WO2007132916A1

WO2007132916A1 - 歪み制御装置及び方法

Info

Publication number: WO2007132916A1
Application number: PCT/JP2007/060123
Authority: WO
Inventors: Masaki Ichihara
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 2006-05-17
Filing date: 2007-05-17
Publication date: 2007-11-22
Also published as: US8995565B2; US20090202017A1; EP2019491A4; JPWO2007132916A1; EP2019491A1; CN101449469B; JP4811463B2; EP2019491B1; CN101449469A

Abstract

　本発明は、ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）から生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプ（２）で必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）の波形を分析して計算する波形分析手段（１３）と、推定値に基づいて、パワーアンプ（２）に入力される高周波電力の振幅及びパワーアンプ（２）の電源電力の少なくとも一方を制御する制御手段（１４）とを備える。このように、本発明では、ベースバンド信号の波形を分析してバックオフ値の推定値を計算するので、コードチャンネルの組み合わせ毎にバックオフ値を予め計算し、テーブルを作っておく必要がない。従って、本発明はコードチャンネル数が大幅に増加した場合にも適用でき、これらのコードチャンネルを多重化した信号による隣接チャンネル漏洩電力の増大を有効に防止することが可能になる。

Description

明細書

歪み制御装置及び方法

技術分野

[0001] 本願は、 2006年 5月 17日に出願された日本出願特願 2006— 137149号を基礎とする優先権を主張し、その日本出願の開示は参照によりすベてここに取り込まれる

[0002] 本発明は、歪み制御装置及び方法に関するものである。

背景技術

[0003] 図 9を参照し、一般的な W— CDMA方式の移動端末装置の送信側回路構成を説明する。ベースバンド信号は、直交変調における同相成分 (I信号とする）と直交成分 (Q信号とする）とからなり、デジタルベースバンドユニット 112で生成される。 I, Q信号は、波形整形のための RRC (Raised Root Cosine)ロールオフフィルタ 110, 111で帯域制限される。ここまではディジタル信号処理である。

[0004] その後、 I, Q信号はそれぞれ DZA変 l08, 109でアナログ信号に変換される。そして、周知の直交変調器 106において、これらアナログ信号によりローカル信号の直交変調が行われる。その結果生成される高周波信号は、可変利得アンプ (VGA ： Variable Gain Amp ) 105へ入力されて、デジタルベースバンドユニット 112により出力される利得制御信号、もしくはこの利得制御信号力 ¾ZA変翻107でアナログィ匕された信号に応じて、所定のレベルに増幅される。

[0005] 可変利得アンプ 5により増幅された高周波信号は、多くのスプリアス成分を含んでいる。バンドパスフィルタ（BPF) 104によりこれらスプリアス成分が除去された後、高周波信号はパワーアンプ（PA) 102で増幅されてアンテナ 101から送信される。なお、パワーアンプ 102は電源 103で駆動されている力図 9では電源 103の電圧は固定として示している。

[0006] 図 10に、現在商用化されている W— CDMA (R99 : Release 99と呼ぶ）移動端末装、てベースバンド信号を生成する回路の構成を示す。 DPCCHは制御チャンネルであり、 ± 1のノイナリ信号である。この信号に、乗算器 133で拡散コード Cc (これも ± 1のバイナリ信号)を乗じた後、乗算器 134で重み係数 iS cをかける。一方、 D PDCHはデータチャンネルであり、 DPCCHと同様に ± 1のバイナリ信号である。この信号に、乗算器 130で拡散コード Cd (これも ± 1のバイナリ信号)を乗じた後、乗算器 131で重み係数 |8 dをかける。

[0007] R99システムでは、ベースバンド信号は事実上この 2系統の信号だけで構成されており、これにスクランブラ 138でスクランブルコードが乗算された後、実数成分は I信号として、虚数成分は Q信号として、それぞれ出力される。なお、 132, 135は合成器を、 136は虚数を示す jを乗算する乗算器を、 137は実数成分と虚数成分とを加算する加算器を、それぞれ示している。

[0008] RRCロールオフフィルタ 110, 111を通った後のベースバンド信号のコンステレーシヨン (IQ平面上の軌跡）を図 11 Aに示す。この図における重み係数 j8値の比は、 β c =8/15, β ά = 15Ζ15である。コンステレーシヨン図中の白色点線の円は、信号振幅の RMS (root mean square)値を半径とする円である。黒色実線の円は、ピーク値を半径とする円である。 R99では、ベースバンドを構成するコードチャンネルの数力 DPCCHと DPDCHの 2つしかないために、ピーク値と RMS値の比（PAR: Peak Average Ratio)は小さぐ dBで表すと、せいぜい 3. 3dB程度である。

[0009] 次に、近々実用化が予想される HSDPA (High Speed Downlink Packet Access ) ( R5 : Release 5 )方式のベースバンド信号を生成する回路の構成を図 12に示す。図 1 2において、図 10と同等部分は同一符号で示す。この Release 5では、下りの高速データチャンネルに対する応答用のチャンネルとして、図 12に示すように、新しい制御チャンネルである HS (High Speed) DPCCHが追加されている。 HS— DPCCH信号は HSDPAの上り制御チャンネルであり、 ± 1のバイナリ信号である。この信号に、乗算器 139で拡散コード Chs (これも ± 1のバイナリー信号)を乗じた後、乗算器 140 で重み係数 j8 hsをかける。この HS— DPCCHの追加により、 PARは 5dB程度まで増加する。

[0010] 更に、将来採用が予定されている HSUPA (High Speed Uplink Packet Access ) ( R6:Release 6)では、コードチャンネルの数は、図 13のよう〖こ大幅〖こ増カロする。図 13 において図 12と同等部分は同一符号により示す。 DPDCHにカ卩えて、高速のデータチャンネル E— DPDCH1〜4が追加され、それぞれ固有の拡散コード Ced, 1-4で拡散され (乗算器 141, 143, 145, 147)、固有の重み係数 j8 ed,l-4で重み付けされる (乗算器 142, 144, 146, 148)。

[0011] 更に、これらの通信の制御をするための制御チャンネル E— DPCCHが追加になつており、この制御チャンネル E— DPCCHは固有の拡散コード Cecで拡散され (乗算器 149)、固有の重み係数 j8 ecで重み付けされる (乗算器 150)。重み係数の比が、 j8 c= j8 hs= j8 ec=8Zl5、 β ά =0、 j8 edl = j8 ed2 = 15/15, j8 ed3 = j8 ed4 = 11Z15の場合のコンステレーシヨンを、図 11Bに示す。 R99に比べると、ピーク値と RMS値の乖離が大きぐ PARは約 7dBになっている。すなわち、 R99に比べて PA Rが 4. 6dBも大きい。

[0012] 従って、 HSUPAは R99に比べて、同じアンプで増幅する場合、送信パワーを下げないと、振幅がピークのところで大きな歪みが発生するため、隣接チャンネル漏洩電力規格を満足できないことになる。隣接チャンネル漏洩電力規格を満足するために、どれだけ送信パワーを下げるべきかを dB値で表したものを、ノックオフと呼ぶ。現在、 R99が実用化されているため、 R99に比べてどれだけ送信パワーを下げれば、 R9 9と同じ隣接チャンネル漏洩電力になるかを示す dB値を R99に対するバックオフと呼ぶ。今後は、これを単にバックオフと呼ぶことにする。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0013] PAR値はノックオフを類推する指標ではある力必ずしも一致するわけではない。

ピーク値の確率分布によって、バックオフは変化するからである。バックオフ値は、ほぼ（重み係数）の組み合わせによって決まる。但し、 R99や HSDPでは、 j8の組合せの数はそう多くはないが、 HSUPAでは、コードチャンネル数が大幅に増加しているために、数百万通りの組み合わせがある。このすべてに対してバックオフ値を計算し、テーブルを作ることは不可能である。

[0014] 文献 1 (特開 2005— 252388)に開示の技術は、 3GPP (3rd Generation Partnersh ip Project)における HSDPA対応の技術である。この技術は、図 12に示したように、 3チャンネルまでしか考慮されておらず、し力も、単純にゲインファクタの比に基づいて最大送信パワーを複数段階に低減するようになってヽる。この場合におけるゲインファクタ力図 12における 13 d , β ο , β hsである。この技術は、これらの組み合わせに応じて、複数の低減量を定め、これにより送信パワーを下げて ACLR (Adjacent Ch annel Leakage Power Ratio)を改善するものであり、上記のゲインファクタの組み合わせに対応する低減量を定めたテーブルを用いる方式である。

[0015] よって、 HSUPAの場合には、上述したように、コードチャンネル数が大幅に増加しているために、数百万通りの組み合わせが必要であり、テーブルを作ることは不可能であるという問題がある。文献 2 (特開 2005— 318266)に開示の技術についても、同様であり、 HSUPAのようにコードチャンネル数が大幅に増加している場合には、不適でめ。。

[0016] 本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、 ACL Rを改善するための送信パワーの制御を、テーブルを用いることなく簡単に行い得るようにした歪み制御装置及び方法を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0017] 本発明による歪み制御装置は、ベースバンド信号力生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の波形を分析して計算する波形分析手段と、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御する制御手段とを備える。

[0018] 本発明による歪み制御方法は、ベースバンド信号力生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の波形を分析して計算するステップと、計算された推定値に基づ!、て、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御するステップとを備える。

発明の効果

[0019] 本発明では、ベースバンド信号の波形を分析してバックオフ値の推定値を計算するので、コードチャンネルの組み合わせ毎にバックオフ値を予め計算し、テーブルを作つておく必要がない。従って、本発明はコードチャンネル数が大幅に増加した場合にも適用でき、これらのコードチャンネルを多重化した信号による隣接チャンネル漏洩電力の増大を有効に防止することが可能になる。

図面の簡単な説明

[0020] [図 1]図 1は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。

[図 2]図 2は、図 1における波形分析部の構成例を示すブロック図である。

[図 3]図 3は、図 1における最大パワー低減回路の動作を説明するための図である。

[図 4]図 4は、本発明の他の実施例の構成を示すブロック図である。

[図 5]図 5は、図 1におけるデジタルベースバンドユニットの要部構成を示すブロック図である。

[図 6]図 6は、パワーアンプの電源制御を行なう送信機の一構成例を示すブロック図である。

[図 7]図 7は、図 6に示した送信機に本発明を適用した場合の本発明の別の実施例の構成を示すブロック図である。

[図 8]図 8は、図 7に示す実施例の効果を説明するための図である。

[図 9]図 9は、一般的な W— CDMA方式の移動端末装置の送信側回路の構成を示すブロック図である。

[図 10]図 10は、 W— CDMA (R99)方式の移動端末装置においてベースバンド信号を生成する回路のブロック図である。

[図 11A]図 11Aは、 W— CDMA (R99)方式のベースバンド信号の I, Q平面上の軌跡であるコンステレーシヨンを示す図である。

[図 11B]図 11Bは、 HSUPA (R6)方式のベースバンド信号の I, Q平面上の軌跡であるコンステレーシヨンを示す図である。

[図 12]図 12は、 HSDPA (R5)方式の移動端末装置にお、てベースバンド信号を生成する回路のブロック図である。

[図 13]図 13は、 HSUPA (R6)方式の移動端末装置にお、てベースバンド信号を生成する回路のブロック図である。

発明を実施するための最良の形態

[0021] まず、本発明の実施例の原理を説明する。上述したようなテーブルを使わない方法として、本発明の実施例では、 Cubic Metric (以下、単に CMと記す）という手法を用 V、る。この CM法による計算方法は下記のとおりである。

[0022] 送信波形 x(t)を、

x(t) =V (t) -cos{ ω ο -t+ (t) }

とする。 V (t)は振幅を、 φ (t)は位相を表す。 CMでは振幅のみを用いる。

[0023] まず、 RCM (Raw Cubic Metric)を定義する。

RCM = 20-log {rms[V³ (t) ] }

10 norm

ここで、 V (t)〖ま、

norm

V (t) = I V(t) I /rms[V(t) ]

norm

である。これ〖こより、 RCMは、次のようになる。

[0024] [数 1]

[0025] logの中の分子は、振幅の確率密度関数の 6次のモーメントであり、分母は平均電力（2次のモーメント）の 3乗である。従って、 RCMは振幅の確率密度関数さえ決まれば求まる変数である。 CMは、これより次のように求める。

CM= {RCM (Target) RCM (R99 ) } / κ

[0026] ここで、 RCM (Target)は、 CMを計算したいベースバンド構成の RCMであり、 RC M (R99 )は、 R99システムの RCMである。 RCM (R99 )は、ほぼ 1. 52という値になる。 κの値は、実験的に最適な値に決められる。例えば、ベースバンドの構成によつて、 κ = 1. 56と κ = 1. 88を切り替えるようにしてもよい。このようにして計算された C M値は、 R99に対するノックオフ値として非常に良い近似を示すので、本発明の実施例では、この値を用いて、ノックオフの制御を行い、歪みの低減を行う。

[0027] 以下、図面を参照しつつ、上述した CM法を用いた本発明の実施例について具体的に説明する。図 1に本発明の一実施例である W— CDMA方式の移動端末装置における送信機の構成を示している。この送信機は、アンテナ 1と、パワーアンプ (PA) 2と、電源 3と、バンドパスフィルタ (BPF) 4と、可変利得アンプ 5と、直交変調器 (周波数変換器） 6と、 DZA変換器 7, 8, 9と、 RRCロールオフフィルタ 10, 11と、デジタルベースバンドユニット 12と、波形分析部 13と、最大パワー低減回路 (最大パワーリデユーサ、利得制御手段） 14とを備えている。波形分析部 13と最大パワー低減回路 14 とにより、本実施例の特徴である歪み制御装置 60が構成される。

[0028] ベースバンド信号は、直交変調における同相成分 (I信号とする）と直交成分 (Q信号とする）と力なり、デジタルベースバンドユニット 12で生成される。 I, Q信号は、波形整形のための RRCロールオフフィルタ 10, 11で帯域制限される。ここまではデイジタル信号処理である。

[0029] その後、 I, Q信号はそれぞれ DZA変換器 8, 9でアナログ信号に変換される。そして、周知の直交変調器 6において、これらアナログ信号によりローカル信号の直交変調が行われる。その結果生成される高周波信号は、可変利得アンプ 5へ入力されて、デジタルベースバンドユニット 12から歪み制御装置 60及び DZA変換器 7を経由して可変利得アンプ 5へ与えられる利得制御信号に応じて、所定のレベルに増幅される。

[0030] 可変利得アンプ 5により増幅された高周波信号は、多くのスプリアス成分を含んでいる。バンドパスフィルタ 4によりこれらスプリアス成分が除去された後、高周波信号はパワーアンプ 2で所定の送信パワーに増幅されてアンテナ 1から送信される。パワーアンプ 2とアンテナ 1の間には、実際には、アイソレータやデュープレクサ、アンテナスイッチなどの回路が配置される力これらは本実施例とは直接関わりがないので、図 1では省略している。なお、パワーアンプ 2は、電源 3で駆動されている力図 1では電源 3の電圧は固定として示している。

[0031] 歪み制御装置 60について更に説明する。上述したように歪み制御装置 60は、波形分析部 13と最大パワー低減回路 14を備えている。波形分析部 13は、 RRCロールオフフィルタ 10, 11から出力される I, Qベースバンド信号を入力として波形分析し、その結果として R99に対する所要バックオフの推定値を算出し出力するものである。算出の方法としては、この例では、 CM法を用いており、その具体的実現方法について図 2を用いて説明する。

[0032] 図 2の左側から入力された I, Q信号をそれぞれ二乗回路（Square) 20, 21で二乗し、これら二信号 (f, Q²)を加算器 (Add ) ²²で加算し、振幅の二乗である V² (f + Q²) を求める。この値を、平均回路（Mean) 23で、例えば W— CDMAの 1スロット分平均し、三乗回路 (Cube) 25で三乗する。その結果が、 E [V²] ³である。この値は、振幅の確率密度関数の 2次のモーメントの三乗である。ここで、 E [x]は Xの期待値を表すものである。

[0033] 一方、 V²を先に三乗回路 24で三乗し、平均回路 26で、例えば W— CDMAの 1スロット分平均する。その結果は、 E [V⁶]となる。この値は、振幅の確率密度関数の 6次のモーメントである。除算器 (C=A/B) ²⁷において、上記の E [V⁶]を E [V²] ³で割る。得られた値ま

C = E [V⁶] /E [V²] ³

となる。

[0034] 推定値計算部 28において、 Cの値の電力の dB値を求め、 R99の場合の同様の値

(オフセット値) refを減じて、所定の定数 κで割った値をバックオフの推定値 (dB)として出力する。実際には、この結果を 0. 5dB単位に切り上げた後、 1を引いた値を M PR (Maximum Power Reduction M直として用いる。 1を引いた結果が負になる場合は OdBとする。なお、 refは上述した RCM (R99 ) = 1. 52〖こ相当する。

[0035] 最大パワー低減回路 14は、波形分析部 13から出力されるノックオフ値若しくは、 MPR値を入力し、図 3に示すように、デジタルベースバンドユニット 12から出力される利得制御信号の値力最大値力 MPR値を引、た値を超えな、ように制限した結果を、実際の利得制御信号として出力する。図 3では、 A1 が波形分析部 13に入力 max

される利得制御信号の最大値 (最大利得)、 A2 が波形分析部 13から出力される利 max

得制御信号の最大値 (減少最大利得)、 Rが波形分析部 13で引き下げられる最大幅 (利得減少最大幅）をそれぞれ表している。なお、別の方法として、単純に利得制御信号を MPR値だけ引き下げるようにしてもょ、。

[0036] このようにすることにより、可変利得アンプ 5の利得力最大値より MPR値だけ低ヽ値以下に制限されることになる。この機能によって、パワーアンプ 2の出力が、最大出力より、 MPR値分だけ少ない値に制限されるので、パワーアンプによる送信パワーの歪みを原因とした、多数のコードチャンネルを多重化した信号による隣接チャンネル漏洩電力の増大が防止できることになる。

[0037] 次に、本発明の実施例について説明する。図 4に本発明の他の実施例である W— CDMA方式の移動端末装置における送信機の構成を示している。この図において、図 1と同等部分は同一符号にて示す。本実施例の送信機は、最大パワー低減回路 14を有しない代わりに、図 5に示すように、デジタルベースバンドユニット 12aの内部に、 I, Q信号の振幅を制御する機能を有するベースバンド信号生成部（レベル制御手段） 18を備えている。本実施例では、波形分析部 13とベースバンド信号生成部 18 とにより、歪み制御装置が構成される。

[0038] 波形分析部 13の出力する MPR値は、ベースバンド信号生成部 18に入力される。

ベースバンド信号生成部 18は、 I, Q信号を本来出力される予定のレベルより下記レベルだけ減衰させて出力する。

減衰量 = MAX{出力予定レベル（最大レベル MPR) , 0) } dB

但し、 MAX{A, B}は A, Bのうち大きい方を出力する関数とする。また、減衰量を、単純に、減衰量 = MPRとすることも可能である。

[0039] これによつて、図 1に示した実施例と同等の効果を得られる。本実施例のメリットは、パワーアンプ 2だけでなぐ可変利得アンプ 5による送信パワーの歪みにも対応できる点である。なお、図 1における最大パワー低減回路 14と図 5におけるベースバンド信号生成部 18とは、パワーアンプ 2に入力される高周波電力の振幅を減衰させる制御を行う点で共通している。

[0040] 以上の 2つの実施例では、ベースバンドの波形を分析してバックオフ値、若しくは、 MPR値を計算し、送信パワーをその値に見合う分だけ引き下げることにより、歪みによる隣接チャンネル漏洩電力を防止するものである。従って、送信パワーは必ず小さくなる。この場合、基地局がサービスするセルの半径が小さくなることになる。

[0041] 例えば、 ldBパワーが減った場合、自由空間伝播を前提にすれば、セルの半径は 0. 89倍になる。面積で言えば、 0. 79倍、すなわち約 20%の減少になる。従って、最大送信パワーが ldB下がることは、セルの面積 20%減少を意味し、逆に 20%余分に基地局を設置する必要が生じる。オペレータは余分な支出が必要になり、結局その分は利用者の通話料金に跳ね返ることになる。故に、できれば送信パワーを下げずに歪み制御を行うことが望ま、。

[0042] 図 6に、パワーアンプの電源制御を行なう送信機の一構成例を示す。この図において、図 1と同等部分は同一符号にて示す。電源を可変電圧電源 3aとする。デジタルベースバンドユニット 12bが送信パワー（dB)に応じた制御信号を出力し、電源制御部 15で、制御信号を電源の制御特性に合った信号に変換し、 DZA変換器 16で制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。このようにして得られた制御信号で可変電圧電源 3aの電圧を制御する。この制御の目的は、本来は、送信パワーを歪みなく出せる必要最低限の電源電圧をパワーアンプ 2に供給することであり、これによってパワーアンプ 2の消費電力を減らすことである。この手法を用いれば、特に低パワー出力時に電流を大きく減らすことができる。

[0043] 図 7に、この図 6の送信機を基にした、歪み制御機能を有する送信機の構成を示す。図 7において、図 1と図 6と同等部分は同一符号により示している。本実施例では、波形分析部 13と加算器 17と電源制御部 15とにより、歪み制御装置 61が構成される。デジタルベースバンドユニット 12が出力する送信パワー（dB)に応じた制御信号に、波形分析部 13が出力するノックオフ値若しくは MPR値を加算器 17で加算し、得られた加算信号を用ヽて電源制御部 15により可変電圧電源 3aを制御するようになつている。

[0044] 図 8は本実施例による効果を示す図である。図 8の横軸はデジタルベースバンドュニット 12bが出力する送信パワー (dB)を表し、縦軸は制御された電源電圧を示す。実線が通常の場合である。波形分析部 13が出力するノックオフ値若しくは MPR値を加算した場合は、点線で示すような制御になる。このようにして、矢印で示す必要なバックオフ分だけパワーアンプ 2の電源電圧を高めにすることが可能である。これによって、パワーアンプ 2に流す電流を増やし、送信パワーの歪みを低減し、結果として隣接チャンネル漏洩電力を下げることができる。

[0045] 本実施例の問題は、電流が増えるということだ力前の 2つの実施例とは異なりパヮ一が減らないので、セルの面積が減るデメリットはない。また、可変電圧電源 3aとして、電圧の昇降圧が可能な DCZDCコンバータが市販されているので、これを利用することが可能である。 [0046] 以上で述べた 3つ実施例は単独で実施することも可能だが、組み合わせて実施することもできる。すなわち、図 1に示した実施例と図 7に示した実施例との組み合わせや、図 4に示した実施例と図 7に示した実施例との組み合わせが可能である。例えば、 MPR値力 ldB若しくは 0. 5dB単位で離散的に厳密に定められて義務付けられている場合には、その離散値を用いて、図 1や図 4の方法で送信パワーを減らし、不足する端数部分を図 7の方法で補うことができる。

[0047] なお、上述した実施例は、ベースバンド信号を構成する複数のコードチャンネルの重み付け相対値 ι8の組み合わせから、ノックオフ値の推定値を計算する機能を更に備えていてもよい。

Claims

請求の範囲

[1] ベースバンド信号力生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパヮ一アンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の波形を分析して計算する波形分析手段と、

前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御する制御手段と

を備えることを特徴とする歪み制御装置。

[2] 前記制御手段は、高周波信号を増幅して前記パワーアンプへ出力する可変利得アンプの利得を制御する制御信号を、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて生成する利得制御手段を備えることを特徴とする請求項 1記載の歪み制御装置。

[3] 前記制御手段は、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、ベースバンド信号の振幅を減衰させるレベル制御手段を備えることを特徴とする請求項 1記載の歪み制御装置。

[4] 前記制御手段は、前記波形分析手段により計算された推定値に基づ！ヽて、前記パヮーアンプの電源電圧を制御する電源制御手段を備えることを特徴とする請求項 1 記載の歪み制御装置。

[5] 前記波形分析手段は、 CM (Cubic Metric)法を用いて推定値を計算することを特徴とする請求項 1記載の歪み制御装置。

[6] 前記波形分析手段は、ベースバンド信号の振幅データから振幅の確率密度関数にかかわる変数を求め、この変数からバックオフ値の推定値を計算し出力することを特徴とする請求項 1記載の歪み制御装置。

[7] 前記波形分析手段は、確率密度関数の 6次のモーメントを、確率密度関数の 2次のモーメントの三乗で割った値を電力の dB値で表したものを変数として求め、この変数の値力も所定のオフセット値を引いた後、所定の定数で割ったものを推定値として出力することを特徴とする請求項 6記載の歪み制御装置。

[8] ベースバンド信号を構成する複数のコードチャンネルの重み付け相対値の組み合わせ力、バックオフ値の推定値を計算することを特徴とする請求項 1記載の歪み制御装置。

[9] ベースバンド信号力生成された高周波信号を前記パワーアンプで所定の送信パヮ一に増幅して送信する送信機に用いられることを特徴とする請求項 1記載の歪み制御装置。

[10] ベースバンド信号を変換して高周波信号を生成する周波数変換器と、

前記周波数変換器から出力された高周波信号を増幅する可変利得アンプと、前記可変利得アンプから出力された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプと、

前記パワーアンプから出力された高周波信号を送信するアンテナと、

前記パワーアンプにおける送信パワーの歪みを制御する歪み制御装置とを備え、前記歪み制御装置は、

ベースバンド信号の波形を分析して前記パワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を計算する波形分析手段と、

を備えることを特徴とする送信機。

[11] ベースバンド信号力生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパヮ一アンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の波形を分析して計算するステップと、

計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御するステップと

を備えることを特徴とする歪み制御方法。

[12] 制御するステップは、高周波信号を増幅して前記パワーアンプへ出力する可変利得アンプの利得を制御する制御信号を、計算された推定値に基づ!/ヽて生成するステップを備えることを特徴とする請求項 11記載の歪み制御方法。

[13] 制御するステップは、計算された推定値に基づ、て、ベースバンド信号の振幅を減衰させるステップを備えることを特徴とする請求項 11記載の歪み制御方法。

[14] 制御するステップは、計算された推定値に基づ、て、前記パワーアンプの電源電圧を制御するステップを備えることを特徴とする請求項 11記載の歪み制御方法。

[15] 計算するステップは、 CM (Cubic Metric)法を用いて推定値を計算するステップを備えることを特徴とする請求項 11記載の歪み制御方法。

[16] 計算するステップは、

ベースバンド信号の振幅データ力振幅の確率密度関数にかかわる変数を求めるステップと、

求められた変数からバックオフ値の推定値を計算し出力するステップとを備えることを特徴とする請求項 11記載の歪み制御方法。

[17] 求めるステップは、確率密度関数の 6次のモーメントを、確率密度関数の 2次のモ一メントの三乗で割った値を電力の dB値で表したものを変数として求めるステップを備え、

出力するステップは、変数の値力も所定のオフセット値を引いた後、所定の定数で割ったものを推定値として出力するステップを備えることを特徴とする請求項 16記載の歪み制御方法。

[18] ベースバンド信号を構成する複数のコードチャンネルの重み付け相対値の組み合わせ力も、バックオフ値の推定値を計算するステップを更に備えることを特徴とする請求項 11記載の歪み制御方法。