WO2000030252A1 - Filtre d'ondes acoustiques de surface - Google Patents

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WO2000030252A1
WO2000030252A1 PCT/JP1999/006272 JP9906272W WO0030252A1 WO 2000030252 A1 WO2000030252 A1 WO 2000030252A1 JP 9906272 W JP9906272 W JP 9906272W WO 0030252 A1 WO0030252 A1 WO 0030252A1
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WO
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resonator
output terminal
surface acoustic
acoustic wave
input terminal
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PCT/JP1999/006272
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yuki Sato
Toru Sakuragawa
Kozo Murakami
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Publication date
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to a surface acoustic wave filter used for a mobile communication device such as a mobile phone.
  • Figure 1 shows the circuit configuration of a conventional surface acoustic wave filter.
  • 101, 102, 103 are surface acoustic wave resonance elements formed on a piezoelectric substrate, and 104 and 105 are input terminals and output terminals, respectively.
  • a band elimination filter is configured using a three-element resonator.
  • Fig. 10 When the conventional circuit configuration shown in Fig. 10 is used to form a three-element band-elimination filter using LiTa03 (lithium tantalate) as the piezoelectric substrate, the characteristics are shown in Fig. 11. Characteristics.
  • the equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator is shown in Fig.12.
  • 111 is a parallel capacitance C O
  • 112 is a series equivalent inductor L 1
  • 113 is a series equivalent capacitor C l
  • 114 is an equivalent resistance R 1.
  • An object of the present invention is to realize a surface acoustic wave filter in which attenuation characteristics and transmission characteristics can be arbitrarily set.
  • a surface acoustic wave filter comprises at least two resonators having comb-shaped interdigital electrodes facing each other on the same piezoelectric substrate and having an input terminal and an output terminal.
  • a transmission line is connected between the output terminal of the resonator and the input terminal of the second resonator, which is equivalent to rotate the phase at an arbitrary angle in the range of 5 ° to 175 ° at the series resonance frequency of the resonator. It has the following configuration.
  • a band rejection filter or a band-pass filter whose attenuation characteristics and pass characteristics can be arbitrarily set can be configured.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing electrical characteristics of the filter.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing electrical characteristics of the filter.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 3 of the present invention.
  • Figure 6 shows the electrical characteristics of the filter.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing electrical characteristics of the filter.
  • FIG. 9 is an exploded view of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a conventional surface acoustic wave filter.
  • Fig. 11 shows the electrical characteristics of the conventional filter.
  • Fig. 12 is an equivalent circuit diagram of the conventional filter.
  • the surface acoustic wave filter of the present invention comprises at least two resonators having comb-shaped interdigital electrodes opposed to each other on the same piezoelectric substrate and having an input terminal and an output terminal, and an output terminal of the first resonator. And a transmission line equivalent to rotate the phase at an arbitrary angle within a range of 5 ° to 1 ⁇ 5 ° at the series resonance frequency of the resonator, between the input terminal of the second resonator and the input terminal of the second resonator.
  • a band elimination filter having relatively arbitrary attenuation and pass characteristics can be configured.
  • At least two resonators having comb-shaped interdigital electrodes facing each other on the same piezoelectric substrate and having an input terminal and an output terminal are provided, and each output terminal of the resonator is grounded;
  • a transmission line equivalent to rotate at an arbitrary angle in the parallel resonance frequency of the resonator in the range of 5 ° to 175 ° is connected between the input terminals of the resonator. This makes it possible to construct a band rejection filter having excellent attenuation and pass characteristics.
  • a comb-shaped interdigital transducer is disposed opposite to the input terminal, an input terminal of the second resonator having an output terminal is connected to the input terminal, and a comb-shaped interdigital transducer is disposed opposite to the piezoelectric substrate.
  • An output terminal of a third resonator having an input terminal and an output terminal, and an input terminal of a fourth resonator having an input terminal and an output terminal.
  • a series resonance frequency of the first or third resonator is provided between a connection point between the first resonator and the second resonator and a connection point between the third resonator and the fourth resonator.
  • a transmission line equivalent to rotate by an arbitrary angle in the range of 5 degrees to 175 degrees is connected.
  • Bandpass filter with relatively arbitrary attenuation and transmission characteristics It is possible to configure the data.
  • a comb-shaped interdigital transducer is provided facing the same piezoelectric substrate, and an output terminal of the first resonator having an input terminal and an output terminal is disposed opposite to the comb-shaped interdigital transducer formed on the piezoelectric substrate.
  • An input terminal of a second resonator having an input terminal and an output terminal is connected, and furthermore, a comb-shaped interdigital transducer is provided on the piezoelectric substrate to face the output of a third resonator having an input terminal and an output terminal.
  • a first resonator and an input terminal of a fourth resonator having an input terminal and an output terminal connected to each other with a comb-shaped interdigital electrode formed on the piezoelectric substrate facing the first resonator and the second resonator; Between the connection point of the resonator and the input terminal of the third resonator at the series resonance frequency of the first or third resonator or at the parallel resonance frequency of the second or fourth resonator. Is any angle between 5 degrees and 1 75 degrees A transmission line equivalent to one rotation is connected, so that a band-pass filter having relatively arbitrary attenuation and transmission characteristics can be configured.
  • the transmission line is shunted to a capacitor or a series. It is characterized by being realized by a ⁇ -type or ⁇ -type circuit to which an inductor is connected, and as a result, a filter capable of removing an unnecessary signal at a frequency higher than about twice the frequency of the pass band is realized. it can.
  • the transmission line is realized by a ⁇ -type or ⁇ -type circuit in which an inductor is connected to a shunt and a capacitor is connected to a series, whereby the frequency is about half of the pass band frequency.
  • a filter capable of removing unnecessary frequencies in the following low frequencies can be provided.
  • some of the transmission lines are equivalently configured by connecting a capacitor and a inductor to a shunt in a ⁇ -type or ⁇ -type, and the other transmission line is a ⁇ -type.
  • it is characterized by a structure in which an inductor is connected to a shunt, and a capacitor is connected to a series in a ⁇ -shape.
  • the filter can remove unnecessary signals included in the low frequency.
  • a capacitor constituting the transmission line when connected to the shunt, a configuration in which an inductor is connected in series with the capacitor so that the combined impedance is equal in the pass band, or a configuration in which the transmission line is formed
  • an inductor is connected in parallel with the capacitor so that the combined admittance is equal in the pass band, or an inductor forming the transmission line is connected to the shunt.
  • a capacitor is connected in series with the inductor so that the combined impedance is equal in the pass band, or when the inductor forming the transmission line is connected to the series, In the band And a capacitor connected in parallel with the inductor so that the impedances become equal, whereby a new attenuation pole can be provided outside the band, and unnecessary signals can be provided.
  • a filter that can remove components more efficiently can be obtained.
  • the transmission line is formed in a dielectric laminate having a relative dielectric constant of 10 or less, and the laminate is used as a part of a hermetic sealing material of the piezoelectric substrate. This makes it possible to obtain a smaller and less costly surface acoustic wave filter.
  • the transmission line is formed by printing silver or copper paste as a main material, thereby obtaining a low-loss surface acoustic wave filter.
  • FIG. 1 and 2 are a circuit diagram and a characteristic diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 11, 12 and 13 are surface acoustic wave resonators formed on the same piezoelectric substrate
  • 14a and 15a are transmission lines
  • 16 and 17 are input terminals and output terminals. is there.
  • lithium tantalate is used as the piezoelectric substrate.
  • the surface acoustic wave resonator 11 is series-resonant and has 0 ohm, and the connection point between the surface acoustic wave resonator 11 and the transmission line 14a is grounded. It is in a state where it is. If the electrical length of the transmission line 14a is 90 degrees, the impedance seen from the opposite side of the transmission line 14a (the side connected to the surface acoustic wave resonator 12) is open. .
  • the surface acoustic wave resonator 12 has almost the same frequency setting, so the connection point between the surface acoustic wave resonator 12 and the transmission line 14a is also short-circuited. It is. Therefore, at the connection point between the transmission line 14a and the surface acoustic wave resonator 12, the impedances on both sides are significantly different. Normally, in a high-frequency circuit, the matching condition is satisfied when the impedance when viewing both sides from a certain point has a complex conjugate relationship, but the further away from this relationship, the larger the attenuation characteristics due to mismatch in the pass characteristics. can do. Therefore, the same effect can be expected by connecting a transmission line between surface acoustic wave resonators.
  • the filter characteristic is 2nd. As shown in the figure, good characteristics are obtained with a loss in the pass band of 1.9 dB and an attenuation of 33 dB.
  • a feature of the present invention is that transmission lines 14a and 15a are combined with surface acoustic wave resonators 11, 12, and 13, and these transmission lines operate as impedance conversion elements. Therefore, a good filter characteristic can be obtained by optimizing the characteristic impedance and the electrical length.
  • This embodiment shows a combination as an example.
  • the electrical length of the transmission line is remarkably exhibited as an impedance conversion element because the line length is 5 to 175 degrees as the electrical phase, and is completely zero at 0 and 180 degrees. Does not operate as an impedance conversion element. (Example 2)
  • FIGS. 3 and 4 are a circuit diagram and a characteristic diagram of the surface acoustic wave filter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • reference numerals 31 to 35 denote circuit elements which function electrically equivalent to the transmission lines 14a and 15a shown in FIG. 1.
  • a capacitor is used for the shunt and an inductor is used for the series.
  • a connected ⁇ -type low-pass circuit configuration is formed.
  • the filter characteristics of this circuit are as shown in Fig. 4.A good characteristic almost equal to the characteristic of Example 1 is obtained near the passband, and at high frequencies, it is more than 40 d ⁇ . Large attenuation is obtained.
  • the reason for this is that, in the present invention, the transmission line is finally equivalently converted by the five lumped elements, and the lumped elements act as attenuation characteristics at higher harmonics due to the impedance frequency characteristics.
  • 5 and 6 are a circuit diagram and a characteristic diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 3 of the present invention.
  • 51, 52, and 53 are surface acoustic wave resonators formed on the same piezoelectric substrate
  • 54 and 55 are transmission lines
  • 16 and 17 are input terminals and output terminals.
  • the piezoelectric substrate And uses a lithium tantalum.
  • the filter characteristics are As shown in Fig. 6, good characteristics with a passband loss of 2.7 dB and an attenuation of 38 dB are obtained.
  • a feature of the present invention is that transmission lines 54 and 55 are combined with surface acoustic wave resonators 51, 52 and 53.Since these transmission lines operate as an impedance conversion element, By optimizing the characteristic impedance and the electrical length, a good filter characteristic can be obtained.
  • This embodiment shows a combination as an example. Note that the electrical length of the transmission line has a remarkable effect as an impedance conversion element when the line length is 5 to 175 degrees as the electrical phase, and at 0 and 180 degrees, Does not operate as a impedance conversion element.
  • This embodiment is designed to match the series resonance point of the surface acoustic wave resonator to the pass band, and to match the parallel surface acoustic wave resonator to the large attenuation region. Since the resonance point has a lower frequency than the parallel resonance point, unlike the case of the first embodiment, it is effective when a characteristic that mainly attenuates the upper side of the pass band is required.
  • FIG. 7 and 8 are a circuit diagram and a characteristic diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 4 of the present invention.
  • 71 to 76 are surface acoustic wave resonators configured on the same piezoelectric substrate
  • 77 and 78 are transmission lines
  • 16 and 17 are input terminals and output terminals.
  • the piezoelectric substrate is Titanium tantalate is used.
  • the filter characteristics are As shown in Fig. 8, good band-pass characteristics with a loss in the pass band of 2.7 dB and an attenuation of 35 dB are obtained.
  • a feature of the present invention is that transmission lines 77 and 78 are combined with surface acoustic wave resonators 1 to 76, and since these transmission lines operate as impedance conversion elements, their characteristic impedance is reduced. By optimizing the dance and the electrical length, good filter characteristics can be obtained.
  • This embodiment shows a combination as an example. The electrical length of the transmission line is remarkably exhibited as an impedance conversion element when the line length is 5 to 175 degrees as the electrical phase, and 0 and 180 It does not operate as an impedance conversion element at all.
  • the ladder-type resonator group for example, the surface acoustic wave resonators 71 and 72 is designed as a unit, and the attenuation below the pass band is set.
  • the characteristics are designed so that the characteristics are obtained by surface acoustic wave resonators 71, 73 and 75, and the attenuation characteristics above the pass band are obtained by surface acoustic wave resonators 72, 74 and 76.
  • the transmission lines 77 and 78 shown in FIG. 7 are ⁇ -type or ⁇ -type low-pass type or high-pass type using capacitors and inductors, as described in the first and second embodiments.
  • the same effect can be obtained by using the equivalent circuit described above. In that case, it is possible to obtain an attenuation characteristic at a frequency relatively far from the pass characteristic.
  • one of the transmission lines is a high-pass type, and the other is a low-pass type. Therefore, it is possible to obtain a characteristic obtained by fusing a band-pass filter having a broad characteristic, and it is possible to more efficiently remove unnecessary signal components far from the band. In other words, it is possible to obtain attenuation at a frequency that cannot be attenuated only by the characteristics of the surface acoustic wave resonator.Conventionally, it has been necessary to prepare a special filter in some cases in the past. Eliminate the need.
  • FIG. 9 is an exploded configuration diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 5 of the present invention.
  • 91, 92, and 93 are laminated sheets of dielectric material
  • 94 is a piezoelectric substrate
  • 95a and 95b are transmission lines printed on the laminated body 92
  • 97 is a cap provided to cover the piezoelectric substrate 94.
  • the present embodiment is a circuit implementation of the one shown in FIG. 1, and includes a surface acoustic wave resonator formed on a piezoelectric substrate 94 and transmission lines 95a and 95b. Are connected by via holes 99.
  • the characteristic impedance and the transmission line length of the transmission lines 95a and 95b are the line width and the distance between the upper and lower duland electrodes, that is, the thickness of the dielectric sheets 91 and 92 and the physical printing length. This achieves the design value.
  • by providing a shield electrode at the lower part it is better to stabilize the characteristic impedance and to provide this shield electrode in order to avoid the influence of the pattern of the outside, for example, the mother board.
  • a smaller and more reliable surface acoustic wave filter can be obtained by laminating the dielectric sheets.
  • a filter of about several millimeters is assumed. Therefore, assuming a stripline transmission line with a laminate structure with a thickness of about 1 mm and a line width of about 0.1 mm, when the characteristic impedance of the transmission line is around 50 ⁇
  • the relative permittivity of the material used for lamination is preferably about 10 or less.
  • a low-loss filter can be obtained by using silver, copper, or a metal material having a high content thereof as a material constituting the transmission line.
  • the attenuation of the attenuation region can be increased with a small number of stages by combining the transmission line serving as the impedance conversion element or the lumped constant circuit obtained by equivalently converting the transmission line and the surface acoustic wave resonator. Therefore, a band rejection or band-pass filter having large attenuation characteristics and low-loss transmission characteristics can be configured.

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Description

明 細 書 弾性表面波フィルタ 技術分野
本発明は、 携帯電話などの移動体通信機器に用いられる弾性表面波フ ィルタに関するものである。 背景技術
図 1 ◦に従来の弾性表面波フィルタの回路構成を示す。 図 1 0におい て、 1 0 1， 1 0 2, 1 0 3は圧電基板上に構成された弾性表面波共振 素子であり、 1 04および 1 0 5はそれぞれ入力端子および出力端子で ある。 ここでは、 3素子の共振器を用いて帯域除去フィルタを構成して いる。
図 1 0に示す従来の回路構成を用いて、 圧電基板と して L i T a 03 (リチウムタンタレート） を用い 3素子の帯域除去フィルタを構成した 場合、 その特性は図 1 1に示した特性となる。 また、 弾性表面波共振素 子の等価回路は図 1 2に示されたものとなる。 なお、 図中の 1 1 1は並 列容量 C O、 1 1 2は直列等価インダクタ L 1、 1 1 3は直列等価コン デンサ C l、 1 1 4は等価抵抗 R 1である。
しかしながら上記の構成では、 圧電基板の材料特性により図 1 2に示 す回路において容量比 η = C 0ZC 1なる物理定数が決定されてしまう t
(L i T a 03 であれば η =約 1 3 ) そのとき、 弾性表面波共振素子の 直列共振周波数 Fsおよび並列共振周波数 Fpは、
Fs= 1 ( 2 π (L 1 * C 1 ) 0. 5) F p = 1 ( 2 π (L 1 * C 1 *C2/ (C 1 + C 2)) 0. 5) となる。 従って、 ここで、 。 1 と。 2の間には、 容量比 ηで決まる関係 があるため、 電気的な特性と して弾性表面波共振素子の直列共振周波数 と並列共振周波数の周波数間隔が任意に設定できず、 その結果、 フィル タ特性で重要な減衰特性ならびに通過特性にも、 図 1 1に示すように限 界を有していた。 発明の開示
本発明は、 任意に减衰特性および通過特性が設定可能な弾性表面波フ ィルタを実現することを目的とする。
この目的を達成するために本発明の弾性表面波フィルタは、 同一圧電 基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する 共振器を少なく とも二つ具備し、 第 1の共振器の出力端子と第 2の共振 器の入力端子の間に前記共振器の直列共振周波数において位相が 5度か ら 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続した構 成を有するものである。
これにより、 任意に減衰特性および通過特性が設定可能な帯域阻止フ ィルタもしくは帯域通過フィルタを構成することができるものである。 図面の簡単な説明
第 1図は本発明の実施例 1における弾性表面波フィルタの回路図 第 2図は同フィルタの電気的特性を示す図
第 3図は本発明の実施例 2における弾性表面波フィルタの回路図 第 4図は同フィルタの電気的特性を示す図
第 5図は本発明の実施例 3における弾性表面波フィルタの回路図 第 6図は同フィルタの電気的特性を示す図
第 7図は本発明の実施例 4における弾性表面波フィルタの回路図 第 8図は同フィルタの電気的特性を示す図
第 9図は本発明の実施例 5における弾性表面波フィルタの分解構成図 第 1 0図は従来の弾性表面波フィルタの回路図
第 1 1図は同従来フィルタの電気的特性を示す図
第 1 2図は同従来フィルタの等価回路図 発明を実施するための最良の形態
本発明の弾性表面波フィルタは、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電 極を対向設置し入力端子と出力端子を有する共振器を少なく とも二つ具 備し、 第 1の共振器の出力端子と第 2の共振器の入力端子の間に前記共 振器の直列共振周波数において位相が 5度から 1 Ί 5度の範囲で任意の 角度回転するに等価な伝送線路を接続したものであり、 これにより、 比 較的任意な減衰および通過特性を有する帯域除去フィルタを構成するこ とができる。
また望ましくは、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し 入力端子と出力端子を有する共振器を少なく とも二つ具備し、 前記共振 器の各出力端子を接地し、 且つ前記共振器の入力端子間に前記共振器の 並列共振周波数において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回 転するに等価な伝送線路を接続したものであり、 これにより、 比較的任 意な減衰および通過特性を有する帯域除去フィルタを構成することがで さる。
また望ましくは、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し 入力端子と出力端子を有する第 1の共振器の出力端子と、 前記圧電基板 上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有 する第 2の共振器の入力端子を接続し、 さらに前記圧電基板上に櫛形の すだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 3の共振器の 出力端子と、 前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置 し入力端子と出力端子を有する第 4の共振器の入力端子を接続し、 前記 第 1の共振器と前記第 2の共振器の接続点と前記第 3の共振器と前記第 4の共振器の接続点との間に前記第 1 もしくは第 3の共振器の直列共振 周波数もしくは前記第 2もしくは前記第 4の共振器の並列共振周波数に おいて位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝 送線路を接続したものであり、 これにより、 比較的任意な減衰および通 過特性を有する帯域通過フィルタを構成することができる。
また望ましくは、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し 入力端子と出力端子を有する第 1の共振器の出力端子と、 前記圧電基板 上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有 する第 2の共振器の入力端子を接続し、 さらに前記圧電基板上に櫛形の すだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 3の共振器の 出力端子と、 前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置 し入力端子と出力端子を有する第 4の共振器の入力端子を接続し、 前記 第 1の共振器と前記第 2の共振器の接続点と前記第 3の共振器の入力端 子との間に前記第 1 もしくは第 3の共振器の直列共振周波数もしくは前 記第 2もしくは前記第 4の共振器の並列共振周波数において位相が 5度 から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続した ものであり、 これにより、 比較的任意な減衰および通過特性を有する帯 域通過フィルタを構成することができる。
また望ましくは、 前記伝送線路をシャントにコンデンサ、 シリーズに ィンダクタを接続した π型もしくは Τ型の回路で実現したことを特徴と するものであり、 これにより、 通過帯域の周波数の 2倍程度以上の高い 周波数での不要信号を除去できるフィルタとすることができる。
また望ましくは、 前記伝送線路をシャントにインダクタ、 シリーズに コンデンサを接続した π型もしくは Τ型回路で実現したことを特徴とす るものであり、 これにより、 通過帯域の周波数の 2分の 1程度以下の低 い周波数において不要な周波数を除去できるフィルタとすることができ る。
また望ましくは、 上記回路を複数直列に接続した回路において、 一部 の伝送線路を π型もしくは Τ型にシャントにコンデンサ、 シリーズにィ ンダクタを接続して等価構成し、 他の伝送線路を π型もしくは Τ型にシ ヤントにィンダクタ、 シリーズにコンデンサを接続して構成したことを 特徴とするものであり、 これにより、 通過帯域の周波数の 2倍程度以上 の高い周波数および 2分の 1程度以下の低い周波数に含まれる不要な信 号をともに除去できるフィルタとすることができる。
また望ましくは、 伝送線路を構成するコンデンサがシャントに接続さ れている場合には通過帯域においてその合成インピーダンスが等しくな るように前記コンデンサと直列にインダクタを接続した構成、もしくは、 伝送線路を構成するコンデンサがシリーズに接続されているときには通 過帯域においてその合成ァ ドミ ッタンスが等しくなるように前記コンデ ンサと並列にインダクタを接続した構成、 もしくは、 伝送線路を構成す るインダクタがシャントに接続されている場合には通過帯域においてそ の合成ィンピーダンスが等しくなるように前記インダクタと直列にコン デンサを接続した構成、 もしくは、 伝送線路を構成するインダクタがシ リーズに接続されている場合には通過帯域においてその合成ァドミ ッタ ンスが等しくなるように前記インダクタと並列にコンデンサを接続した 構成のいずれかを具備したことを特徴とするものであり、 これにより、 帯域外に新たに減衰極を設けることができ、 不要な信号成分をより効率 的に除去できるフィルタとすることができる。
また望ましくは、 伝送線路を比誘電率が 1 0以下の誘電体の積層体の 中に構成し、 前記積層体を前記圧電基板の気密封止材の一部と して用い たことを特徴とするものであり、 これにより、 より小型で低コス トな弾 性表面波フィルタを得ることができる。
また望ましくは、 前記伝送線路を主材料と して銀もしく は銅のペース トを印刷して構成したことを特徴とするものであり、 これにより、 低損 失な弾性表面波フィルタを得ることができる。
(実施例 1 )
第 1図、 第 2図は本発明の実施例 1における弾性表面波フィルタの回 路図およびその特性図である。 図において、 1 1 , 1 2， 1 3は同一の 圧電基板上に形成された弾性表面波共振器、 1 4 a， 1 5 aは伝送線路、 1 6， 1 7は入力端子、 出力端子である。 なお、 本実施例では圧電基板 としてリチウムタンタレートを用いている。
ここでの回路動作を説明すると、 減衰周波数において、 弾性表面波共 振器 1 1は直列共振して 0オームであり、 弾性表面波共振器 1 1 と伝送 線路 1 4 aの接続点は接地された状態である。 仮に、 伝送線路 1 4 a の 電気長が 9 0度であると した場合、 伝送線路 1 4 aの反対側 （弾性表面 波共振器 1 2との接続側） から見たィンピーダンスはオープンとなる。
しかし、 一方、 弾性表面波共振器 1 2もほぼ同様の周波数設定されて いるため、 弾性表面波共振器 1 2 と伝送線路 1 4 aの接続点もショート である。 従って、 伝送線路 1 4 a と弾性表面波共振器 1 2の接続点にお いて両側のインピーダンスが大きく異なることになる。 通常、 高周波回 路においてはある点から両側を見たときのインピーダンスが複素共役の 関係であるときが整合条件を満たすことになるが、 この関係から離れる ほど通過特性において不整合による減衰特性を大きくすることができる。 したがって、 弾性表面波共振器の間に伝送線路を接続することにより、 同様の効果が期待できるのである。
実際の回路においては、 インピーダンスの関係が複雑になり、 単純に 位相を 9 0度にすれば良いという ものではなく、 インピーダンス変化素 子として働く伝送線路の特性インピーダンスおよび電気長を最適化する ことによって、 インピーダンス変換のようすを調整すれば、 高減衰で低 損失なフィルタを得ることができるのである。
この回路において伝送線路 1 4 aおよび 1 5 aの特性ィンピーダンス および通過帯域の中心周波数における線路長を、 それぞれ 5 ◦ Ω 6 8度 および 5 0 Ω 5 5度と した場合、 フィルタ特性は第 2図に示されるよう なものが得られ、 通過帯域における損失が 1 . 9 d B、 減衰量が 3 3 d Bの良好な特性が得られる。
本発明の特徴は、伝送線路 1 4 aおよび 1 5 a と弾性表面波共振器 1 1、 1 2および 1 3を組み合わせたことであり、これら伝送線路はィンピ 一ダンス変換素子と して動作するため、その特性ィンピーダンスおよび 電気長を最適化すると良好なフィルタ特性を得ることができる。本実施 例は一例としての組み合わせを示したものである。 なお、 伝送線路の電 気長としては、 インピーダンス変換素子と して顕著にその働きを示すの は、 線路長が電気位相として 5〜 1 7 5度であり、 0および 1 8 0度で は全くィンピーダンス変換素子と しての動作をしない。 (実施例 2 )
第 3図、 第 4図は本発明の実施例 2における弾性表面波フィルタの回 路図およびその特性図である。 図において、 3 1〜 3 5は図 1に示す伝 送線路 1 4 aおよび 1 5 a と電気的に等価な働きをする回路素子であり、 本実施例においてはシャントにコンデンサ、 シリーズにインダクタを接 続した π型の低域通過型の回路構成を形成している。
本回路のフィルタ特性は第 4図に示されるようなものが得られ、 通過 帯域近辺で実施例 1の特性とほぼ同等の良好な特性が得られるとともに、 高い周波数において、 4 0 d Β以上の大きな減衰が得られている。 その 理由は、 伝送線路を本発明では、 最終、 5素子の集中素子で等価変換し ており、 これら集中素子のインピーダンスの周波数特性により、 高調波 での減衰特性と して作用するためである。
このよ うに伝送線路を等価的に π型に接続された素子を用いることに より、 素子の変更が容易で開発の効率化や量産時の歩留まり向上が期待 できるとともに、 特に通過帯域から離れたところでの減衰特性を持たせ ることができる。 また、 Τ型の回路構成もしくはシャントにインダクタ、 シリ一ズにコンデンサを接続した高域通過型の回路構成を用いても同様 の効果が得られるが、 この場合、 低周波側での減衰特性を大きくするこ とができる。
(実施例 3 )
第 5図、 第 6図は本発明の実施例 3における弾性表面波フィルタの回 路図およびその特性図である。 図において、 5 1 , 5 2 , 5 3は同一の 圧電基板上に形成された弾性表面波共振器、 5 4， 5 5は伝送線路、 1 6 , 1 7は入力端子、 出力端子である。 なお、 本実施例では圧電基板と してリチウムタンタレ一トを用いている。
この回路において伝送線路 5 4および 5 5の特性ィンピ一ダンスおよ び通過帯域の中心周波数における線路長をそれぞれ 6 6 Ω 7 9度および 3 8 Ω 1 4 2度と した場合、 フィルタ特性は第 6図に示されるようなも のが得られ、 通過帯域における損失が 2 . 7 d B、 減衰量が 3 8 d Bの 良好な特性が得られる。
本発明の特徴は、伝送線路 5 4および 5 5 と弾性表面波共振器 5 1、 5 2および 5 3を組み合わせたことであり、これら伝送線路はィンビーダ ンス変換素子と して動作するため、その特性ィンピーダンスおよび電気 長を最適化すると良好なフィルタ特性を得ることができる。本実施例は 一例と しての組み合わせを示したものである。 なお、 伝送線路の電気長 としては、 インピーダンス変換素子と して顕著にその働きを示すのは、 線路長が電気位相と して 5〜 1 7 5度であり、 0および 1 8 0度では全 くィンピーダンス変換素子としての動作をしない。
本実施例は、 通過帯域に弾性表面波共振器の直列共振点をあわせ、 減 衰大域に弾性表面波共振器の並列共振器を合わせる設計しており、 さら に必ず弾性表面波共振器の直列共振点が並列共振点より低い周波数とな るため、実施例 1の場合と異なり、通過帯域の上側を主に減衰させる特性 が要求される場合に有効である。
(実施例 4 )
第 7図、 第 8図は本発明の実施例 4における弾性表面波フィルタの回 路図およびその特性図である。 図において、 7 1〜 7 6は同一の圧電基 板上に構成された弾性表面波共振器、 7 7， 7 8は伝送線路、 1 6 , 1 7は入力端子、 出力端子である。 なお、 本実施例では圧電基板と してリ チウムタンタレートを用いている。
この回路において伝送線路 7 7および 7 8の特性ィンピーダンスおよ び通過帯域の中心周波数における線路長をそれぞれ 4 3 Ω 1 0 2度およ び 6 7 Ω 8 1度と した場合、 フィルタ特性は第 8図に示されるようなも のが得られ、 通過帯域における損失が 2 . 7 d B、 減衰量が 3 5 d Bの 良好なバン ドパス特性が得られる。
本発明の特徴は、伝送線路 7 7および 7 8 と弾性表面波共振器 Ί 1〜 7 6を組み合わせたことであり、これら伝送線路はィンピーダンス変換 素子と して動作するため、その特性ィンピ一ダンスおよび電気長を最適 化すると良好なフィルタ特性を得ることができる。本実施例は一例と し ての組み合わせを示したものである。 なお、伝送線路の電気長と しては、 インピーダンス変換素子と して顕著にその働きを示すのは、 線路長が電 気位相と して 5〜 1 7 5度であり、 0および 1 8 0度では全くインピー ダンス変換素子と しての動作をしない。
さらに、 本実施例においては、 ラダ -型に組まれた共振器組、 たとえ ば弾性表面波共振器 7 1 と 7 2をュニッ トと して設計をしており、 通過 帯域の下側の減衰特性は弾性表面波共振器 7 1、 7 3および 7 5、 また、 通過帯域の上側の減衰特性は弾性表面波共振器 7 2、 7 4および 7 6で えるという思想の設計となっている。
ここで、 第 7図に示した伝送線路 7 7および 7 8は、 実施例 1、 2で 示したように、 コンデンサおよびィンダクタを用いた π型もしくは Τ型 の低域通過型もしくは高域通過型の等価回路を用いて構成しても同様の 効果が得られる。 その際には、 通過特性から比較的遠く離れた周波数で の減衰特性を得ることができる。
さらに伝送線路のどちらか一方を高域通過型と し、 他方を低域通過型 とすればブロードな特性を持つバンドバスフィルタを融合させた特性と することができ、 帯域から離れた所の不要な信号成分をより効率的に除 去することができる。 すなわち、 弾性表面波共振器の特性のみでは減衰 できない周波数での減衰を得ることができるので、 従来、 場合によって は特別に別のフィルタを準備する必要があつたが、 この構成によれば、 その必要性がなくなる.
(実施例 5 )
第 9図は本発明の実施例 5における弾性表面波フィルタの分解構成図 である。 図において、 9 1， 9 2， 9 3は誘電体からなるシートの積層 体、 9 4は圧電基板、 9 5 a， 9 5 bは積層体 9 2上に印刷形成された 伝送線路、 9 6は同じく印刷形成されたシールド電極、 9 7は圧電基板 9 4を覆うに設けられたキヤップである。
なお、 本実施例は回路的には第 1図に示したものを具現化したもので あり、 圧電基板 9 4上に構成された弾性表面波共振器と伝送線路 9 5 a と 9 5 b とはビアホール 9 9で接続されている。
また、 伝送線路 9 5 a と 9 5 bの特性ィンピ一ダンスおよび線路長は その線路幅や上下ダランド電極との距離、 すなわち誘電体シート 9 1お よび 9 2の厚みと物理的な印刷長さによって設計値を実現している。 また、 下部にシールド電極を設けることにより、 特性インピーダンス を安定化させるとともに、 外部、 例えばマザ一基板のパターンの影響な どを回避するためにもこのシールド電極を設けた方がよい。
上記のような構成とすることにより、 誘電体シートの積層化により、 より小型で高信頼性な弾性表面波フィルタとすることができる。 また、 例えば、 携帯電話などに用いる場合、 数ミ リ程度のフィルタを想定する ため、 積層体の厚みが約 1 m m、 線路幅が 0 . 1 m m程度の トリプレー ト構造のス トリ ップライン伝送線路を想定した場合、 伝送線路の特性ィ ンピ一ダンスが 5 0 Ω近辺と した場合、積層に用いる材料の比誘電率は、 1 0近辺以下のものがよい。 たとえば、 酸化アルミニウム、 フオルステ ライ ト、 ガラスセラミ ックスなどである。 さらに、 伝送線路を構成する 材料に銀や銅、 またはその含有率の高い金属材料を用いることにより、 低損失なフィルタとすることができる。 産業上の利用可能性
以上のように本発明によれば、 インピーダンス変換素子となる伝送線 路もしくはそれを等価変換して得られる集中定数回路と弾性表面波共振 器を組み合わせることにより、 少ない段数で減衰域の減衰を大きくする ことができるので、 大きな減衰特性および低損失な通過特性を有する帯 域阻止もしくは帯域通過フィルタを構成することができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出 力端子を有する共振器を少なく とも二つ具備し、 第 1の共振器の出力端 子と第 2の共振器の入力端子の間に前記共振器の直列共振周波数におい て位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線 路を接続したことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
2 . 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出 力端子を有する共振器を少なく とも二つ具備し、 前記共振器の各出力端 子を接地し、 且つ前記共振器の入力端子間に前記共振器の並列共振周波 数において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価 な伝送線路を接続したことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
3 . 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出 力端子を有する第 1の共振器の出力端子と、 前記圧電基板上に構成され 櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 2の共 振器の入力端子を接続し、 さらに前記圧電基板上に櫛形のすだれ状電極 を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 3の共振器の出力端子と、 前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と 出力端子を有する第 4の共振器の出力端子を接続し、 前記第 1の共振器 と前記第 2の共振器の接続点と前記第 3の共振器と前記第 4の共振器の 接続点との間に前記第 1 もしくは第 3の共振器の直列共振周波数もしく は前記第 2もしくは前記第 4の共振器の並列共振周波数において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続 した構成を具備することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
4 . 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出 力端子を有する第 1の共振器の出力端子と、 前記圧電基板上に構成され 櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 2の共 振器の入力端子を接続し、 さらに前記圧電基板上に櫛形のすだれ状電極 を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 3の共振器の出力端子と、 前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と 出力端子を有する第 4の共振器の入力端子を接続し、 前記第 1の共振器 と前記第 2の共振器の接続点と前記第 3の共振器の入力端子との間に前 記第 1 もしくは第 3の共振器の直列共振周波数もしくは前記前記第 2も しくは前記第 4の共振器の並列共振周波数において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続した構成を具 備することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
5 . 前記伝送線路をシャントにコンデンサ、 シリーズにインダクタを 接続した π型もしくは Τ型の回路で実現したことを特徴とする請求の範 囲第 1項に記載の弾性表面波フィルタ。
6 . 前記伝送線路をシャントにインダクタ、 シリーズにコンデンサを 接続した π型もしくは Τ型回路で実現したことを特徴とする請求の範囲 第 1項に記載の弾性表面波フィルタ。
7 . 請求の範囲第 1項に記載の弾性表面波フィルタを複数直列に接続 した回路において、 一方の伝送線路を π型もしくは Τ型にシャントにコ ンデンサ、 シリーズにインダクタを接続して等価構成し、 他方の伝送線 路を π型もしくは Τ型にシャントにインダクタ、 シリーズにコンデンサ を接続して構成したことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
請求の範囲第 1項に記載の検波器。
8 . 伝送線路を構成するコンデンサがシャントに接続されている場合 には通過帯域においてその合成ィンピーダンスが等しくなるように前記 コンデンサと直列にインダクタを接続した構成、 もしくは、 伝送線路を 構成するインダクタがシャントに接続されている場合には通過帯域にお いてその合成ィンピーダンスが等しくなるように前記インダクタと直列 にコンデンサを接続した構成のいずれかを具備する請求の範囲第 5項に 記載の弾性表面波フィルタ。
9 . 伝送線路を構成するコンデンサがシリーズに接続されている場合 には通過帯域においてその合成ァ ドミッタンスが等しくなるように前記 コンデンサと並列にインダクタを接続した構成、 もしくは、 伝送線路を 構成するインダクタがシリーズに接続されている場合には通過帯域にお いて合成ァ ドミ ッタンスが等しくなるように前記インダクタと並列にコ ンデンサを接続した構成のいずれかを具備する請求の範囲第 6項に記載 の弾性表面波フィルタ。
1 0 . 伝送線路を比誘電率が 1 0以下の誘電体の積層体の中に構成し、 前記積層体を前記圧電基板の気密封止材の一部と して用いたことを特徴 とする請求の範囲第 1項に記載の弾性表面波フィルタ。
1 1 . 伝送線路を主材料と して銀もしくは銅のペース トを印刷して構 成したことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の弾性表面波フィルタ。
補正書の請求の範囲 -
[ 2 0 0 0年 4月 1 0日 （1 0 . 0 4 . 0 0 ) 国際事務局受理：出願当初の請求の範囲
1一 4は補正された；他の請求の範囲は変更なし。 （3頁）]
1 . (補正後）通過帯域近傍における減衰量を大きくするための弾性表面 波フィルタであって、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置 し入力端子と出力端子を有する共振器を少なく とも二つ具備し、 第 1の 共振器の出力端子と第 2の共振器の入力端子の間に前記共振器の直列共 振周波数において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転する に等価な伝送線路を接続したことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
2 . (補正後）通過帯域近傍における減衰量を大きくするための弾性表面 波フィルタであって、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置 し入力端子と出力端子を有する共振器を少なく とも二つ具備し、 前記共 振器の各出力端子を接地し、 且つ前記共振器の入力端子間に前記共振器 の並列共振周波数において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度 回転するに等価な伝送線路を接続したことを特徴とする弾性表面波フィ ノレタ。
3 . (補正後）通過帯域近傍における減衰量を大きくするための弾性表面 波フィルタであって、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置 し入力端子と出力端子を有する第 1の共振器の出力端子と、 前記圧電基 板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を 有する第 2の共振器の入力端子を接続し、 さらに前記圧電基板上に櫛形 のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 3の共振器 の出力端子と、 前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設 置し入力端子と出力端子を有する第 4の共振器の出力端子を接続し、 前 記第 1の共振器と前記第 2の共振器の接続点と前記第 3の共振器と前記 第 4の共振器の接続点との間に前記第 1もしくは第 3の共振器の直列共 補正された用紙 （条約第 19条） 振周波数もしくは前記第 2もしくは前記第 4の共振器の並列共振周波数 において位相が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な 伝送線路を接続した構成を具備することを特徴とする弾性表面波フィル タ。
4 . (補正後）通過帯域近傍における減衰量を大きくするための弾性表面 波フィルタであって、 同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置 し入力端子と出力端子を有する第 1の共振器の出力端子と、 前記圧電基 板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を 有する第 2の共振器の入力端子を接続し、 さらに前記圧電基板上に櫛形 のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第 3の共振器 の出力端子と、 前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設 置し入力端子と出力端子を有する第 4の共振器の入力端子を接続し、 前 記第 1の共振器と前記第 2の共振器の接続点と前記第 3の共振器の入力 端子との間に前記第 1 もしくは第 3の共振器の直列共振周波数もしくは 前記前記第 2もしくは前記第 4の共振器の並列共振周波数において位相 が 5度から 1 7 5度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接 続した構成を具備することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
5 . 前記伝送線路をシャントにコンデンサ、 シリーズにインダクタを 接続した π型もしくは Τ型の回路で実現したことを特徴とする請求の範 囲第 1項に記載の弾性表面波フィルタ。
6 . 前記伝送線路をシャントにインダクタ、 シリーズにコンデンサを 接続した π型もしくは Τ型回路で実現したことを特徴とする請求の範囲 第 1項に記載の弾性表面波フィルタ。
7 . 請求の範囲第 1項に記載の弾性表面波フィルタを複数直列に接続 した回路において、 一方の伝送線路を π型もしくは Τ型にシャントにコ
補正された用紙 （条約第 19条） ンデンサ、 シリーズにインダク夕を接続して等価構成し、 他方の伝送線 - 路を π型もしくは T型にシャン卜にインダク夕、 シリーズにコンデンサ を接続して構成したことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
8 . 伝送線路を構成するコンデンサがシャントに接続されている場合 には通過帯域においてその合成インピーダンスが等しくなるように前記
捕正された用紙 （条約第 19条）
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