is formed by a coaxial semi-rigid cable. Because it is excited, it has a balanced-unbalanced circuit that converts an unbalanced circuit (coaxial semi-rigid cable) into a balanced circuit (dipole element).
  • This balanced-unbalanced circuit can be any of the balanced-unbalanced circuits shown in FIGS. 8 (a) to 8 (d).
  • the balanced-unbalanced circuit shown in FIG. 8 (a) is as described above, and the description is omitted.
  • the signal obtained by decoding the circularly polarized wave received by the cross dipole antenna 41 and the signal obtained by decoding the linearly polarized wave received by the whip antennas 20 and 30 are: It is the same signal content and synchronized. Then, the satellite communication radio and the terrestrial communication radio to which the received signal by the composite antenna according to the present invention is guided detect the reception power, SN ratio, etc. of the received signal received at each, and perform better. Receive signals that can be received by the user. As a result, in areas where transmission signals from satellites do not reach, such as in urban areas, good reception can be obtained by receiving linearly polarized transmission signals from the ground instead of satellite transmission signals. become able to. Industrial applicability
  • the cross dipole antenna according to the present invention is arranged around the first dipole antenna and the second dipole antenna that are arranged substantially orthogonally, and also stands up from the reflection plate and has a plurality of parasitic antennas. Since the elements are provided, it is possible to suppress a decrease in gain at a low elevation angle, and to greatly improve the axial ratio characteristics of circularly polarized waves. That is, the parasitic element acts as a director, and can improve the antenna characteristics in the direction of a low elevation angle.
  • the reflector is formed by inclining downward so that the peripheral portion is located lower than the center portion, the decrease in gain can be suppressed at a low elevation angle, and the circular polarization can be suppressed.
  • the axial ratio characteristics can be greatly improved.
  • the composite antenna of the present invention includes a reflector constituting a cross dipole antenna. Since a whip antenna capable of transmitting and receiving linearly polarized waves is provided above, circular polarized waves and linear polarized waves can be received by installing one composite antenna. Therefore, when a digital audio broadcast is received by a mobile receiving terminal, it is sufficient to install one composite antenna without installing two antennas, a satellite antenna and a terrestrial antenna. .
  • the gain at low elevation angles can be improved and the axial ratio characteristics of circularly polarized waves can be significantly improved. it can. That is, the parasitic element acts as a director, and can improve the antenna characteristics in the direction of a low elevation angle.
  • a whip antenna which is a ground antenna, can also be used as the parasitic element, and a composite antenna can be constituted almost only by the configuration of the cross dipole antenna. Therefore, the size of the composite antenna can be reduced.
  • the gain can be further improved at a low elevation angle, and the axial ratio characteristics of the circularly polarized wave are improved. can do.

Description

明 細 書 クロスダイポ一ルアンテナおよび複合アンテナ
技術分野
本発明は、 円偏波を使用する通信機器に搭載するに好適なクロスダイポールァ ンテナ、 および、 円偏波および直線偏波を共に用いる通信システムに使用するに 好適な複合アンテナに関するものである。 背景技術
円偏波を使用する移動体通信を目的とした衛星通信システムが種々提案されて いるが、 衛星通信システムには静止衛星を利用する静止移動体衛星通信 と、 非静止衛星を用レ、る非静止移動体衛星通信システムがある。
非静止移動体衛星通信システムには、 低 ·中高度軌道の衛星を用い
、 長楕円軌道の衛星を用いるシステム、 傾斜同期軌道を用いるシステムがある。 このうちの低 '中高度軌道の非静止衛星を用いるシステムには、 L E〇 (Low E arth Orbit) 通信システムがある。 この L E O通信システムは伝搬遅延時間が小さ いシステムとされており、 また、 伝搬損失が小さくされているため、 端末の送信 電力を低減でき端末の小型化 ·軽量化を容易とできる長所を有している。
さらに、 L E O通信システムには、 データ伝送のみを极ぅ小規模 L E O (Littl e LEO) と、 音声伝送が可能な大規模 L E O (Big LEO) がある。 大規模 L E〇 の中にはィリジゥム · システムや I C O (Intermediate Circular Orbit) システム (プロジヱク ト 2 1 ) がある。 ィリジゥム · システムは、 通信方式が 1 . 6 G H z帯の周波数を用いた T D MA (Time Divtsion Multiple Access) 方式とされてお り、 地球全体をカバーするよう 7 8 0 k mの高度に打ち上げられた （6 6 + 6 ) 個の非静止衛星を用いて通信するようにされている。 この非静止衛星は、 経度 3 0度間隔で配置されて周回軌道を回っている。 また、 I C Oシステムは 1 0 3 9 0 k mの直交傾斜軌道にそれぞれ 6基の周回衛星を配置しており、 携帯端末は衛 星を利用する衛星系ネッ トワークと既存の地上系携帯電話システムとの共用が可 能なデュアル端末とされている。
このような衛星移動通信システムでは、 多くの衛星が必要ではあるものの通信 の遅延時間が無視できるので、 リアルタイムで音声やデータ等の通信が行える。 さらに、 端末の送信電力を低減できるため端末を携帯型とすることが可能である 。 したがって、 衛星移動通信システム用の携帯無線機を携帯していれば、 全世界 の電話や携帯電話とリアルタイムで通話やデータ伝送を行うことが可能となる。 なお、 衛星移動通信システムでは携帯無線機に好適なように円偏波が用いられて いる。
ところで、 衛星移動通信システム用の携帯無線機においては、 円偏波を受信す る必要があることから円偏波を送受信可能なクロスダイポールアンテナやマイク ロストリップアンテナが用いられている。
クロスダイポールァンテナは、 ダイポールァンテナを十字形に直交配置した 2 つの半波長ダイポールアンテナから構成されている。 そして、 2つの半波長ダイ ポールアンテナを互いに位相を 9 0 ° ずらせて励振することにより、 2つの半波 長ダイポールアンテナの面に垂直な方向に円偏波を発生させるようにしている。 この場合、 2つの半波長ダイポールアンテナの面に垂直な 2方向では互いに逆方 向の円偏波が発生するため、 2つの半波長ダイポールアンテナの後方約 1 Z 4波 長の位置に反射板を置き、 単方向として用いるのが一般的とされている。 さらに 、 広い仰角の範囲内において円偏波を得るために、 電界面と磁界面で指向性の変 化の少ない逆 V字形や逆 U字形のダイポールアンテナが用いられている。
このような円偏波を送受信可能な 従来のクロスダイポールアンテナの原理的 構成を第 2 0図および第 2 1図に示す。 第 2 0図は、 逆 V字形のダイボールアン テナを用いるようにしたクロスダイポールアンテナ 1 0 0の原理的構成を示す図 であり、 第 2 1図は逆 U字形のダイポールアンテナを用いるようにしたクロスダ イポールアンテナ 2 0 0の原理的構成を示す図である。
第 2 0図に示す逆 V字形のダイポールアンテナを用いるクロスダイポールアン テナ 1 0 0は、 反射板 1 0 6と、 反射板 1 0 6上に配置されたダイポールエレメ ント 1 0 2 a、 1 0 2 bとからなる逆 V字形の第 1ダイポールアンテナと、 第 1 ダイポ一ルアンテナと略直交して配置されたダイポールエレメント 1 0 2 c、 1 0 2 dとからなる逆 V字形の第 2ダイポールアンテナとから構成されている。 このクロスダイポールアンテナ 1 0◦は、 図示されていないが逆 V字形の第 1 ダイポールアンテナと逆 V字形の第 2ダイポールアンテナに、 互いに位相を約 9 0度ずらせて励振するための移相回路を備えている。 これにより、 クロスダイポ 一ルアンテナ 1 0 0は円偏波を送受信可能なアンテナとすることができると共に 、 逆 V字形の第 1ダイポールアンテナと逆 V字形の第 2ダイポールアンテナとさ れていることから広い仰角の範囲内において円偏波を得ることができるようにな る。
また、 第 2 1図に示す逆 U字形のダイポールアンテナを用いるクロスダイポ一 ルアンテナ 2 0 0は、 反射板 2 0 6と、 反射板 2 0 6上に配置されたダイポール エレメン ト 2 0 2 a、 2 0 2 bとからなる逆 U字形の第 1ダイポールアンテナと 、 第 1ダイポールアンテナと略直交して配置されたダイポールエレメント 2 0 2 c、 2 0 2 dとからなる逆 U字形の第 2ダイポールアンテナとから構成されてい る。 このクロスダイポールアンテナ 2 0 0は、 図示されていないが逆 U字形の第 1ダイポールアンテナと逆 U字形の第 2ダイポールアンテナに、 互いに位相を約 9 0度ずらせて励振するための移相回路を備えている。 これにより、 クロスダイ ポールアンテナ 2 0 0は円偏波を送受信可能なアンテナとすることができると共 に、 逆 U字形の第 1ダイポールアンテナと逆 U字形の第 2ダイポールアンテナと されていることから広い仰角の範囲内において円偏波を得ることができるように なる。
前記したクロスダイポールアンテナは、 円偏波を送受信することを可能とでき ることから、 衛星通信用アンテナ等の円偏波を用いた通信システムに用いること ができる。 次に、 従来提案されている円偏波を送受信することができるクロスダ イポールアンテナの具体的な構成を第 2 2図および第 2 3図に示す。 ただし、 第 2 2図はクロスダイボールアンテナの平面図であり、 第 2 3図はその正面図であ る。 なお、 このクロスダイポールアンテナは、 車、 船舶、 航空機、 携帯機器等に 搭載することができる。
これらの図に示すクロスダイポ一ルアンテナ 3 0 0は、 略直交配置された 2つ のダイポールアンテナと反射板 3 0 6とから構成されている。 略円形とされてい W 1/ 7554
4 る反射板 3 0 6の直径 D 3は、 使用周波数帯域における中心周波数の波長をえと した際に、 約え / 2〜えとされている。 略直交配置された 2つのダイポールアン テナは、 第 1逆 U字形ダイポールァンテナと第 2逆 U字形ダイポ一ルァンテナと が直交配置されて構成されている。 第 1逆 U字形ダイポールアンテナは、 ダイポ —ルエレメン ト 3 0 2 aとダイポールエレメント 3 0 2 bとから構成され、 第 2 逆 U字形ダイポールアンテナは、 ダイポールエレメント 3 0 2 cとダイポールェ レメント 3 0 2 dとから構成されている。 ダイポールエレメン ト 3 0 2 a〜ダイ ポールエレメント 3 0 2 dは、 金属板により形成されており、 そのほぼ中間部に おいて反射板 3 0 6に向けて折曲されて、 その先端は反射板 3 0 6に向かうよう になされている。 そして、 ダイポールエレメント 3 0 2 a〜ダイポールエレメン 卜 3 0 2 dの長さ L 3 0 2は、 約え Z 4とされている。
このクロスダィポ一ルアンテナ 3 0 0において、 ダイポールエレメント 3 0 2 a〜ダイポールエレメント 3 0 2 dの一端と、 反射板 3 0 6との間隔 L 3 0 1は 約え / 4とされている。 すなわち、 ダイポールエレメン ト 3 0 2 aとダイポール エレメン ト 3 0 2 bとから構成されている第 1逆 U字形ダイポールアンテナを励 振する同軸セミリジッドケーブル 3 0 4 aの反射板 3 0 6からの長さは、 約え Z 4とされている。 同様に、 ダイポールエレメント 3 0 2 cとダイポールエレメン ト 3 0 2 dとから構成されている第 2逆 U字形ダイポールアンテナを励振する同 軸セミリジッドケーブル 3 0 4 cの反射板 3 0 6からの長さも、 約え Z 4とされ ている。 さらに、 下端が反射板 3 ◦ 6へ短絡されているショー卜ポール 3 0 4 b およびショートポール 3 0 4 dの反射板 3 0 6からの長さも、 約え/ / 4とされて いる。
ダイポールエレメント 3 0 2 aの一端は、 同軸セミリジッ ドケーブル 3 0 4 a の先端における外被導体に接続されて励振されており、 ダイポールエレメント 3 0 2 bの一端はショートポール 3 0 4 bの先端に接続されて励振されている。 こ のショートポール 3 0 4 bの先端には同軸セミリジッドケーブル 3 0 4 aの中心 導体 3 0 2 eが接続されている。 また、 ダイポールエレメン ト 3 0 2 cの一端は 、 同軸セミリジッドケーブル 3 0 4 cの先端における外被導体に接続されて励振 されており、 ダイポールエレメン ト 3 0 2 dの一端はショートポール 3 0 4 dの 先端に接続されて励振されている。 このショートポール 3 0 4 dの先端には同軸 セミリジッドケーブル 3 0 4 cの中心導体 3 0 2 f が接続されている。
さらに、 反射板 3 0 6を貫通してその下に延伸された同軸セミリジッドケープ ノレ 3 0 4 a、 3 0 4 cは位相遅延回路 3 0 7に接続されて、 同軸セミリジッドケ 一ブル 3 0 4 aは 0 ° 位相で励振され、 同軸セミリジッドケーブル 3 0 4 cは 9 0 ° 遅延された位相で励振される。 これにより、 第 1逆 U字形ダイポールアンテ ナと第 2逆 U字形ダイポールアンテナとに位相が約 9 0 ° 異なって、 給電部 3 0 8から励振されるようになり、 円偏波が放射されるようになる。
このように構成されたクロスダイポールアンテナ 3 0 0の垂直面内における指 向特性を第 2 4図に示す。 この指向特性を参照すると、 頂点方向からの角度が大 きくなる低仰角の方向においては、 アンテナゲインが次第に低下していると共に 、 円偏波の軸比も劣化して楕円偏波となっていることがわかる。
このように、 従来提案されていたクロスダイポールアンテナは、 低仰角の方向 において、 アンテナゲインが低下していると共に、 円偏波の軸比も劣化している 。 これは、 円偏波を用いる通信システムにおいては問題となる。
すなわち、 円偏波を用いる通信システムにおいては低仰角方向から電波が到来 することがある。 特に、 衛星通信システムにおいては、 一般に衛星が静止してお らず仰角が高い位置における見かけ上の衛星の移動速度が大きくなるため、 天頂 方向を 0 ° とした場合約 7 0 ° 〜9 0 ° の低仰角において衛星の存在確率が高い ことになる。 従って、 従来のクロスダイポールアンテナは衛星の存在確率が高い 低仰角における利得が小さいと共に、 軸比が劣化しているという問題点があった ところで、 デジタル音声放送を衛星を用いて行う衛星デジタル音声放送システ ムが提案されている。 この衛星デジタル音声放送システムの概略構成を第 2 5図 に示す。
第 2 5図に示すように、 衛星デジタル音声放送システムは複数の番組プロバイ ダ一が作成したデジタル音声放送番組を、 地上局 1 7 1から放送衛星 1 7 0に送 信し、 地上制御局の制御の基で放送衛星 1 7 0から地球の割り当てられた地域に 向けて送信する。 この放送衛星 1 7 0から送信されたデジタル音声放送の電波は 円偏波とされており、 移動可能とされた移動体 1 8 2により受信されるようにな る。 この場合、 高層ビル等が立ち並んでいる都市部においては放送衛星 1 7 0か らの電波が届かない不感地帯が生じる場合がある。
そこで、 不感地帯が生じやすい都市部において移動体 1 8 2が良好に音声放送 を受信できるように、 地上放送局 1 8 1から地上放送を行うようにしている。 地 上放送局 1 8 1から放送されるデジタル音声放送番組は、 放送衛星 1 7 0から放 送されるデジタル音声放送番組と同一とされており、 地上放送と衛星放送とは同 期されて放送されている。 また、 地上放送局 1 8 1からは干渉を抑制するために 直線偏波で地上放送が送信される。 地上放送局 1 8 1には、 図示しない地上制御 局から地上放送するデジタル音声放送番組が送られたり、 地上局 1 7 1からデジ タル音声放送番組が送られる。 また、 放送衛星 1 7 0から送信される衛星放送か ら、 地上放送するデジタル音声放送番組を得るようにしてもよい。 なお、 地上放 送の周波数帯域は衛星放送の周波数帯域と同一あるいは隣接する周波数帯域とさ れている。
そして、 衛星放送や地上放送を受信する移動体 1 8 2は、 円偏波アンテナおよ び直線偏波アンテナからなるアンテナ 1 8 2 aが取り付けられており、 両放送の 受信電力等を検出することにより良好な受信を行える放送を選択して受信するよ うにしている。 このような衛星デジタル音声放送システムは、 シリウス衛星ラジ ォゃ X M衛星ラジオとして実用に供されようとしている。
このように放送衛星 1 7 0から送信されたデジタル音声放送を移動受信端末に おいて受信するには、 円偏波を受信できる円偏波アンテナが必要であり、 不感地 帯が発生しやすい都市部においてもデジタル音声放送を受信する際には、 直線偏 波を受信できる直線偏波アンテナがさらに必要となる。 すなわち、 衛星系と地上 系との 2本のアンテナが必要となる。
円偏波を受信可能なアンテナとしては、 前述した第 2 0図ないし第 2 3図に示 されているクロスダイポールアンテナが知られている。 しかし、 このようなクロ スダイポールアンテナは、 円偏波および直線偏波を受信することができるが、 地 上局から送信される水平方向からの直線偏波については、 直線偏波専用アンテナ に比べ利得が低くなる。 したがって、 第 2 5図に示す衛星デジタル音声放送シス テムにおける移動受信端末におけるアンテナとしては、 衛星系のアンテナとして クロスダイポールアンテナを設置すると共に、 地上系のアンテナとして例えばホ ィップアンテナを別に設置しなければならないという問題点があつた。 発明の開示
そこで、 本発明の第 1のクロスダイポールアンテナは、 反射板と、 該反射板上 に所定間隔を持って配置された第 1のダイポールアンテナと、 上記反射板上に所 定間隔を持って上記第 1のダイポールアンテナに略直交するように配置された第 2のダイポールァンテナと、 前記第 1のダイポールァンテナと前記第 2のダイポ 一ルアンテナとの周囲に配置されると共に、 前記反射板から起立して配置された 複数の無給電素子とを備えている。
このような本発明によれば、 略直交配置された第 1のダイポールアンテナと第 2のダイポールアンテナとの周囲に配置されると共に、 前記反射板から起立して 複数の無給電素子を設けるようにしたので、 低仰角においてゲインの低下を抑制 することができると共に、 円偏波の軸比特性を大幅に改善することができる。 す なわち、 無給電素子が導波器として作用して、 低仰角の方向のアンテナ特性を改 善することができる。
また、 上記本発明の第 1のクロスダイポールアンテナにおいて、 前記第 1のダ ィポールァンテナと前記第 2のダイポールァンテナとが、 前記反射板へ向かつて 折曲されていてもよい。
さらに、 上記本発明の第 1のクロスダイポールアンテナにおいて、 前記無給電 素子が、 絶縁体スぺーサを介して前記反射板上に固着されていてもよい。
次に、 本発明の第 2のクロスダイポールアンテナは、 中央部が周縁部より突出 するように反射面が傾斜されて形成されている反射板と、 該反射板上に所定間隔 を持つて配置された第 1のダイポールァンテナと、 上記反射板上に所定間隔を持 つて上記第 1のダイポ一ルアンテナに略直交するように配置された第 2のダイポ 一ルアンテナとを備えている。 このように、 反射板を中央部より周縁部が下に位 置するように下方へ傾斜させて形成すると、 低仰角においてゲインの低下を抑制 することができると共に、 円偏波の軸比特性を大幅に改善することができるよう になる。
また、 上記本発明の第 2のクロスダイポールアンテナにおいて、 前記第 1のダ イポールアンテナと前記第 2のダイポールアンテナとが、 前記反射板へ向かって 折曲されて構成されていてもよい。
さらに、 上記本発明の第 2のクロスダイポールアンテナにおいて、 前記第 1の ダイポールァンテナと前記第 2のダイポールァンテナとの周囲に配置されると共 に、 前記反射板から起立して配置された複数の無給電素子とを、 さらに備えてい てもよい。
さらにまた、 上記本発明の第 2のクロスダイポールアンテナにおいて、 前記無 給電素子が、 絶縁体スぺ一サを介して前記反射板上に固着されていてもよいもの である。
次に、 本発明の複合アンテナは、 円偏波を受信可能なクロスダイポールアンテ ナと、 該円偏波と同一あるいは隣接周波数帯域の直線偏波を受信可能なホイップ アンテナとが反射板上に設けられている複合アンテナであって、 前記クロスダイ ポールアンテナは、 前記反射板上に所定間隔を持って配置された第 1のダイポー ルアンテナと、 前記反射板上に所定間隔を持って上記第 1のダイポールアンテナ に略直交するように配置された第 2のダイポールアンテナとからなり、 前記ホイ ップアンテナは、 使用周波数帯域の中心周波数における波長の約 1 / 4波長以上 前記クロスダイポールアンテナから離隔されて、 前記反射板上に固着されており 、 前記クロスダイポ一ルアンテナは、 衛星から送信された円偏波の放送信号を受 信可能とされ、 前記ホイップアンテナは、 地上から送信された前記放送信号と同 一内容の直線偏波の放送信号を受信可能とされている。
このような本発明によれば、 クロスダイポ一ルアンテナを構成する反射板上に 、 直線偏波を送受信可能なホイップアンテナを設けるようにしたので、 1つの複 合アンテナを設置することにより円偏波と直線偏波とを受信することができるよ うになる。 したがって、 デジタル音声放送を移動受信端末において受信する際に も、 衛星系のアンテナと地上系とのアンテナとの 2本のアンテナを設置すること なく、 1つの複合アンテナを設置すればよいことになる。
また、 本発明の他の複合アンテナは、 円偏波を受信可能なクロスダイポールァ 、 該円偏波と同一あるいは隣接周波数帯域の直線偏波を受信可能なホイ ップアンテナとが反射板上に設けられている複合アンテナであって、 前記クロス ダイポールアンテナは、 前記反射板上に所定間隔を持って配置された第 1のダイ ポールアンテナと、 前記反射板上に所定間隔を持って上記第 1のダイポールアン テナに略直交するように配置された第 2のダイポールアンテナと、 前記第 1のダ イポールアンテナと前記第 2のダイポールアンテナとを中心として、 その周囲に 配置されると共に、 前記反射板から起立して配置された複数の無給電素子とから なり、 前記ホイップアンテナは、 使用周波数帯域の中心周波数における波長の約 1 Z 4波長以上前記クロスダイポールアンテナから離隔されて、 前記反射板上に 固着されており、 前記ホイップアンテナが、 前記無給電素子と兼用されている。 このような本発明によれば、 クロスダイポールアンテナの周囲に複数の無給電 素子を配置することにより、 低仰角におけるゲインを向上することができると共 に、 円偏波の軸比特性を大幅に改善することができる。 すなわち、 無給電素子が 導波器として作用して、 低仰角の方向のアンテナ特性を改善することができる。 そして、 この無給電素子として地上系のアンテナであるホイップアンテナを兼用 して用いることができ、 ほぼクロスダイポールアンテナの構成だけにより複合ァ ンテナを構成することができる。 従って、 複合アンテナを小型化することができ る。
さらに、 上記本発明の複合アンテナにおいて、 前記第 1のダイポールアンテナ と前記第 2のダイポールァンテナとが、 前記反射板へ向かつて折曲されて構成さ れていてもよい。
さらにまた、 上記本発明の複合アンテナにおいて、 前記無給電素子が、 絶縁体 スぺーサを介して前記反射板上に固着されていてもよい。
さらにまた、 上記本発明の複合アンテナにおいて、 前記反射板の中央部が周縁 部より突出するように反射面が傾斜されて形成されていてもよい。 このようにす ると、 さらに低仰角においてゲインを向上することができると共に、 円偏波の軸 比特性を改善することができる。
さらにまた、 上記本発明の複合アンテナにおいて、 前記クロスダイポールアン テナは、 衛星から送信された円偏波の放送信号を受信可能とされ、 前記ホイップ ：、 地上から送信された前記放送信号と同一内容の直線偏波の放送信号 を受信可能とされていてもよい。
さらにまた、 上記本発明の複合アンテナにおいて、 前記複数の無給電素子が、 前記クロスダイポ一ルアンテナを略中心とする円周上に配置されており、 前記ホ ィップアンテナが前記円周上より外側に配置されていてもよい。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 1の実施の形態の構成を示 す平面図である。
第 2図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 1の実施の形態の構成を示 す正面図である。
第 3図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 1の実施の形態における垂 直面内の指向特性を示す図である。
第 4図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 2の実施の形態の構成を示 す平面図である。
第 5図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 2の実施の形態の構成を示 す正面図である。
第 6図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 2の実施の形態および本発 明の複合アンテナにおける反射板の構成例を示す図である。
第 7図は、 本発明のクロスダイポールアンテナの第 2の実施の形態における垂 直面内の指向特性を示す図である。
第 8図は、 本発明のクロスダイポールアンテナおよび本発明の複合アンテナに 採用することのできる平衡ー不平衡回路の例を示す図である。
第 9図は、 本発明の複合アンテナの第 1の実施の形態の構成を示す平面図であ る。
第 1 0図は、 本発明の複合アンテナの第 1の実施の形態の構成を示す正面図で ある。
第 1 1図は、 本発明の複合アンテナの第 1の実施の形態におけるクロスダイポ
>垂直面内の指向特性を示す図である。 第 1 2図は、 本発明の複合アンテナの第 1の実施の形態におけるホイップアン テナの垂直面内の指向特性を示す図である。
第 1 3図は、 本発明の複合アンテナの第 2の実施の形態の構成を示す平面図で ある。
第 1 4図は、 本発明の複合アンテナの第 2の実施の形態の構成を示す正面図で ある。
第 1 5図は、 本発明の複合アンテナの第 2の実施の形態におけるクロスダイポ 一ルアンテナの垂直面内の指向特性を示す図である。
第 1 6図は、 本発明の複合アンテナの第 2の実施の形態におけるホイップアン テナの垂直面内の指向特性を示す図である。
第 1 7図は、 本発明の複合アンテナの第 3の実施の形態の構成を示す平面図で あ Ο ο
第 1 8図は、 本発明の複合アンテナの第 3の実施の形態の構成を示す正面図で ある。
第 1 9図は、 本発明の複合アンテナの実施の形態に係るホイップアンテナの構 成例を示す図である。
第 2 0図は、 逆 V字形ダイポールアンテナを用いて構成した従来のクロスダイ ポールアンテナの概略構成を示す図である。
第 2 1図は、 逆 U字形ダイポールアンテナを用いて構成した従来のクロスダイ ポールアンテナの概略構成を示す図である。
第 2 2図は、 逆 U字形ダイポールアンテナを用いて構成した従来のクロスダイ ポールアンテナの詳細構成を示す平面図である。
第 2 3図は、 逆 U字形ダイポールアンテナを用いて構成した従来のクロスダイ ポールアンテナの詳細構成を示す正面図である。
第 2 4図は、 逆 U字形ダイポールアンテナを用いて構成した従来のクロスダイ ポールアンテナの垂直面内の指向特性を示す図である。
第 2 5図は、 衛星デジタル音声放送システムの概略構成を示す図である。 発明を実施するための最良の形態 本発明のクロスダイポールアンテナの実施の形態の第 1の構成を示す平面図を 第 1図に、 その正面図を第 2図に示す。
第 1図および第 2図に示す本発明の実施の形態にかかる第 1のクロスダイポー ルアンテナ 1は、 略直交配置された 2つのダイポールアンテナと反射板 6とから 構成されている。 反射板 6は、 略円形とされておりその直径 Dは、 使用周波数帯 域における中心周波数の波長をえとした際に、 約え / 2〜えとされている。 略直 交配置された 2つのダイポールァンテナは、 第 1逆 U字形ダイポールァンテナと 第 2逆 U字形ダイポールアンテナとが略直交配置されて構成されている。 第 1逆 U字形ダイポールァンテナは、 それぞれ逆 U字形に折曲されたダイポールエレメ ント 2 aとダイポールエレメント 2 bとから構成され、 第 2逆 U字形ダイポール アンテナは、 それぞれ逆 U字形に折曲されたダイポールエレメン ト 2 cとダイポ ールエレメント 2 dとから構成されている。 2つの逆 U字状ダイポールアンテナ を構成しているダイポールエレメント 2 a〜ダイポールエレメン ト 2 dは、 金属 板を加工して第 2図に示すように板状に形成されており、 そのほぼ中間部におい て反射板 6に向けて逆 U字形となるよう折曲されて、 その先端は反射板 6に向か うようになされている。 また、 ダイポールエレメント 2 a〜ダイポールエレメン ト 2 dの長さは約え Z 4とされている。 すなわち、 第 1逆 U字形ダイポールアン テナと第 2逆 U字形ダイポールァンテナは、 半波長ダイポールァンテナとされて いる。
本発明の実施の形態にかかる第 1のクロスダイポールアンテナ 1において、 ダ ィポールエレメント 2 a〜ダイポールエレメント 2 dの一端と、 反射板 6との第 2図に示す間隔 L 1は約え Z 4とされている。 すなわち、 ダイポールエレメント 2 aとダイポールエレメント 2 bとから構成されている第 1逆 U字形ダイポール アンテナを励振する同軸セミリジッドケーブル 4 aの反射板 6からの長さは、 約 λ Ζ 4とされている。 同様に、 ダイポールエレメント 2 cとダイポールエレメン ト 2 dとから構成されている第 2逆 U字形ダイポールアンテナを励振する同軸セ ミリジッドケーブル 4 cの反射板 6からの長さも、 約え / 4とされている。 さら に、 下端が反射板 6へ短絡されているショートポール 4 bおよびショートポール 4 dの反射板 6からの長さも、 約え Z 4とされている。 ダイポールエレメント 2 aの一端は、 同軸セミリジッドケ一ブル 4 aの先端に おける外被導体に接続されて励振されており、 ダイポ一ルエレメント 2 bの一端 はショートポール 4 bの先端に接続されて励振されている。 このショートポール 4 bの先端には同軸セミリジッドケーブル 4 aの中心導体 2 eが接続されている 。 また、 ダイポールエレメント 2 cの一端は、 同軸セミ リジッドケ一ブル 4 cの 先端における外被導体に接続されて励振されており、 ダイポールエレメント 2 d の一端はショートポール 4 dの先端に接続されて励振されている。 このショート ポール 4 dの先端には同軸セミリジッドケ一ブル 4 cの中心導体 2 f が接続され ている。
さらに、 反射板 6を貫通してその下に延伸された同軸セミリジッドケーブル 4 a、 4 cは位相遅延回路 7に接続されて、 同軸セミリジッドケーブル 4 aには給 電部 8からの励振信号が 0 ° 位相遅延されて出力され、 同軸セミリジッドケ一ブ ル 4 cには給電部 8からの励振信号が約 9 0 ° 位相遅延されて出力されている。 これにより、 給電部 8からの励振信号により、 第 1逆 U字形ダイポールアンテナ と第 2逆 U字形ダイポールアンテナとが互いに位相が約 9 0 ° ずれるように励振 されるため、 クロスダイポールアンテナ 1の面に垂直な面、 すなわち反射板 6の 面に対してほぼ垂直方向に円偏波が放射されるようになる。 この場合、 反射板 6 の方向に放射された逆位相の円偏波成分は、 反射板 6により逆位相となるように 反射され、 反射板 6と逆方向に放射された成分と同相とされて反射板 6の面に対 してほぼ垂直の上方向へ放射されるようになる。
本発明のクロスダイポールアンテナの第 1の実施の形態において特徴的な構成 は、 ダイポールエレメント 2 a〜ダイポールエレメント 2 dからなる略直交配置 された第 1逆 U字形ダイポールァンテナと第 2逆 U字形ダイポールァンテナとを 中心として、 その周囲に複数の無給電素子 3 a〜3 hが略等間隔に配置されてい ることである。 例えば、 無給電素子 3 a〜3 hの素子数は 8本とされて、 反射板 6に対してほぼ垂直に起立されている。 この無給電素子 3 a〜3 hの第 2図に示 す長さ L 2は約え Z 4とされており、 その下端に絶縁スぺーサ 5 a〜5 hが設け られている。 この絶縁スぺーサ 5 a〜5 hの下端は反射板 6に固着されており、 その高さ H Iは、 例えば約 0 . 0 4えとされている。 また、 無給電素子 3 a〜3 hは、 略直交配置された第 1逆 U字形ダイポールアンテナと第 2逆 U字形ダイポ —ルアンテナの中心から間隔 S (第 1図参照） だけ離隔して配置されており、 そ の間隔 Sは約え Z 4とされている。 さらに、 無給電素子 3 a〜3 hは、 金属板を 加工して第 1図および第 2図に示すように板状に形成されている。
このように構成された本発明の実施の形態にかかる第 1のクロスダイポールァ ンテナ 1の垂直面内における指向特性を第 3図に示す。 この指向特性を参照する と、 従来のクロスダイポールアンテナの指向特性と比較して、 頂点方向からの角 度が約 6 0度より大きくなつた低仰角においてゲインの低下が抑制されていると 共に円偏波の軸比特性が大幅に改善されている。 さらに、 角度が 9 0 ° 以上とな る伏角の方向においても、 ある程度のアンテナゲインが確保できると共に、 円偏 波の軸比も改善されていることがわかる。 これは、 無給電素子 3 a〜3 hが、 導 波器として作用して低仰角の方向のアンテナ特性を改善しているからである。 次に、 本発明のクロスダイポールアンテナの実施の形態にかかる第 2の構成を 示す平面図を第 4図に、 その正面図を第 5図に示す。
第 4図および第 5図に示す本発明の実施の形態にかかる第 2のク口スダイポ一 ルアンテナ 1 1は、 上記した本発明の実施の形態にかかる第 1のクロスダイポー ルアンテナ 1の垂直面内の指向特性をさらに改善しようとするものである。 その ために、 本発明の実施の形態にかかる第 2のクロスダイポールアンテナ 1 1では 、 本発明の実施の形態にかかる第 1のクロスダイポ一ルアンテナ 1の反射板 6の 構成を変更すると共に、 それに伴う構成が変更されている。 以下、 変更した構成 について主に説明するものとする。
本発明の実施の形態にかかる第 2のクロスダイポールアンテナ 1 1においても 、 略直交配置された 2つのダイポールアンテナと、 反射板 1 6と、 複数の無給電 素子 3 a〜3 hとから構成されている。 略直交配置された 2つのダイポ一ルアン テナは、 第 1逆 U字形ダイポールァンテナと第 2逆 U字形ダイポールァンテナと が略直交配置されて構成されている。 第 1逆 U字形ダイポールアンテナは、 それ ぞれ逆 U字形に折曲されたダイポールエレメント 2 aとダイポールェレメント 2 bとから構成され、 第 2逆 U字形ダイポールアンテナは、 それぞれ逆 U字形に折 曲されたダイポールエレメント 2 cとダイポールエレメント 2 dとから構成され ている。 2つの逆 U字状ダイポールアンテナを構成しているダイポールエレメン ト 2 a〜ダイポールエレメント 2 dは、 金属板を加工して第 5図に示すように板 状に形成されており、 そのほぼ中間部において反射板 1 6に向けて逆 U字形にな るように折曲されて、 その先端は反射板 1 6に向かうようになされている。 また 、 ダイポールェレメント 2 a〜ダイポールエレメント 2 dの長さは約 λ Z 4とさ れている。 すなわち、 第 1逆 U字形ダイポールアンテナと第 2逆 U字形ダイポー ルアンテナは、 半波長ダイポールアンテナとされている。 これらの構成について は、 本発明の実施の形態にかかる第 1のクロスダイポールアンテナ 1の構成と同 様である。
また、 ダイポールエレメント 2 a〜ダイポールエレメント 2 dの一端と、 反射 板 1 6の頂部との第 5図に示す間隔 L 1は約え Z 4とされている。 すなわち、 第
1逆 U字形ダイポールアンテナを励振する同軸セミリジッドケーブル 4 a、 およ び、 第 2逆 U字形ダイポールアンテナを励振する同軸セミリジッドケーブル 4 c のの反射板 6の頂部からの長さは、 約え 4とされている。 さらに、 下端が反射 板 1 6へ短絡されているショートポール 4 bおよびショ一トポール 4 dの反射板
1 6の頂部からの長さも、 約え Z 4とされている。
さらにまた、 ダイポールエレメント 2 a、 2 cと同軸セミリジッドケーブル 4 a、 4 cとの接続関係、 および、 ダイポールエレメント 2 b、 2 dとショートポ —ル 4 b、 4 dとの接続関係も実施の形態にかかる第 1のクロスダイポ一ルアン テナ 1と同様とされている。
この同軸セミリジッドケ一ブル 4 a、 4 cは反射板 1 6に固着されて、 さらに 反射板 1 6を貫通して位相遅延回路 7に接続されている。 これにより、 同軸セミ リジッドケーブル 4 aには、 給電部 8からの励振信号が 0 ° 位相遅延されて出力 され、 同軸セミリジッドケーブル 4 cには、 給電部 8からの励振信号が約 9 0 ° 位相遅延されて出力される。 すなわち、 給電部 8からの励振信号により、 第 1逆 U字形ダイポールァンテナと第 2逆 U字形ダイポールァンテナとが互いに位相が 約 9 0。 ずれるように励振されるため、 クロスダイポールアンテナ 1 1の面に対 してほぼ垂直方向に円偏波が放射されるようになる。 この場合、 反射板 1 6の方 向に放射された逆位相の円偏波成分は、 反射板 1 6により逆位相となるように反 射され、 反射板 1 6と逆方向に放射された成分と同相とされて反射板 1 6の面に 対してほぼ垂直方向へ放射されるようになる。
さらに、 略直交配置された第 1逆 U字形ダイポールァンテナと第 2逆 U字形ダ イポールアンテナとを中心として、 その周囲に配置された複数の無給電素子 3 a 〜3 hは、 例えば 8本の素子数とされている。 この無給電素子 3 a〜3 hの長さ L 2は約え Z 4とされており、 その下端に絶縁スぺーサ 1 5 a〜 l 5 hが設けら れている。 この絶縁スぺーサ 1 5 a〜 1 5 hの下端は反射板 1 6に固着されてお り、 その高さ H 2は、 例えば約 0 . 1 5えとされている。 また、 無給電素子 3 a 〜3 hは、 第 4図に示すように略直交配置された第 1逆 U字形ダイポールアンテ ナと第 2逆 U字形ダイポールアンテナの中心から間隔 Sだけ離隔されて配置され ており、 その間隔 Sは約； I Z 4とされている。
本発明の実施の形態にかかる第 2のクロスダイポールアンテナ 1 1では、 さら に加えて反射板 1 6の構成が特徴的とされている。 第 5図に示されるように、 反 射板 1 6は円錐状に形成されており、 略円形とされた反射板 1 6の直径 Dは約え Z 2〜えとされている。 また、 反射板 1 6の下方へ傾斜している伏角 0は、 0 ° < θ < 6 0 ° の範囲とするのが好適である。
このような構成の本発明の実施の形態にかかる第 2のクロスダイポールアンテ ナ 1 1の垂直面内における指向特性を第 7図に示す。 この指向特性を参照すると 、 頂点方向からの角度が約 6 0度より大きくなつた低仰角においてゲインの低下 が抑制されていると共に円偏波の軸比特性が大幅に改善されている。 さらに、 角 度が 9 0 ° 以上となる伏角の方向においても、 ある程度のアンテナゲインが確保 できると共に、 円偏波の軸比も改善されていることがわかる。
なお、 本発明の実施の形態にかかる第 2のクロスダイポールアンテナ 1 1の反 射板 1 6は、 円錐状に限らず第 6図に示すような形状としてもよい。
平面図が第 6図 （a ) に示す形状とされ、 正面図が第 6図 （b ) に示す形状と された反射板 1 6 aは、 球体を切り取った形状の反射板 1 6 aとされている。 ま た、 平面図が第 6図 （c ) に示す形状とされ、 正面図が第 6図 （d ) に示す形状 とされた反射板 1 6 bは、 2段階に伏角が変化する円錐状の反射板 1 6 bとされ ている。 さらに、 正面図が第 6図 （e ) に示す形状とされた反射板 1 6 cは、 円 /JP
17 錐状の頂部が平らとされた台形形状の反射板 1 6 cとされている。 このような反 射板のいずれの形状としても、 低仰角においてゲインの低下を抑制することがで きると共に円偏波の軸比特性を大幅に改善することができる。
なお、 実施の形態にかかる第 2のクロスダイポールアンテナ 1 1における反射 板 1 6〜1 6 cは、 いずれも中央部が周縁部より突出するよう反射面が傾斜して 形成されていることから、 反射板 1 6〜1 6 cにより反射された円偏波成分は低 仰角方向に向けて放射されるようになる。 これにより、 本発明の実施の形態にか かる第 2のクロスダイポールアンテナ 1 1は、 低仰角における放射特性を改善す ることができる。 このように、 実施の形態にかかる第 2のクロスダイポ一ルアン テナ 1 1においては、 反射板 1 6〜1 6 cにより低仰角における放射特性を改善 しているので、 無給電素子 3 a〜3 hを省略して構成するようにしてもよレ、。 ところで、 本発明のクロスダイポ一ルアンテナの第 1の実施の形態および第 2 の実施の形態においては、 同軸セミリジッドケーブルによりダイポールエレメン トを励振しているため、 不平衡回路 （同軸セミリジッドケーブル） を平衡回路 （ ダイポールエレメント） に変換する平衡—不平衡回路が備えられている。 平衡— 不平衡回路のいくつかの回路を第 8図 （a ) 〜 （d ) に示す。 ただし、 これらの 平衡ー不平衡回路は、 従来より用いられている回路であるのでその動作原理の説 明は省略する。
第 8図 （a ) に示す平衡—不平衡回路は、 本発明のクロスダイポールアンテナ における第 1の実施の形態および第 2の実施の形態において採用されている平衡 —不平衡回路である。 すなわち、 同軸セミリジッドケーブル 4 a , 4 cは同軸ケ 一ブル c 1に相当し、 ショートポール 4 b， 4 dは短絡線 s 1に相当し、 ダイポ 一ノレエレメント 2 a， 2 cはダイポ一ノレエレメント e 1に相当し、 ダイポ一ノレエ レメント 2 b , 2 dはダイポールエレメント e 2に相当している。
本発明のクロスダイポールアンテナでは、 第 8図 （a ) に示す平衡—不平衡回 路に限らず第 8図 （b ) ( c ) ( d ) に示す平衡ー不平衡回路を採用するように してもよレ、。 以下、 第 8図 （b ) ( c ) ( d ) に示す平衡ー不平衡回路を簡単に 説明する。
第 8図 （b ) に示す平衡—不平衡回路は、 ダイポールエレメント e 1 1 , e 1 2が L字状に折曲され、 折曲された端部間が接続されてアースに短絡されている 。 端部間を接続した位置から長さ tの位置に同軸ケーブル c 1 1の外被導体が一 方のダイポールエレメント e 1 2に接続され、 その中心導体 c 1 2が他方のダイ ポールエレメント e 1 1に接続されている。 長さ tを調節することにより平衡と なるよう調整を行うことができる。
第 8図 （c ) に示す平衡ー不平衡回路は、 ダイポールエレメント e 2 1 , e 2 2のそれぞれが、 アースに短絡されている約え Z 4の長さの短絡線 c 2 2 , c 2 3の先端に接続されている。 さらに、 ダイポールエレメント e 2 1 , e 2 2を励 振するための同軸ケーブル c 2 1の外被導体が一方の短絡線 c 2 2の先端に接続 され、 その中心導体 c 2 4が他方の短絡線 c 2 3の先端に接続されている。 第 8図 （d ) に示す平衡ー不平衡回路は、 ダイポールエレメント e 3 1 , e 3 2を励振するための同軸ケーブル c 3 1の先端から約え Z 4の位置の外被導体に 、 長さえ / 4のシュペルトップ b 1の下端が接続されている。 そして、 ダイポー ルエレメント e 3 1が同軸ケーブル c 3 1の外被導体の先端に接続され、 ダイポ —ルエレメント e 3 2が同軸ケーブル c 3 1の中心導体の先端に接続されている 。 なお、 シュペルトップ b 1の先端は解放されている。
なお、 上記の説明ではダイポールェレメント 2 a〜ダイポールエレメント 2 d および無給電素子 3 a〜3 hは板状に形成されているとしたが、 これに替えて棒 状やパイプ状の線状素子としてもよい。 また、 同軸セミリジッドケーブル 4 a， 4 cおよびショ一トポール 4 b , 4 dと、 ダイポ一ルェレメント 2 a〜ダイポー ルエレメント 2 dとの接続は、 ハンダ付けや溶接により行うことができる。 さら に、 ダイポールェレメント 2 a〜ダイポールエレメント 2 dは第 2 1図に示すよ うな逆 U字形としたが、 これに替えて、 第 2 0図に示すような逆 V字形のエレメ ントとしてもよレ、。
さらにまた、 本発明のクロスダイポールアンテナ 1， 1 1は金属製とされてい たが、 これに替えて樹脂表面にメツキ等により金属膜を形成したもので形成する ようにしてもよレ、。
さらにまた、 本発明のクロスダイポールアンテナ 1， 1 1における絶縁スぺー サには、 無給電素子を絶縁して反射板に取り付けられる高さが最小限必要とされ ていると共に、 無給電素子が導波器として作用する任意の高さとすることができ る。 従って、 本発明のクロスダイポールアンテナ 1における絶縁スぺーサ 5 a〜 5 hの高さ H Iは約 0 . 0 4えに限るものではないと共に、 本発明のクロスダイ ポールアンテナ 1 1における絶縁スぺーサ 1 5 a〜 1 5 hの高さ H 2は約 0 . 1 5 λに限るものではない。
さらにまた、 本発明のクロスダイポールアンテナ 1 , 1 1は、 衛星通信システ ム用アンテナに限らず、 車載用アンテナ、 船舶用アンテナ、 航空機用アンテナ等 の円偏波を使用する通信システム用のアンテナに適用することができるものであ る。
次に、 本発明の複合アンテナについて以下に説明する。 本発明の複合アンテナ は、 第 2 5図に示すように衛星放送として円偏波が用いられ、 地上放送として直 線偏波が用いられる衛星デジタル音声放送システムにおける移動体 1 8 2に搭载 されるアンテナ 1 8 2 aに適用することのできるアンテナであり、 実施の形態の 第 1の構成を示す平面図を第 9図に、 その正面図を第 1 0図に示す。
第 9図および第 1 0図に示す本発明の実施の形態にかかる第 1の複合アンテナ 1 0は、 略直交配置された 2つのダイポールアンテナからなるクロスダイポール アンテナ 4 1と、 ホイップアンテナ 2 0と、 反射板 2 6とから構成されている。 反射板 2 6は、 略円形とされておりその直径 Dは、 使用周波数帯域における中心 周波数の波長をえとした際に、 約え / 2〜えとされている。 クロスダイポールァ ンテナ 4 1は、 第 1逆 U字形ダイポールアンテナと第 2逆 U字形ダイポ一ルアン テナとが略直交配置されて構成されている。 第 1逆 U字形ダイポールアンテナは 、 それぞれ逆 U字形に折曲されたダイポールアンテナ 4 2 aとダイポ一ルアンテ ナ 4 2 bとから構成され、 第 2逆 U字形ダイポールアンテナは、 それぞれ逆 U字 形に折曲されたダイポールアンテナ 4 2 cとダイポールアンテナ 4 2 dとから構 成されてレ、る。 2つの逆 U字状ダイポールアンテナを構成しているダイポールァ ンテナ 4 2 a〜ダイポールアンテナ 4 2 dは、 金属板を加工して第 1 0図に示す ように折曲部からしだいに幅が広くなる板状に形成されており、 反射板 2 6に向 けて逆 U字形となるよう折曲されて、 その先端は反射板 2 6に向かうようになさ れている。 また、 ダイポ一ルアンテナ 4 2 a〜ダイポールアンテナ 4 2 dの長さ は約え / 4とされている。 すなわち、 第 1逆 U字形ダイポールアンテナと第 2逆 U字形ダイポールアンテナは、 半波長ダイポ一ルアンテナとされている。
クロスダイポールアンテナ 4 1において、 ダイポールアンテナ 4 2 a〜ダイポ 一ルアンテナ 4 2 dの一端と、 反射板 2 6との第 1 0図に示す間隔 L 1は約 0 . 2 5 λ〜0 . 4えとされている。 ただし、 えは使用周波数帯域における中心周波 数の波長である。 すなわち、 ダイポ一ルアンテナ 4 2 aとダイポールアンテナ 4 2 bとから構成されている第 1逆 U字形ダイポールアンテナを励振する同軸セミ リジッドケ一ブル 4 4 aの反射板 2 6からの長さは、 約 0 . 2 5え〜 0 . 4えと されている。 同様に、 ダイポールアンテナ 4 2 cとダイポールアンテナ 4 2 dと から構成されている第 2逆 U字形ダイポールアンテナを励振する同軸セミリジッ ドケーブル 4 4 dの反射板 2 6からの長さも、 約 0 . 2 5え〜 0 . 4えとされて いる。 さらに、 下端が反射板 2 6へ短絡されているショートポール 4 4 bおよび ショートポール 4 4 cの反射板 2 6からの長さも、 約 0 . 2 5え〜◦. 4 λとさ れている。
ダイポールアンテナ 4 2 aの一端は、 同軸セミリジッドケーブル 4 4 aの先端 における外被導体に接続されて励振されており、 ダイポールアンテナ 4 2 bの一 端はショートポール 4 4 bの先端に接続されて励振されている。 このショー卜ポ ール 4 4 bの先端には同軸セミリジッドケーブル 4 4 aの中心導体 4 2 eが接続 されている。 また、 ダイポールアンテナ 4 2 dの一端は、 同軸セミリジッ ドケー ブル 4 4 dの先端における外被導体に接続されて励振されており、 ダイポ一ルァ ンテナ 4 2 cの一端はショートポール 4 4 cの先端に接続されて励振されている 。 このショートポール 4 4 cの先端には同軸セミリジッ ドケ一ブル 4 4 dの中心 導体 4 2 f が接続されている。
さらに、 反射板 2 6を貫通してその下に延伸された同軸セミリジッドケーブル 4 4 a、 4 4 dは位相遅延回路 4 7に接続されて、 同軸セミリジッドケーブル 4 4 aには給電部とされる衛星通信用無線機からの励振信号が 0 ° 位相遅延されて 出力され、 同軸セミリジッドケーブル 4 4 dには給電部とされる衛星通信用無線 機からの励振信号が約 9 0 ° 位相遅延されて出力されている。 これにより、 給電 部とされる衛星通信用無線機からの励振信号により、 第 1逆 U字形ダイポールァ ンテナと第 2逆 U字形ダイポールアンテナとが互いに位相が約 90° ずれるよう に励振されるため、 クロスダイポールアンテナ 4 1の面に垂直な面、 すなわち反 射板 26の面に対してほぼ垂直方向に円偏波が放射されるようになる。 この場合 、 反射板 26の方向に放射された逆位相の円偏波成分は、 反射板 26により逆位 相となるように反射され、 反射板 26と逆方向に放射された成分と同相とされて 反射板 26の面に対してほぼ垂直の上方向へ放射されるようになる。
また、 垂直偏波で動作するホイップアンテナ 20は、 円偏波で動作するクロス ダイポールアンテナ 4 1と同一の周波数帯域あるいは隣接する周波数帯域で動作 するアンテナとされており、 反射板 26上の端部に固着されている。 そして、 絶 縁スぺーサ 2 1により反射板 26から絶縁されてホイップエレメント 22がほぼ 垂直に設置されている。 ホイップエレメント 22と、 クロスダイポールアンテナ 4 1との間隔 L 3 (第 9図参照） は、 約え Z4以上とされて相互に影響を与えな い間隔とされている。 また、 ホイップエレメント 22の長さ L 2は、 例えば約え Z4とされる。 ただし L 2は、 約； IZ 4に限るものではない。 すなわち、 ホイツ プアンテナ 20の構成例を第 1 9図に示すが、 ホイップアンテナ 20は第 1 9図 (a) に示すような λΖ4ホイップアンテナに限るものではなく、 第 1 9図 （b ) に示すような λΖ2ホイップアンテナとしたり、 第 1 9図 （c) に示すような 5 λΖ8ホイップアンテナとしたり、 第 1 9図 （d) に示すような 3え Z4ホイ ップアンテナとしてもよレ、。 さらに、 ホイップアンテナ 20を第 1 9図 （c) に 示すようなヘリカルアンテナとしたり、 第 1 9図 （e) に示すようなスリーブァ 第 9図および第 1 0図に戻り、 反射板 26の裏側にはホイップアンテナ 20に 給電するセミリジッドケーブル 23が延伸されている。 セミリジッドケーブル 2 3は、 地上通信用無線機に接続される。 これにより、 ホイップアンテナ 20は垂 直偏波を送受信可能となる。
次に、 以上説明した本発明の実施の形態にかかる第 1の複合アンテナ 1 0にお けるクロスダイポールアンテナ 4 1の周波数 2. 32GH zにおける垂直面内の 指向特性を第 1 1図に示し、 ホイップアンテナ 20の周波数 2. 32 GH zにお ける垂直面内の指向特性を第 1 2図に示す。 第 1 1図を参照すると、 クロスダイ ポールアンテナ 4 1は、 0が一 7 0 ° 〜+ 7 0 ° の方向において十分なゲインと されていると共に、 軸比特性も良好とされている。 また、 第 1 2図を参照すると ホイップアンテナ 2 0は、 低仰角においても十分な垂直偏波におけるゲインが得 られていることがわかる。
以上のことから本発明の実施の形態にかかる第 1の複合アンテナ 1 0は、 衛星 系のアンテナとしてクロスダイポールアンテナ 4 1を用いて、 衛星から送信され た円偏波を十分受信することができる。 また、 地上系のアンテナとしてホイップ アンテナ 2 0を用いて、 衛星から送信される信号と同一信号内容とされて地上に おいて送信された垂直偏波を十分受信することができる。 すなわち、 本発明の第 1の実施の形態に係る複合アンテナ 1 0を移動体に搭載することにより、 第 2 5 図に示す衛星デジタル音声放送通信システムにおける移動体 1 8 2のアンテナ 1 8 2 aとして用いることができる。
次に、 本発明の実施の形態にかかる第 2の複合アンテナの構成を示す平面図を 第 1 3図に、 その正面図を第 1 4図に示す。 この第 2の複合アンテナも、 第 2 5 図に示すように衛星放送として円偏波が用いられ、 地上放送として直線偏波が用 いられる衛星デジタル音声放送システムにおける移動体 1 8 2に搭載されるアン テナ 1 8 2 aに適用することのできるアンテナとされている。
第 1 3図および第 1 4図に示す本発明の実施の形態にかかる第 2の複合アンテ ナ 4 0は、 第 1の実施の形態に係る複合アンテナ 1 0において、 クロスダイポー ルアンテナ 4 1を中心として、 その周囲に複数の無給電素子 4 3 a〜4 3 gを配 置するようにしたアンテナである。 この無給電素子 4 3 a〜4 3 gの素子数は、 例えば 7本とされて、 ホイップアンテナ 2 0が配置されている円周上に略等間隔 に配置されている。
また、 無給電素子 4 3 a〜4 3 gは、 反射板 2 6に対してほぼ垂直に起立され て固着されている。 この無給電素子 4 3 a〜4 3 gとホイップアンテナ 2 0の長 さ L 2は約え Z 4とされており、 無給電素子 4 3 a〜4 3 gの下端に絶縁スぺー サ 4 5 a〜4 5 gがそれぞれ設けられて、 反射板 2 6に絶縁されて設置されてい る。 この絶縁スぺーサ 4 5 a〜4 5 gの下端は反射板 2 6に固着されている。 ま た、 無給電素子 4 3 a〜4 3 gとホイップアンテナ 2 0のクロスダイポールアン テナ 4 1の中心からの長さ L 3は約； / 4以上とされている。 この場合、 クロス ダイポールアンテナ 4 1とホイップアンテナ 2 0とは相互に影響を及ぼさないよ うになる。 なお、 無給電素子 4 3 a〜4 3 gは、 金属パイプを加工して第 1 3図 および第 1 4図に示すように棒状に形成されている。
この無給電素子 4 3 a〜4 3 gは、 クロスダイポールアンテナ 4 1の導波器と して作用しており、 ホイップアンテナ 2 0も導波器の 1本として作用するように なる。 すなわち、 ホイップアンテナ 2 0は導波器を兼用していることになる。 第 2の実施の形態に係る複合アンテナ 4 0における無給電素子 4 3 a〜4 3 g を除く他の構成は、 第 1の実施の形態に係る複合アンテナ 1 0と同様であるので 、 その説明は省略する。
次に、 本発明の実施の形態にかかる第 2の複合アンテナ 4 0における無給電素 子 4 3 a〜4 3 gを含むクロスダイポールアンテナ 4 1の周波数 2 . 3 2 G H z における垂直面内の指向特性を第 1 5図に示し、 ホイップアンテナ 2 0の周波数 2 . 3 2 G H zにおける垂直面内の指向特性を第 1 6図に示す。 第 1 5図を参照 すると、 低仰角においてゲインが大幅に向上されていると共に、 低仰角において 軸比特性が大幅に改善されていることが、 第 1 1図に示す第 1の実施の形態に係 る複合アンテナ 1 0の垂直面内の指向特性との対比により理解することができる 。 また、 第 1 6図を参照すると、 ホイップアンテナ 2 0の垂直面内の指向特性は 、 第 1 2図に示す第 1の実施の形態に係る複合アンテナ 1 0とほぼ同様とされて おり、 導波器として兼用しても低仰角において十分な垂直偏波のゲインが得られ ていることがわかる。
以上のことから本発明の実施の形態にかかる第 2の複合アンテナ 4 0は、 衛星 系のアンテナとしてクロスダイポールアンテナ 4 1を用いて、 衛星から送信され た円偏波を十分受信することができる。 また、 地上系のアンテナとしてホイップ アンテナ 2 0を用いて、 衛星から送信される信号と同一信号内容とされて地上に おいて送信された垂直偏波を十分受信することができる。 すなわち、 本発明の第 2の実施の形態に係る複合アンテナ 4 0を移動体に搭載することにより、 第 2 5 図に示す衛星デジタル音声放送通信システムにおける移動体 1 8 2のアンテナ 1 8 2 aとして用いることができる。 W 1
24 次に、 本発明の実施の形態にかかる第 3の複合アンテナの構成を示す平面図を 第 1 7図に、 その正面図を第 1 8図に示す。 この複合アンテナも、 第 2 5図に示 すように衛星放送として円偏波が用いられ、 地上放送として直線偏波が用いられ る衛星デジタル音声放送システムにおける移動体 1 8 2に搭載されるアンテナ 1 8 2 aに適用することのできるアンテナとされている。
第 1 7図および第 1 8図に示す本発明の実施の形態にかかる第 3の複合アンテ ナ 5 0は、 略直交配置された 2つのダイポールアンテナからなるクロスダイポー ルアンテナ 4 1と、 ホイップアンテナ 3 0と、 反射板 2 6とから構成されている 。 反射板 2 6は、 略円形とされておりその直径 D 2は、 使用周波数帯域における 中心周波数の波長をえとした際に、 約え / 2〜えとされている。 クロスダイポ一 ルアンテナ 4 1の構成は、 本発明の第 2の実施の形態に係る複合アンテナ 4 0と 同様であり、 無給電素子 4 3 a〜4 3 gを備えており、 上記説明したとおりであ るので、 その説明は省略する。
また、 ホイップアンテナ 3 0は、 クロスダイポールアンテナ 4 1と同一の周波 数帯域で動作するアンテナとされており、 反射板 2 6上の端部に固着されている 。 そして、 絶縁スぺーサ 3 1により反射板 2 6から絶縁されてホイップエレメン ト 3 2力；ほぼ垂直に設置されている。 ホイップエレメント 3 2と、 クロスダイポ —ルアンテナ 4 1との間隔 L 4は、 約え Z 4を超えてえ以内とされて相互の影響 をより少なく した間隔とされて、 無給電素子 4 3 a〜4 3 gより外側に配置され ている。 また、 ホイップエレメント 3 2の長さは、 例えば約え Z 4とされる。 た だしホイップエレメント 3 2の長さは、 約え Z 4に限るものではなく、 ホイップ アンテナ 3 0を第 1 9図 （a ) 〜 （ f ) に示すいずれかのアンテナで置き換える ようにしてもよい。 そして、 ホイップアンテナ 3 0をクロスダイポールアンテナ 4 1から、 より離隔するように配置したので、 ホイップアンテナ 3 0とクロスダ イポールアンテナ 4 1との相互影響を軽減することができる。
本発明の実施の形態にかかる第 3の複合アンテナ 5 0における無給電素子 4 3 a〜4 3 gを含むクロスダイポールアンテナ 4 1の垂直面内の指向特性は、 ほぼ 第 1 5図に示すようになり、 ホイップアンテナ 3 0の垂直面内の指向特性はほぼ 第 1 6図に示すようになる。 。 すなわち、 低仰角においてゲインが大幅に向上さ れていると共に、 低仰角において軸比特性が大幅に改善されている。 また、 ホイ ップアンテナ 3 0の垂直面内の指向特性は、 導波器として兼用しても低仰角にお いて十分なゲインが得られている。
以上のことから本発明の実施の形態にかかる第 3の複合アンテナ 5 0は、 衛星 系のアンテナとしてクロスダイポールアンテナ 4 1を用いて、 衛星から送信され た円偏波を十分受信することができる。 また、 地上系のアンテナとしてホイップ アンテナ 3 0を用いて衛星から送信される信号と同一信号内容とされて地上にお いて送信された垂直偏波を十分受信することができる。 すなわち、 本発明の第 3 の実施の形態に係る複合アンテナ 5 0を移動体に搭載することにより、 第 2 5図 に示す衛星デジタル音声放送通信システムにおける移動体 1 8 2のアンテナ 1 8 2 aとして用いることができる。
ところで、 以上説明した本発明の実施の形態にかかる第 1の複合アンテナ 1 0 ないし第 3の実施の形態に係る複合アンテナ 5 0における反射板 2 6は、 平板状 に限らず第 6図に示す反射板の形状としてもよい。 すなわち、 反射板 2 6を第 6 図 （a ) ( b ) に示すように球体の一部を切り取った形状の反射板 1 6 a、 第 6 図 （c ) ( d ) に示すように、 2段階に傾斜が変化する円錐状の反射板 1 6 b、 第 6図 （e ) に示すように円錐状の頂部が平面状とされた台形形状の反射板 1 6 cのいずれかの形状の反射板とすることができる。 また、 第 5図に示す反射板 1 6のように、 反射板 2 6を円錐状としてもよい。 このような反射板のいずれの形 状としても、 低仰角においてゲインを向上することができると共に円偏波の軸比 特性を改善することができる。
また、 前述したが本発明の実施の形態にかかる第 1の複合アンテナ 1 0ないし 第 3の実施の形態に係る複合アンテナ 5 0におけるホイップアンテナ 2 0 , 3 0 は、 第 1 9図 （a ) に示す; 1ノ 4ホイップアンテナに限るものではなく、 第 1 9 図 （b ) に示すような λ Ζ 2ホイップアンテナとしたり、 第 1 9図 （c ) に示す ような 5え Ζ 8ホイップアンテナとしたり、 第 1 9図 （d ) に示すような 3 λ / 4ホイップアンテナとしてもよレ、。 さらに、 ホイップアンテナ 2 0， 3 0を第 1 9図 （e ) に示すようなヘリカルアンテナとしたり、 第 1 9図 （ f ) に示すよう なスリーブアンテナとしてもよい。 ところで、 本発明の本発明の実施の形態にかかる第 1の複合アンテナ 1 0ない し第 3の実施の形態に係る複合アンテナ 5 0におけるクロスダイポールアンテナ 4 1においては、 同軸セミリジッドケーブルによりダイポールエレメントを励振 しているため、 不平衡回路 （同軸セミリジッドケーブル） を平衡回路 （ダイポー ルエレメント） に変換する平衡ー不平衡回路が備えられている。 この平衡—不平 衡回路は、 前述した第 8図 （a ) 〜 （d ) に示す平衡ー不平衡回路のいずれかの 平衡—不平衡回路とすることができる。 第 8図 （a ) に示す平衡ー不平衡回路は 、 前述したとおりであるのでその説明は省略する。
以上説明した本発明にかかる複合アンテナにおいて、 クロスダイポールアンテ ナ 4 1により受信された円偏波を復号した信号と、 ホイップアンテナ 2 0 , 3 0 により受信された直線偏波を復号した信号とは同一信号内容とされていると共に 、 同期されている。 そして、 本発明にかかる複合アンテナによる受信信号が導か れている衛星通信用無線機と地上通信用無線機では、 それぞれにおいて受信され る受信信号の受信電力や S N比等を検出して、 より良好に受信できる受信信号を 選択するようにしている。 これにより、 都市部等において衛星からの送信信号が 届かない地域においては、 衛星からの送信信号に替えて直線偏波の地上からの送 信信号を受信することにより、 良好な受信を行うことができるようになる。 産業上の利用可能性
上記説明したように本発明のクロスダイポ一ルアンテナは、 略直交配置された 第 1のダイポールアンテナと第 2のダイポールアンテナとの周囲に配置されると 共に、 前記反射板から起立して複数の無給電素子を設けるようにしたので、 低仰 角においてゲインの低下を抑制することができると共に、 円偏波の軸比特性を大 幅に改善することができる。 すなわち、 無給電素子が導波器として作用して、 低 仰角の方向のアンテナ特性を改善することができる。
さらに、 反射板を中央部より周縁部が下に位置するように下方へ傾斜させて形 成するようにしても、 低仰角においてゲインの低下を抑制することができると共 に、 円偏波の軸比特性を大幅に改善することができる。
また、 本発明の複合アンテナは、 クロスダイポールアンテナを構成する反射板 上に、 直線偏波を送受信可能なホイップアンテナを設けるようにしたので、 1つ の複合アンテナを設置することにより円偏波と直線偏波とを受信することができ る。 したがって、 デジタル音声放送を移動受信端末において受信する際にも、 衛 星系のアンテナと地上系とのアンテナとの 2本のアンテナを設置することなく、 1つの複合アンテナを設置すればよいことになる。
また、 複合アンテナにおけるクロスダイポールアンテナの周囲に複数の無給電 素子を配置することにより、 低仰角におけるゲインを向上することができると共 に、 円偏波の軸比特性を大幅に改善することができる。 すなわち、 無給電素子が 導波器として作用して、 低仰角の方向のアンテナ特性を改善することができる。 そして、 この無給電素子として地上系のアンテナであるホイップアンテナを兼用 して用いることができ、 ほぼクロスダイポールアンテナの構成だけにより複合ァ ンテナを構成することができる。 従って、 複合アンテナを小型化することができ る。
さらに、 反射板を中央部より周縁部が下に位置するように下方へ傾斜させて形 成することにより、 さらに低仰角においてゲインを向上することができると共に 、 円偏波の軸比特性を改善することができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 反射板と、
該反射板上に所定間隔を持って配置された第 1のダイポールァンテナと、 上記反射板上に所定間隔を持って上記第 1のダイポールアンテナに略直交する ように配置された第 2のダイポールアンテナと、
前記第 1のダイポールアンテナと前記第 2のダイポ一ルアンテナとの周囲に配 置されると共に、 前記反射板から起立して配置された複数の無給電素子と、 を備えることを特徴とするクロスダイポールアンテナ。
2 . 前記第 1のダイポールアンテナと前記第 2のダイポ一ルアンテナとが、 前記 反射板へ向かって折曲されて構成されていることを特徴とする請求の範囲第 1項 記載のクロスダイポ-
3 . 前記無給電素子が、 絶縁体スぺーサを介して前記反射板上に固着されている ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のクロスダイポー
4 . 中央部が周縁部より突出するように反射面が傾斜されて形成されている反射 板と、
該反射板上に所定間隔を持って配置された第 1のダイポールアンテナと、 上記反射板上に所定間隔を持って上記第 1のダイポールアンテナに略直交する ように配置された第 2のダイポールアンテナと、
を備えることを特徴とするクロスダイポールアンテナ。
5 . 前記第 1のダイポールアンテナと前記第 2のダイポールアンテナとが、 前記 反射板へ向かって折曲されて構成されていることを特徴とする請求の範囲第 4項 記載のクロスダイポールァンテナ。
6 . 前記第 1のダイポールアンテナと前記第 2のダイポールアンテナとの周囲に 配置されると共に、 前記反射板から起立して配置された複数の無給電素子とを、 さらに備えることを特徴とする請求の範囲第 4項記載のクロスダイポールアンテ ナ。
7 . 前記無給電素子が、 絶縁体スぺーサを介して前記反射板上に固着されている ことを特徴とする請求の範囲第 6項記載のクロスダイポールァンテナ。
8 . 円偏波を受信可能なクロスダイポールアンテナと、 該円偏波と同一あるいは 隣接周波数帯域の直線偏波を受信可能なホイップアンテナとが反射板上に設けら れている複合アンテナであって、
前記クロスダイポールアンテナは、 前記反射板上に所定間隔を持って配置され た第 1のダイポールアンテナと、 前記反射板上に所定間隔を持って上記第 1のダ ィポ一ルァンテナに略直交するように配置された第 2のダイポールァンテナとか らなり、
前記ホイップアンテナは、 使用周波数帯域の中心周波数における波長の約 1 Z 4波長以上前記クロスダイポールアンテナから離隔されて、 前記反射板上に固着 されており、
前記クロスダイポールアンテナは、 衛星から送信された円偏波の放送信号を受 信可能とされ、 前記ホイップアンテナは、 地上から送信された前記放送信号と同 一内容の直線偏波の放送信号を受信可能とされていることを特徴とする複合アン テナ。
9 . 円偏波を受信可能なクロスダイポ一ルアンテナと、 該円偏波と同一あるいは 隣接周波数帯域の直線偏波を受信可能なホイップアンテナとが反射板上に設けら れている複合アンテナであって、
前記クロスダイポ一ルアンテナは、 前記反射板上に所定間隔を持って配置され た第 1のダイポールアンテナと、 前記反射板上に所定間隔を持って上記第 1のダ ィポールアンテナに略直交するように配置された第 2のダイポールァンテナと、 前記第 1のダイポールァンテナと前記第 2のダイポールァンテナとを中心として 、 その周囲に配置されると共に、 前記反射板から起立して配置された複数の無給 電素子とからなり、
前記ホイップアンテナは、 使用周波数帯域の中心周波数における波長の約 1 Z
4波長以上前記クロスダイポールアンテナから離隔されて、 前記反射板上に固着 されており、
前記ホイップアンテナが、 前記無給電素子と兼用されていることを特徴とする
1 0 . 前記第 1のダイポールアンテナと前記第 2のダイポールアンテナとが、 前 記反射板へ向かって折曲されて構成されていることを特徴とする請求の範囲第 8 項あるいは第 9項記載の複
1 1 . 前記無給電素子が、 絶縁体スぺ一サを介して前記反射板上に固着されてい ることを特徴とする請求の範囲第 8項あるいは第 9項記載の複 1
1 2 . 前記反射板の中央部が周縁部より突出するように反射面が傾斜されて形成 されていることを特徴とする請求の範囲第 8項あるいは第 9項記載の複合ァンテ ナ。
1 3 . 前記クロスダイポールアンテナは、 衛星から送信された円偏波の放送信号 を受信可能とされ、 前記ホイップアンテナは、 地上から送信された前記放送信号 と同一内容の直線偏波の放送信号を受信可能とされていることを特徴とする請求 の範囲第 9項記載の複 1
1 4 . 前記複数の無給電素子が、 前記クロスダイポールアンテナを略中心とする 円周上に配置されており、 前記ホイップアンテナが前記円周上より外側に配置さ れていることを特徴とする請求の範囲第 9項記載の複合アンテナ。
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