WO2000059172A1

WO2000059172A1 - Circuit de modulation de signal et procede de modulation de signal

Info

Publication number: WO2000059172A1
Application number: PCT/JP2000/002124
Authority: WO
Inventors: Hiroaki Shimizu
Original assignee: Kabushiki Kaisha Toshiba
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2000-10-05
Also published as: US20020031191A1; JP2000286915A; EP1170915A4; US6914943B2; EP1170915A1

Description

明細書

信号変調回路及び信号変調方法

技術分野

本発明は、信号変調方式に係り、特に変調信号から抽出した位相信号と振幅信号に基づいて信号を変調する信号変調方式であって、例えば携帯無線電話機における送信部での信号を変調する信号変調方式に関するものである。

背景技術

従来の信号変調回路及び信号変調方法として、（ 1 ) "An Up-Conversion Loop Transmitter I C for

Digital Mobile Telephones" (Siemens

Microelectronics / 1998 IEEE ISSCC S P 23.1)、

( 2 ) "A 2.7V 900MHz/ 1.9GHz DUAL-BAND

TRANSCEIVER I C FOR DIGITAL WIRELESS COMMUNICATION" (Rockwell I n t e r n a t i o n a 1 / 1998

IEEE CICC)に示されたもの力 Sある。

( 1 ) 及び（ 2 ) の引用文献に示される変調方式では、位相信号のみが位相同期ループのみで信号処理される回路が採用されていることから、振幅信号が変化する変調信号には適応できない。

振幅信号の変化を伴うような変調方式、例えば π / 4 シフト（以下単に s h i f t と記す） Q P S K ( π /4shift Quadrature Phase Shi ft Keying) にするためには、 ( 3 ) "Transmitter architectures [GSM hand set ] " ( 1998 IEEE CDDCH) の弓 I用文献の図 2 に示されるような構成にする必要がある。しかしこの構成では、変調信号が位相同期ループで処理されることなく周波数変換されているので、被変調波に帯域外雑音として図 1 に示される波動 B が含まれてしまう。このような帯域外雑音を除去するためには、形状が大きく高価なフイノレタを多用しなければならず信号変調装置が大規模かつ高価になるという問題がある。

発明の開示

この発明の目的は、振幅信号が変化する変調信号に対しても、帯域外雑音の少ない無線周波数（ R F ： R a d i o F r e qu e n c y ) 信号を得ることができる変調方式を提供する ίこあ。

この発明によれば、搬送波信号を変調信号を用いて変調し被変調信号を得る変調回路において、変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出手段と、前記抽出手段からの前記位相信号をアナ口グ変換してアナ口グ信号を出力するアナログ変換手段と、第 1 の発振周波数信号を発生する第 1 の周波数信号発生手段と、前記アナログ変換手段からのアナログ信号を前記第 1 の発振周波数信号に基づき直交変調して I F 信号を出力する直交変調手段と、第 2 の発振周波数信号を発生する第 2 の周波数信号発生手段と、前記直交変調手段からの前記 I F信号を前記第 2 の発振周波数信号に基づき周波数変換して R F信号を出力する周波数変換手段と、前記抽出手段からの前記振幅信号を所定時問だけ遅延させて出力する遅延手段と、前記遅延手段からの前記振幅信号に応じて、前記周波数変換手段からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する出力する出力手段と、を具備することによって提供される更にこの発明によれば、搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調回路において、変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出手段と、前記抽出手段からの前記位相信号をデジタル的に直交変調して I F信号を出力する直交変調手段と、前記直交変調手段からの前記 I F信号をアナログ変換してアナログ I F信号を出力するアナログ変換手段と、前記アナ口グ変換手段からの前記アナログ I F 信号を周波数変換して R F信号を出力する周波数変換手段と前記抽出手段からの振幅信号を所定時問だけ遅延させて出力する遅延手段と、前記遅延手段からの前記振幅信号に応じて前記周波数変換手段からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する出力する出力手段と、を具備することによって提供される。

更にこの発明によれば、搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調方法において、変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出工程と、前記抽出工程からの前記位相信号をアナログ変換してアナログ信号を出力するアナログ変換工程と、第 1 の発振周波数信号を発生する第 1 の周波数信号発生工程と、前記アナログ変換手段からのァナログ信号を前記 1 の周波数信号に基づき直交変調して I F 信号を出力する直交変調工程と、第 2 の発振周波数信号を発生する第 2 の周波数信号発生工程と、前記直交変調工程からの前記 I F信号を前記第 2 の発振周波数信号に基づき周波数変換して R F信号を出力する周波数変換工程と、前記抽出ェ程からの前記振幅信号を所定時間だけ遅延させて出力する遅延工程と、前記遅延工程からの振幅信号に応じて、前記周波数変換工程からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する増幅工程と、を具備することによって提供される。

更にこの発明によれば、搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調方法において、変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出工程と、前記抽出手段からの前記位相信号をデジタル的に直交変調して I F信号を出力する直交変調工程と、前記直交変調手段からの前記 I F信号をアナログ変換してアナログ I F信号を出力するアナログ変換工程と、前記アナログ変換手段からの前記アナログ I F 信号を周波数変換して R F信号を出力する周波数変換工程と前記抽出手段からの振幅信号を所定時間だけ遅延させて出力する遅延工程と、前記遅延手段からの前記振幅信号に応じて前記周波数変換手段からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する出力する増幅工程と、を具備することによって提供される。

図面の簡単な説明

図 1 は、伝達したい情報を含む被変調波（波動 A ) 及び带域外雑音を含む波動（波動 B ) を有する搬送波を模式的に示したスぺクトル分布図である。

図 2 は、この発明の一実施例に係る信号変調回路を含む携帯無線電話機を概略的に示すプロック図である。

図 3 は、図 2 に示された信号変調回路を示すプロック図である。図 4 は、図 3 に示された信号変調回路を示すブロック図であって、直交変換器及び周波数変換器の回路をより詳細に示すブロック図である。

図 5 A及び 5 B は、図 3 及び図 4 に示された変調信号回路に入力される位相信号の波形図であって、 G M S K変調方式によって変調されたベースバンドアナログ変調信号における位相信号 I の時間に対する振幅の変化の例を示す波形図 ( A ) 、及び位相信号 Qの時間に対する振幅の変化の例を示す波形図（ B ) である。

図 6 A及び 6 B は、図 3 及び図 4 に示された変調信号回路に入力される位相信号の波形図であって、 G M S K変調方式によって変調されたベースバンドアナログ変調信号における位相信号 I と、位相信号 Q とを合成した信号において、時間に対する振幅の変化の例を示す図（ A ) 、及び位相信号 I と位相信号 Q とを合成した信号における時間に対する位相の変化の例を示す図（ B ) である。

図 7 は、図 3 及び図 4 に示された変調信号回路に入力される位相信号の波形図であって、 G M S K変調方式によって変調されたベースバンドアナログ変調信号における位相信号 I Qにおいて、 I Q平面上での位相信号 I 、 Qの値についての履歴を示す軌跡を示す位相信号軌跡図である。

図 8 A及び 8 B は、図 3 及び図 4 に示された変調信号回路に入力される位相信号の波形図であって、 π Z 4 s h i f t Q P S K変調方式によって変調されたベースバンドアナログ変調信号における位相信号 I の時間に対する振幅の変化の例を示す波形図（ A ) 、及び位相信号 Qの時間に対する振幅の変化の例を示す波形図（ B ) である。

図 9 A及び 9 Bは、図 3 及び図 4 に示された変調信号回路に入力される位相信号の波形図であって、 π Z 4 s h i f t Q P S K変調方式によって変調されたベースバンドアナログ変調信号における位相信号 I と、位相信号 Q とを合成した信号において、時間に対する振幅の変化の例を示す波形図

( A ) 、及び時間に対する位相の変化の例を示す波形図

( B ) である。

図 1 0 は、図 3及び図 4 に示された変調信号回路に入力される位相信号の波形図であって、 π / 4 s h i f t Q P S K変調方式によって変調されたベースバンドアナログ変調信号における位相信号 I 、 Qにおいて、 I Q平面上での位相信号 I 、 Q の値についての履歴を示す軌跡を示す位相信号軌跡図である。

図 1 1 は、この発明の他の実施例に係る信号変調回路を概略的に示すブロック図である。

図 1 2 は、図 1 1 に示された信号変調回路を示すブロック図であって、直交変換器及び周波数変換器をより詳細に示すブロック図である。

図 1 3 は、この発明のまた他の実施例に係る信号変調回路を概略的に示すブロック図である。

図 1 4 は、この発明の更に他の実施例に係る信号変調回路を概略的に示すプロック図である。

図 1 5 は、図 1 4 に示される直線性補正部における制御電圧に対する出力電力のグラフであって、制御電圧に対する出力電圧の応答性を示す実際の応答曲線（実線で描かれた曲線）と、制御電圧に対する出力電圧の応答性を示す理想的な応答直線（点線で描かれた直線）とを示す制御電圧に対する出力電力のグラフ。

図 1 6 は、この発明のまた更に他の実施例に係る信号変調回路を示すプロック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照しながらこの発明の信号変調回路の一実施例を説明する。

本発明の一実施例に係る信号変調回路及び信号変調方法の具体例について、図 2 から図 1 0 までを参照して説明する。図 2 は本実施例に係る信号変調回路 1 0 0 を含む携帯無線電話機の要部構成が示されているブロック図である。

図 2 に示される携帯無線電話機は、アンテナ 1 0 1 、アンテナスィッチ 1 0 2 、受信回路（ R X ) 1 0 3 、シンセサイザ回路（ S Y N ) 1 0 4 、アナログ Zデジタル（ A / D ) 変換器 1 0 5 、復調部 1 0 6 、チヤネノレコーデック 1 0 7 、スピーチコ一デック 1 0 8 、デジタノレ Zアナログ（ D / A ) 変換器 1 0 9 、受話アンプ 1 1 0 、レシーバ 1 1 1 、マイク 1 1 2 、送話アンプ 1 1 3 、 A Z D変換器 1 1 4 、制御回路 1 1 7 、 L C D表示器 1 1 8 、キーユニット 1 1 9 、アンプ 1 2 0 、スピーカ 1 2 1 、発振回路 1 2 2 、 C P U 1 2 3 、 R O M 1 2 4 、 R A M I 2 5 、電池 1 2 6 及び安定化電源回路 1 2 7 を有してレ、る。そして、シンセサイザ回路 1 0 4 、復調部 1 0 6 、チヤネノレコーデック 1 0 7 、スピーチコーデック 1 0 8 、制御回路 1 1 7 、 R O M 1 2 4 及び R A M 1 2 5 は、制御ノス 1 2 8 を介して C P U 1 2 3 に接続されている。

無線基地局から無線通話チャネルを介して送られた無線周波数信号は、アンテナ 1 0 1 で受信されて電波一電気信号変換がなされ、変換された信号がアンテナスィッチ 1 0 2 を介して受信回路 1 0 3 に入力される。

受信回路 1 0 3 にて無線周波数信号は、まず増幅される。つづいて無線周波数信号は受信回路 1 0 3 にて、シンセサイザ回路 1 0 4 カゝら与えられるローカル信号を用いてミキシングダウンされて中間周波数（ I F ： Intermediate Frequency) 信号に変換される。さらにこの I F 信号は受信回路 1 0 3 にて増幅されたのち、直交復調される。

なおシンセサイザ回路 1 0 4 は、無線チャネル周波数に応じて C P U 1 2 3 から指示される周波数のローカル信号を発生し、受信回路 1 0 3 及び信号変調回路 1 0 0 に与える。

受信回路 1 0 3 にて直交復調された後の I F信号は、 A Z D変換器 1 0 5 でディジタノレ化されたのち、復調部 1 0 6 に与えられる。

受信回路 1 ◦ 3 から出力された信号は、復調部 1 0 6 で復調されるとともに、 D Cオフセット除去、位相同期、フレーム同期及び波形等化が行われ、ディジタル通話信号が再生される。

復調部 1 0 6 カゝら出力されたディジタル通話信号は、チヤネルコーデック l 0 7 でディンタリーブ及び誤り訂正復号が行われる。そしてこれにより、復調部 1 0 6 カゝら出力されたディジタル通話信号に含まれる複数チャネノレ分のディジタノレ通話信号のうちから自機宛のディジタル通話信号が取り出される。

チャネルコーデック 1 0 7 で取り出されたディジタル通話信号は、スピーチコーデック 1 0 8 にて、複号化処理が行われて受話音声信号が再生される。

そしてこの受話音声信号は、 D / A変換器 1 0 9 でアナ口グ化された後、受話アンプ 1 1 0 により増幅され、レシーバ 1 1 1 へと供給される。これにより、レシーバ 1 1 1 力 S ドライブされて受話音声信号が音響出力に変換され、使用者に受話音声が伝えられる。

一方、使用者が発声した音声は、マイク 1 1 2 で電気信号すなわち送話音声信号に変換される。そしてこの送話音声信号は、送話アンプ 1 1 3 で増幅されたのち、 A Z D変換器 1 1 4 によってデジタル化される。

ディジタル化された送話音声信号は、スピーチコーデック 1 0 8 にて符号化処理が行われてディジタル通話信号とされる。

スピーチコ一デック 1 0 8 で得られたディジタル通話信号は、チャネルコーデックにて誤り訂正を符号化し、かつインタリーブ処理する。

更にディジタル通話信号は、本発明の信号変調回路 1 0 ◦ に入力され、所定の変調、増幅がなされた後、アンテナスィツチ 1 0 2 を介してアンテナ 1 0 1 に供給される。これにより、無線周波数信号はアンテナ 1 0 1 から電波として送出される。

制御回路 1 1 7 は、 C P U 1 2 3 の制御の下に、 L C D表示器 1 1 8 やスピーカ 1 2 1 の駆動制御や、キーュニット 1 1 9 の出力信号を処理する。

L C D表示器 1 1 8 は、制御回路 1 1 7 によって駆動されて、任意の画像を表示する。

キーュニット 1 1 9 は、電話番号、発信、終話、文字入力あるいは機能設定などに関する使用者による指示入力を受け付ける。

アンプ 1 2 0 には、着信音を鳴動するべくスピーカ 1 2 1 を駆動するために、制御回路 1 1 7 から出力される信号が与えられる。アンプ 1 2 0 は、この信号を増幅してスピーカ 1 2 1 に与える。

スピーカ 1 2 1 は、アンプ 1 2 0 を介して制御回路 1 1 7 から与えられる信号を音響出力として発生することで、着信発生を使用者に報知するべく着信音が鳴動される。

発振回路 1 2 2 は、制御回路 1 1 7 に所定のクロック信号を供給する。

C P U 1 2 3 は、 R 〇 M 1 2 4 に格納されている動作プログラムに基づいて動作する。そして C P U 1 2 3 は、本携帯無線電話機の各部を携帯無線電話機として機能し得るように総括制御する。

R O M 1 2 4 は、フラッシュ R O M又は E E P R O Mを用いて構成されている。そしてこの R O M 1 2 4 は、 C P U 1 2 3 の動作プログラムの他に、メロディ情報、アニメーション情報、静止画情報、個別番号、あるいは無線機の調整情報など、永続的に保持しておくべき種々の情報を記憶するために使用される。

R A M 1 2 5 は、携帯無線電話機の設定状態、電話番号、デジタル処理化された録音信号、ユーザが入力した文字情報の記憶、あるいはユーザが入力したメロディ情報などのような比較的短期的に保持しておくべき種々の情報を記憶するために使用される。なお、この R A M 1 2 5 は、図示しないバックアップ電池によりノックアップされているので、ある程度は長期間に渡って記憶情報を確実に保持しておくことが可能である。

電池 1 2 6 は二次電池であって、本携帯無線電話機の各部に供給する電力を発生する。

安定化電源回路 1 2 7 は、電池 1 2 6 が出力する電力を安定化して各部に供給する。

上述した携帯無線電話機に含まれる信号変調回路 1 0 0 の具体例について、図 3 及び図 4 を参照して説明する。この具体例は、変調信号から抽出した振幅信号に基づいて利得を変ィ匕させる利得可変器 9 によって、振幅変化を含む変調信号に対しても帯域外雑音の少ない R F信号を得ることが可能となる。

図 3 に示される変調回路は、位相信号 · 振幅信号生成部 1 と、 D / A変換器 3 、 4 、 1 0 と、直交変調器 5 と、周波数変換器 7 と、利得可変器 9 と、遅延回路 2 3 と、加算器 2 4 とを有してレヽる。

以上の構成において、変調信号はこの位相信号 · 振幅信号生成部 1 によって位相信号成分と振幅信号成分とが抽出される。その位相信号成分は、 I ' ( t ) 、 Q ' ( t ) の直交成分に分解される。

ここで、ベースノンド変調波の振幅信号を A ( t ) 、ベースバンド変調波の位相信号を Θ ( t ) とすると、ベースバンド変調波の同相成分 I ( t ) 、直交成分 Q ( t ) はそれぞれ以下で表される。

I ( t ) = A ( t ) c o s 0 ( t )

Q ( t ) = A ( t ) s i n Θ ( t )

この変調波で周波数 ί c の搬送波に変調をかけると被変調波 s ( t ) は

s ( t ) = 1 ( t ) c o s θ ( 2 π ί <: 1: )

— Q ( t ) s i n 0 ( 2 π f c t )

= A ( t ) c o s Θ ( t ) c o s 0 ( 2 π f c t )

— A ( t ) s i n 0 ( t ) s i n Θ ( 2 π f c t ) = A ( t ) c o s Θ ( 2 π f c t + Θ ( t ) ) と表すことができる。

そして、 I ' ( t ) 、 Q ' ( t ) は、それぞれ振幅成分が 1 である c o s (3 ( t ) 、 s i n 0 ( t ) と表すことができる。以下、 I ' ( t ) 、 Q ' ( t ) をそれぞれ I ' 、 Q ' と略記する。

位相信号が伝送情報と対応する I Q平面上に示される位置 P

13 において、この I ' 、 Q ' 直交成分を有するベクトノレの大きさは常に一定である。変調方式が例えば、 Q P S Kの場合は I Q平面上の 4 つの信号点においてこの I ' 、 Q ' 直交成分を有するべクトノレの大きさは常に一定である。他の変調方式 π / 4 s h i f t Q P S Kでは、 I Q平面上の 8 つの信号点においてこの I ' 、 Q ' 直交成分を有するベクトルの大きさは常に一定である。すなわち、 I Q平面上の 8 つの信号点において位相信号 I ' 、 Q ' とは、

I ' 2 + Q , 2 =一定という関係にある。これら位相信号及び振幅信号は、具体的な一例として C P Uの管理下において与えられる変調信号に応じて、初め力らメモリに記憶している値を読み出し、これを位相信号、振幅信号として出力しても良い。

ベースバンドデジタル変調信号は位相信号 · 振幅信号生成部 1 から Dノ A変換器 3 、 4 に供給されてアナログ信号に変換される。直交変調器 5 において、 I F ローカル信号端子から入力される I F ローカル信号を D Z A変換器 3 、 4 の出力で直交変調し、直交変調された I F ローカル信号が直交変調器 5 から出力される。

周波数変換器 Ί では、 R F ローカル信号入力端子から入力された R F ローカル信号を用いて I F信号を搬送波周波数まで周波数変換する。一般的に、 I F 信号周波数 ί _IF と R F ローカル信号周波数 f ! o c a l と搬送周波数 ί c a r r i e r との関係は次のようになる。

f ： a r r 1 e j f 1 , I F 又は、

f c a r r i e r " f l o c a l f I F

ここで、 R F ローカル周波数 f _local を可変することによつて、各チャネルに応じた周波数に送信波を設定することができる。

遅延回路 2 3 は、位相信号の伝送経路上の D / A変換器 3

4 、直交変調器 5 、周波数変換器 7 の系と振幅信号の伝送経路上の遅延回路 2 3 、加算器 2 4 、 D Z A変換器 1 0 の系との伝送時間差を調整するためのものである。遅延回路 2 3 を通った後、変調信号の振幅信号は送信すべき出力電力の平均値を指示する出力利得信号と加算器 2 4 で合成される。加算器 2 4 の出力は Dノ A変換器 1 0 でアナログ信号に変換され利得可変器 9 の利得制御信号となる。

利得可変器 9 は、周波数変換器 7 の出力である位相変調された R F信号を Dノ A変換器 1 0 の出力である利得制御信号で示される利得で電力増幅する。利得可変器 9 の出力では、変調波の位相成分と振幅信号とが合成された被変調波信号を得ることができる。

本実施例では変調回路の周波数変換器 7 として、図 4 に示されるように位相同期変調ループ 7 0 を適用する。図 3 は、周波数変換器 7 として位相同期変調ループ 7 0 を適用した場合の信号変調回路のプロック図が示されている。

図 4 に示される装置は、 G M S K変調などの位相変調（ P

5 K ： Phase Shift Keying) ί言号を発生すること力可宫 g である。図 4 において、この変調回路は、ベースバンドデジタル変調信号が与えられる位相信号 ' 振幅信号生成部 1 と、デジタル Zアナログ（ D Z A ) 変換器 3 、 4 と、直交変調器 5 と、 I F シンセサイザ 6 とを具備している。ここで直交変調器 5 は、乗算器 5 1 、 5 2 と、位相移相器 5 3、 5 4 と、加算器 5 5 とを具備している。更に、位相同期変調ループ 7 0 と、 R F シンセサイザ 8 と、電力増幅器（ P A ： Power Amp lif ier) 9 とを具備してレ、る。ここで、位相同期変調ノレープ 7 0 は、ローノ、。スフイノレタ 7 1 と、 M分周器 7 2 と、ダウンコンノ一タミキサ 7 3 と、ローノヽ⁰スフイノレタ 7 4 と、 N 分周器 7 5 と、周波数位相比較器（ P F D : Phase Frequency Detector) 7 6 と、グレープフイノレタ 7 7 と、電圧制御発振器 ( V C O ： Voltage Controlled Oscillator) 7 8 とを具備している。更に、 D / A変換器 1 0 力 S P A 9 に接続されてレ、る。

以下、上述した信号変調回路における動作を説明する。ベ一スパンドデジタル変調信号が与えられる位相信号 · 振幅信号生成部 1 から位相信号 I ' 、 Q ' が D Z A変換器 3 、 4 に入力される。 D Z A変換器 3 、 4 において、位相信号 · 振幅信号生成部 1 から入力されたベースバンドデジタル変調信号をアナログ信号に変換する。 D / A変換器 3 、 4 の出力は、直交変調器 5 で I F シンセサイザ 6 の出力信号と乗算されることによって、直交変調された I F信号に周波数が変換される。 I F シンセサイザ 6 の出力信号と D / A変換器 3 、 4 の出力信号とを乗算する場合に、 D / A変換器 3 の出力信号に乗算する I F シンセサイザ 6 の出力信号における位相と、 D / A変換器 4 の出力信号に乗算する I F シンセサイザ 6 の出力信号における位相との差を 9 0 度（ π / 2 [ r a d ] ) に設定する。そして、乗算器 5 1、 5 2 からの出力信号を加算することによって、直交変調器 5 の出力信号には直交変調された I F信号が出力される。すなわち、位相移相器 5 3 は、 I F シンセサイザ 6 の出力信号における位相を 4 5 度（ π ノ 4 [ r a d ] ) 遅れさせ、位相移相器 5 4 は、 I F シンセサィザ 6 の出力信号における位相を 4 5 度（ π / 4 [ r a d ] ) 進めさせる。位相がシフトされたそれぞれの信号が乗算器 5 1、 5 2 にローカル信号として供給される。この位相位相器 5 3、 5 4 によって、乗算器 5 1 に入力されるロー力ル信号と乗算器 5 2 に入力されるローカル信号との位相差は 9 0 度（ π Ζ 2 [ r a d ] ) に設定される。乗算器 5 1 、 5 2 の出力信号を加算器 5 5 で加算して、直交変調された I F 信号が直交変調器 5 から出力される。

位相同期変調ループ 7 0 は、 R F シンセサイザ 8 をロー力ル信号として用い、直交変調器 5 から出力される I F信号を所望の搬送波周波数へ周波数変換する。ローパスフィルタ 7 1 において、直交変調器 5 の出力信号である I F信号に含まれる高調波成分を除去し、出力信号を M分周器 7 2 に入力する。ダウンコンノ一タミキサ 7 3 は、後述の V C 〇 7 8 の被変調 R F信号と、 R F シンセサイザ 8 のローカル信号とを乗算して、被変調 R F信号の周波数を変換するものである。口ーノヽ。スフイノレタ 7 4 は、ダウンコンバータミキサ 7 3 の出力 P

17 信号に含まれるイメージ信号ゃスプリァス信号を除去するものである。 N分周器 7 5 は、ローノヽ。スフイノレタ 7 4 の出力信号を N分周する。 P F D 7 6 は、 M分周器 7 2 の出力信号と N分周器 7 5 の出力信号との周波数又は位相を比較し、その比較される入力信号に応じた信号を出力するものである。ル —プフイノレタ 7 7 は、 P F D 7 6 の出力信号を平滑化するとともに、この位相同期変調ループ 7 0 の特性を決めるループフィルタである。 V C O 7 8 は、入力される制御電圧に応じて発振する周波数を変化させる電圧制御発振器である。

P F D 7 6 から出力される信号極性やその特性は様々に設定可能である。ここでは、例えば、 M分周器 7 2 の出力信号の周波数が分周器 7 5 の出力周波数より高い、あるいは、 M 分周器 7 2 の出力信号の位相が分周器 7 5 の出力の位相よりも進んでいる場合に、正のパルス電流を出力し、その数値差が大きいほどパルス幅が広くなるうに設定する。ノレープフィノレタ 7 7 では、 P F D 7 6 の出力信号であるパルス電流を平滑化し、パルス幅に応じた電圧が出力される。 V C O 7 8 の制御特性は、入力電圧値が高いほど、位相は進み、発振周波数は高くなるように設定される。すなわち、 M分周器 7 2 の出力信号の位相が N分周器 7 5 の出力位相に比較して進んでいる場合は、電圧制御発振器 7 8 の位相は進むように制御される。いま、 R F シンセサイザ 8 の周波数を搬送周波数の下側に設定すると、電圧制御発振器 7 8 の位相が進んでいるほど、ダウンコンバートされた信号の位相も進む。したがってそのダウンコンパ一トされた信号を N分周した N分周器 7 5 の出力信号の位相も進む。また、 N分周器 7 5 の出力信号における位相の方が M分周器 7 2 の出力信号における位相よりも進むと、この位相同期変調ループ 7 0 は電圧制御発振器 7 8 の発振位相を遅らせる。すなわち、この位相同期変調ル一プ 7 0 は、直交変調器 5 からの I F信号における位相に追従して、電圧制御発振器 7 8 の位相が変化する。最終的に電圧制御発振器 7 8 の発振周波数は口ックされ、この発振周波数は、信号変調変調回路によって発生される搬送波周波数 ί carri er に対応する。この搬送周波数の値は、次ようになる _c f ca rri er = ( N /M) f _IF+ f _local

ここで、 f _local は R F シンセサイザ 8 の発振周波数、 f ェ _F は I F シンセサイザ 6 の発振周波数、 Mは分周器 7 2 の分周数、 Nは分周器 7 5 の分周数である。

R F シンセサイザ 8 の周波数 f i _{o c a} i をチャネルに依存して変化させることによって、各チャネルの搬送波の位相を変調することができる。

また電力増幅器 9 は、位相同期変調ループ 7 0 の出力信号を増幅して規定の出力電力まで増幅するものである。電力増幅器 9 は、図示していない制御部からその出力電力を制御される。

以上に述べたように図 3 、 4 に示される信号変調回路では . 周波数的にループフイノレタを構成しているので、ノレープの利得が充分である場合には、周波数誤差や不要なスプリアス輻射が少なくなり、良好な変調スペクトラム特性を得ることができる。この発明の信号変調回路は、振幅が一定でなく変化する変調方式による変調信号であっても、帯域雑音の少ない搬送波にこの変調信号を変調することができる。すなわち、変調方式力 S G M S K ( Gaussian-filtered Minimum Shift Keying) 力ら π / 4 s h i f t Q P S K に変更される場合にも、図示しない信号処理部からの制御信号によって遅延回路 2 3 の遅延時間を調整して、帯域雑音の少ない搬送波に変調することができる。

以下、振幅が一定で変化しない変調方式である G M S K と振幅が一定でなく変化する変調方式である π Z 4 s h i f t Q P S Kの信号特性を図 5 から図 1 ◦ までを参照して説明する。

図 5 には、 G M S Kのベースノくンドデジタノレ変調信号における位相信号 I 、 Qの時問軸波形の例が示されている。図 5 の横軸の時間軸はシンボルレートで正規化してある。また図 6 は、図 5 に示される波形を振幅成分と位相成分とに分離して表示したものである。図 7 は、図 5 に示される位相信号成分を I Q平面上に表示したものである。

図 6 を参照すると、 G M S K信号の振幅信号は常に一定であることがわかる。また図 7 によれば、 I Q平面上で位相信号が位置する点の軌跡は常に定円上にあることからも振幅が一定であることがわかる。

一方、図 8 には、 π Ζ 4 s h i f t Q P S Kのベースノンドデジタル変調信号における位相信号 I 、 Qの時間軸波形の例が示されている。図 1 1 と同様に、図 8 の横軸はシンポノレレートで正規化してある。図 9 は、図 8 に示される波形の振幅成分と位相成分とに分離して表示したものである。図 1 0 は、図 8 に示される位相信号を I Q平面上に表示したものである。

図 9 を参照すると、 Z 4 s h i f t Q P S K信号の振幅信号は、一 8 [ d B ] カゝら + 2 [ d B ] 程度の振幅変化が含まれることがゎカゝる。また、図 1 0 によれば、 I Q平面上で位相信号が位置する点の軌跡は、定円上に留まってはなく振幅が時々刻々と変わっている様子がわかる。

この実施例の信号変調回路及び信号変調方法を用いれば、変調信号から抽出した振幅信号に基づいて利得を変化させる利得可変器 9 によって、振幅変化を含む変調信号に対しても帯域外雑音の少ない R F信号を得ることが可能となる携帯無線電話機を提供することが可能になる。

この発明の他の実施例の携帯無線電話機に含まれる信号変調回路 1 0 0 の具体例について図 1 1 及び図 1 2 を参照して説明する。この実施例は、利得可変器の後に更に電力増幅部を設けた場合における信号変調回路に相当する。図 1 1 に示される変調回路は、電力増幅器 9 一 2 と、これに接続される D Z A変換器 1 0 とを図 3 に示される構成にくわえて更に具備している。

図 3 に示される変調回路では、出力平均電力を指示する出力利得信号と振幅信号とをベースバンドのデジタル部にある加算器 2 4 において合成していた。この実施例では、振幅信号を遅延させて制御することとは分離して出力平均電力の制御をする。すなわち、出力平均電力に対応するする出力利得信号のみが D Z A変換器 1 0 を介し、電力増幅器 9 一 2 に入力されることによって、増幅利得が変化させられる。振幅信号は、遅延回路 2 3 で伝送時間の調整がされた後、新たに設けられた D / A変換器 2 5 によってアナログ値に変換され、利得可変器 9 の利得制御信号として入力される。周波数変換器 7 の出力信号である位相変調された信号に利得可変器 9 において変調信号の振幅信号が合成され、被変調波が出力される。更に、電力増幅器 9 — 2 において出力平均電力値に対応させて利得可変器 9 の出力信号を電力増幅し、最終的な送信信号を出力する。これら一連の動作によって、高い精度の変調をすることができる。

上述した変調回路において、 D / A変換器 1 ◦ 、 2 5 がそれぞれ制御する利得可変器 9 、電力増幅器 9 一 2 の順番を入れ替えて構成することも可能である。すなわち、 D / A変換器 2 5 の出力信号で電力増幅器 9 一 2 の利得を制御し、 D / A変換器 1 0 の出力信号で利得可変器 9 の利得を制御する構成でもよい。

更に詳しくは、図 1 2 に示されるように、周波数変換器 7 9 の内部にはァップコンバータミキサが用いられている。図 1 2 において、この周波数変換器 7 9 は、 I F ノンドパスフイノレタ 1 1 と、リミッタ増幅器 1 1 — 2 と、アップコンノータミキサ 1 2 と、ノンドノ、。スフイノレタ 1 3 とを有している。 I F バンドパスフィルタ 1 1 を通過した I F信号振幅を更に増幅することで、アップコンバータミキサ 1 2 に入力される I F信号の信号対雑音比を改善することができる。

すなわち、ミキサ 1 2 、利得可変器 9 などは振幅に対して非線形動作させてもかまわないので、低消費電流で、信号対雑音比の良い伝送が可能となる。

図 1 2 における信号変調回路は、図 4 と同様に、位相信号，振幅信号生成部 1 と、 D Z A変換器 3、 4 と、直交変換器 5 と、 I F シンセサイザ 6 と、 R F シンセサイザ 8 とが設けられてレヽる。

直交変調器 5 出力の帯域外不要信号成分は、バンドパスフイノレタ 1 1 で除去された後、アップコンバートミキサ 1 2 で R F シンセサイザ 8 出力のローカル信号と乗算され、無線周波数帯へ周波数変換される。ミキサ 1 2 の出力には、ィメージ信号ゃスプリアス信号や帯域外雑音成分（図 1 の波動 B ) が含まれているので、バンドパスフイノレタ 1 3 でそれら信号や雑音成分を除去して伝達したい情報を含んでいる搬送波本来の波動（図 1 の波動 A ) とする。フイノレタ 1 3 の出力信号は、ドライバアンプ 1 4 で予め増幅された後、電力増幅器 9 へ入力される。電力増幅器 9 の利得は、図示しない制御部によって、その電力利得が制御される。

この変調方式では、位相同期ル一プが形成されていないので、電力増幅器 9 より前の各段の雑音がそのまま合算されて電力増幅器 9 の出力にあらわれる。このシステム送信帯域外への雑音の漏洩を抑えるために、電力増幅器 9 の出力には、通常、急峻な帯域選択特性を持つシステム帯域通過フィルタ 1 5 が設けられる。 P T

23 この発明のまた他の実施例の携帯無線電話機に含まれる信号変調回路 1 0 0 の具体例について図 1 3 を参照して説明する。この実施例は、伝送路に応じた所要時間を考慮した遅延時間設定部 2 6 を設け、この遅延時間設定部により遅延時間を正確に設定する場合における信号変調回路に相当する。ここで、遅延回路 2 3 では、遅延時間設定部 2 6 から入力される遅延時間信号により遅延時間を変更することが可能であるすなわち、伝送経路上の D Z A変換器 3 、 4 、直交変調器 5 周波数変換器 7 を通過する位相信号と伝送経路上の遅延回路 2 3 、 D Z A変換器 1 0 を通過する振幅信号との伝送時問差を調整するために遅延回路 2 3 が伝送経路上に挿入されている。また、直交変調器 5 及び周波数変換器 7 は図 4 又は図 1 2 における直交変調器 5 、周波数変換器 7 又は周波変換器 7 9 と同様である。更に、特に言及しない回路構成の部分は、図 3 又は図 4 に示される回路構成の部分と同様である。

各伝送経路の遅延時間は、常に一定ではなく、変調信号形式、変調指数、周波数帯、各段レベルダイヤ、周囲温度等様々な要因によって変わりうる。遅延回路 2 3 は遅延時間を可変する機能を有するので、例えば π Z 4 s h i f t Q P S Kによる変調信号のロールオフ率が変化した場合やシステム通信帯域が大きく変化した場合等では、図示しない信号処理部からの指示によって、遅延回路 2 3 の遅延時間を調節して、常に最適に変調することができる。したがって遅延時問設定部 2 6 では、少なくとも周辺温度、変調信号周波数、電源電圧等の伝送時間差の変化要因となる変数に基づいて、その時その時の最適な遅延時間を設定することで、精密に帯域外雑音を減衰させることが可能となる。

この発明の更に他の実施例の携帯無線電話機に含まれる信号変調回路 1 0 0 の具体例について図 1 4 を参照して説明する。この実施例では、遅延部 2 3 で遅延され出力平均電力を指示する出力利得信号と加算された振幅信号を、直線性補正部によりその直線性を補償する場合における信号変調回路が説明される。

図 1 4 に示される直線性補正器 2 7 には、入力値に応じて出力値を定める式又は変換テーブルに基づいて入力値と出力値との間における直線性を補正する補正器である。直線性補正器 2 7 によって、利得可変器 9 の出力電力対制御電圧特性の直線性を補正する。また、直交変調器 5 及び周波数変換器 7 は図 1 又は図 4 における直交変調器 5 、周波数変換器 7 又は周波変換器 7 9 と同様である。更に、特に言及しない回路構成の部分は、図 3 又は図 4 に示される回路構成の部分と同様である。

ここで、図 1 5 に利得可変器 9 の出力電力対制御電圧特性の一例を示す。図 1 5 において、横軸は制御電圧、縦軸は出力電力を示す。図 1 5 に示される実線が実際の利得可変器 9 の出力電力制御特性である。図 1 5 に示される出力電力対制御電圧特性の例では、利得可変器 9 の制御電圧と出力電力との関係は、単調増加特性ではあるものの、直線性はあまり良くない。そこで、変調信号の振幅信号と出力電力との関係が直線性を示すように直線性補正器 2 7 で補正する。この実施例では、図 1 5 に示される点線直線のように出力電力対変調振幅特性を補正するものとする。例えば、 1 [ W ] の出力電力を得ようとする場合、直線性補正器 2 7 の入力には、 0 . 8 2 [ V ] を示すデジタル値が入力されるが、直線性補正器 2 7 の出力には、 1 . 0 7 [ V ] を示すデジタル値が出力される。すなわち、直線性補正器 2 7 には、図 1 5 に示される破線の横軸入力値を実線横軸値に読み替えて出力値とするような変換テーブルが用意されている。

あるいは、実線を近似的な数式であらわした変換式が与えられている。利得可変器 9 における出力電力を P 。とし、制御電圧を V _cnt とすると、直線の場合は、

P ₀ = A X V _cnt+ B

なる式で P o、 V _cntが関係付けられる。これを例えば、

P o = C X ( 1 - cos ( D X V _cnt) )

なる式で対応付ければ、直線補正をする以前の出力電力変調振幅特性に比較して、このような直線補正をすれば、直線に近い出力電力変調振幅特性を得ることができる。

たとえ利得可変器 9 の利得制御特性における直線性が悪くても、その直線性に応じた直線性補正器 2 7 でその補正ができるので、利得可変器で合成された最終変調波出力の変調精度を保つことができる。

この発明のまた更に他の実施例の携帯無線電話機に含まれる信号変調回路 1 0 0 の具体例について図 1 6 を参照して説明する。この実施例では、デジタル式の直交変調器 5 6 を用いて処理を行う場合における信号変調回路が説明される。また、周波数変換器 7 は、図 1 又は図 4 における周波数変換器 7 又は周波変換器 7 9 と同様である。更に、特に言及しない回路構成の部分は、図 3 又は図 4 に示される回路構成の部分と同様である。

この実施例においては、デジタル直交変調器（ D S P ： Digital Signal Processor) 5 6 によって変調処理力 S なされる。ベースバンドデジタル変調信号の I ' 、 Q ' 直交位相成分は、 I F ローカル信号を用いて数値的に周波数変換される。その後、 D S P 5 6 により直交変調された I F信号は、 D Z A変換器 3 でアナログ信号へ変換された後、周波数変換器 7 へ入力される。ここで更に R F 帯へ周波数変換された変調位相信号は、利得可変器 9 で電力増幅されるとともに変調振幅信号が合成されて被変調波として出力される。

この実施例では、 I F信号へ周波数変換したあとで D / A 変換するので、位相変調系の D / A変換器を一つ用意するだけで良い。また、 D Z A変換する前に変調処理を行うため、更に高精度の変調処理を行うことができる。

この発明は、上述した実施例に限定されるものではなく、その技術的範囲において種々変形して実施することができる , 産業上の利用可能性

以上説明したように本発明では、位相信号 . 振幅信号生成部 1 で変調信号の位相成分と振幅信号とを抽出し、位相成分で位相変調をかけ周波数変換した後に、無線周波数信号に振幅信号で増幅器の利得制御する。したがって、振幅変化を持つ変調信号に対しても帯域外雑音が少ない被変調信号を得る

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LZ fZIZO/OOdf/XDd I6S/00 OA

Claims

請求の範囲

( 1 ) 搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調回路において、

変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出手段と、

前記抽出手段からの前記位相信号をアナログ変換してァナログ信号を出力するアナログ変換手段と、

第 1 の発振周波数信号を発生する第 1 の周波数信号発生手段と、

前記アナログ変換手段からのアナログ信号を前記第 1 の発振周波数信号に基づき直交変調して I F信号を出力する直交変調手段と、

第 2 の発振周波数信号を発生する第 2 の周波数信号発生手段と、

前記直交変調手段からの前記 I F信号を前記第 2 の発振周波数信号に基づき周波数変換して R F信号を出力する周波数変換手段と、

前記抽出手段からの前記振幅信号を所定時間だけ遅延させて出力する遅延手段と、

前記遅延手段からの前記振幅信号に応じて、前記周波数変換手段からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する出力する出力手段と、

を具備する変調回路。

( 2 ) 当該変調回路の出力信号における電力の平均値を求めこの値に基づいて前記出力手段からの前記 R F信号の電力を増幅して前記出力信号を出力する電力増幅手段とを更に具備する請求項 1 記載の変調回路。

( 3 ) 前記遅延手段は、

前記抽出手段からの振幅信号を遅延させるべき遅延時間を設定する遅延時間設定手段と、

前記遅延時間設定手段により設定された前記遅延時問に応じて、前記抽出手段からの振幅信号を遅延させて出力する遅延回路と、

を含む請求項 1 記載の変調回路。

( 4 ) 前記遅延時間設定手段は、

前記変調信号の信号形式と周波数帯と周辺温度との少なくともどれか一つに基づいて、前記抽出手段からの振幅信号を遅延させるべき遅延時間を設定する遅延時間設定回路を含む請求項 3 記載の変調回路。

( 5 ) 式又は変換テーブルを用いて前記出力手段の利得可変制御直線性を補正すべく前記遅延手段からの前記振幅信号を補正する補正手段を更に具備する請求項 1 記載の変調回路。

( 6 ) 搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調回路において、

前記抽出手段からの前記位相信号をデジタル的に直交変調して I F信号を出力する直交変調手段と、

前記直交変調手段からの前記 I F信号をアナログ変換してアナログ I F信号を出力するアナログ変換手段と、前記アナ口グ変換手段からの前記アナログ I F信号を周波数変換して R F信号を出力する周波数変換手段と、

前記抽出手段からの振幅信号を所定時間だけ遅延させて出力する遅延手段と、

を具備する変調回路。

( 7 ) 前記周波数変換手段は、

前記直交変調手段からの前記 I F信号を第 1 フィルタで帯域制限して第 1 分周器で分周し、第 2 局部発振周波数信号と R F信号とを乗算器で乗算し、前記乗算器出力を第 2 フィルタで帯域制限して第 2 分周器で分周し、更に位相比較器で前記第 1 分周器出力と前記第 2 分周器出力との位相差を検出し、この位相差に応じた信号を第 3 フイノレタで平滑化することで、前記 I F信号の周波数変換を実現して前記 R F信号を出力する位相同期変調ループフィルタを含む請求項 1 記載の変調回路。

( 8 ) 前記周波数変換手段は、

前記直交変調手段からの前記 I F信号を第 1 フィルタで帯域制限し、このフィルタ出力と第 2 局部発振周波数信号とを乗算器で乗算し、この乗算出力を第 2 フィルタで帯域制限することにより周波数変換して R F信号を出力する周波数変換器を含む請求項 1 記載の変調回路。

( 9 ) 請求項 1 記載の変調回路を含む携帯無線電話機。 ( 1 0 ) 搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調方法において、

変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出ェ程と、

前記抽出工程からの前記位相信号をアナログ変換してァナログ信号を出力するアナ口グ変換工程と、

第 1 の発振周波数信号を発生する第 1 の周波数信号発生工程と、

前記アナ口グ変換手段からのアナログ信号を前記 1 の周波数信号に基づき直交変調して I F信号を出力する直交変調工程と、

第 2 の発振周波数信号を発生する第 2 の周波数信号発生工程と、

前記直交変調工程からの前記 I F信号を前記第 2 の発振周波数信号に基づき周波数変換して R F信号を出力する周波数変換工程と、

前記抽出工程からの前記振幅信号を所定時間だけ遅延させて出力する遅延工程と、

前記遅延工程からの振幅信号に応じて、前記周波数変換工程からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する増幅ェ程と、

を具備する変調方法。

( 1 1 ) 前記増幅工程の後に、

当該変調方法による出力信号における電力の平均値を求め、この値に基づいて、前記増幅工程からの前記 R F信号の電力を増幅して前記出力信号を出力する電力増幅工程を更に具備する請求項 1 0 に記載の変調方法。

( 1 2 ) 前記遅延工程は、

前記抽出工程からの振幅信号を遅延させるべき遅延時間を設定する遅延時問設定工程と、

前記遅延時間設定工程により設定された前記遅延時間に応じて、前記抽出工程からの振幅信号を遅延させて出力する遅延工程と、

を含む請求項 1 0記載の変調方法。

( 1 3 ) 前記遅延時間設定工程は、

前記変調信号の信号形式と周波数帯と周辺温度との少なくともどれか一つに基づいて、前記抽出工程から受けた振幅信号を遅延させるべき遅延時間を設定する振幅信号遅延時間設定工程を含む請求項 1 2記載の変調方法。

( 1 4 ) 前記増幅工程の後に、

式又は変換テーブルを用いて前記出力工程の利得可変制御直線性を補正すべく前記遅延工程からの前記振幅信号を補正する補正工程を更に具備する請求項 1 0記載の変調方法。

( 1 5 ) 搬送波信号を変調信号を用いて変調し、被変調信号を得る変調回路において、

変調信号から位相信号と振幅信号とを抽出する抽出工程と、

前記抽出手段からの前記位相信号をデジタル的に直交変調して I F信号を出力する直交変調工程と、

前記直交変調手段からの前記 I F信号をアナログ変換してアナログ I F信号を出力するアナログ変換工程と、前記アナ口グ変換手段からの前記アナ口グ I F信号を周波数変換して R F信号を出力する周波数変換工程と、

前記抽出手段からの振幅信号を所定時問だけ遅延させて出力する遅延工程と、

前記遅延手段からの前記振幅信号に応じて、前記周波数変換手段からの前記 R F信号の振幅を可変して増幅する出力する増幅工程と、

を具備する変調方法。

( 1 6 ) 前記周波数変換工程は、

前記直交変調工程からの前記 I F信号を第 1 フィルタで帯域制限して第 1 分周器で分周し、第 2 局部発振周波数信号と R F信号とを乗算器で乗算し、前記乗算器出力を第 2 フィノレタで帯域制限して第 2 分周器で分周し、更に位相比較器で前記第 1 分周器出力と前記第 2 分周器出力との位相差を検出し、この位相差に応じた信号を第 3 フィルタで平滑化することで、前記 I F信号の周波数変換を実現して前記 R F信号を出力する位相同期変調ループ工程とを含む請求項 1 0 記載の変調方法。

( 1 7 ) 前記周波数変換工程は、

前記直交変調工程からの前記 I F信号を第 1 フィルタで帯域制限し、このフィルタ出力と第 2 局部発振周波数信号とを乗算器で乗算し、この乗算出力を第 2 フィルタで帯域制限することにより周波数変換して R F信号を出力する周波数帯域制限工程を含む請求項 1 0 記載の変調方法。