WO2000011916A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb mindestens einer entladungslampe - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betrieb mindestens einer entladungslampe Download PDF

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WO2000011916A1
WO2000011916A1 PCT/DE1999/001010 DE9901010W WO0011916A1 WO 2000011916 A1 WO2000011916 A1 WO 2000011916A1 DE 9901010 W DE9901010 W DE 9901010W WO 0011916 A1 WO0011916 A1 WO 0011916A1
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bridge inverter
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coupling capacitor
circuit arrangement
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PCT/DE1999/001010
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Jürgen Klier
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Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2985—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions

Definitions

  • Circuit arrangement for operating at least one discharge lamp
  • the invention relates to a circuit arrangement for operating at least one discharge lamp according to the preamble of patent claim 1.
  • a circuit arrangement corresponding to the preamble of claim 1 is disclosed, for example, in laid-open specification EP 0753 987 AI.
  • This circuit arrangement has a half-bridge inverter with a switch-off device which switches off the half-bridge inverter in the event of an abnormal operating state, for example in the event of a lamp which is unwilling to ignite or is defective.
  • the shutdown device has a field effect transistor, the drain-source path of which is arranged in the control circuit of a half-bridge inverter transistor and switches the control circuit between a low-resistance and a high-resistance state. If an abnormal operating state occurs, the shutdown takes place synchronously with the blocking phase of the half-bridge inverter transistor in the control circuit of which the field effect transistor is arranged.
  • the switch-off device of this circuit arrangement reliably switches off the half-bridge inverter when the lamp is unwilling to ignite, but it generally reacts too insensitively to the occurrence of the so-called rectification effect of the discharge lamp, which is explained in more detail
  • a possible cause of failure of discharge lamps, in particular low-pressure discharge lamps, is caused by the electron emission capability of the lamp electrodes that is reduced over the life of the lamp. Since the loss of emissivity in the two lamp electrodes generally progresses to different extents over the life of the lamp, one has at the end of the life with AC operated discharge lamp for the discharge current through the discharge lamp a preferred direction. In this case, the discharge lamp has a current-rectifying effect. This effect is called the rectification effect of the discharge lamp. Due to the occurrence of the rectification effect in the discharge lamp, the lamp electrode, which is not capable of emitting emissions, is extremely heated, so that impermissibly high temperatures can occur, which can even cause the lamp bulb glass to melt.
  • the rectification effect of the discharge lamp in the case of discharge lamps which are operated on a half-bridge inverter causes the voltage drop across the coupling capacitor or on the coupling capacitors to deviate significantly from the normal value, which is usually half the value of the input voltage of the half-bridge inverter.
  • this deviation in the voltage drop across the coupling capacitor or the coupling capacitors leads to the oscillation of the half-bridge inverter being stopped because the supply voltage of one of the two half-bridge branches is in this case too low to maintain the feedback.
  • the oscillation of the half-bridge inverter is started again immediately after its interruption by the start circuit of the half-bridge inverter if the shutdown device is not triggered. As a result, the discharge lamp affected by the rectification effect is not reliably switched off, but instead flickers.
  • the object of the invention to provide an improved circuit arrangement for operating at least one discharge lamp which does not have the disadvantages of the prior art.
  • the circuit arrangement should detect the occurrence of the rectification effect of the at least one discharge lamp and in this case permanently switch off the half-bridge inverter or at least ensure that the voltage and / or the current in the load circuit are limited to non-hazardous values.
  • the circuit arrangement according to the invention which has a half-bridge inverter with a control device and a downstream load circuit, at least one coupling capacitor connected to the load circuit and the half-bridge inverter and connections for at least one discharge lamp, has a reference voltage source and a detector circuit which detects the voltage drop across the at least one coupling capacitor or through the compares a voltage divider divided voltage drop across the at least one coupling capacitor with the reference voltage of the reference voltage source and generates an output signal for controlling the half-bridge inverter.
  • the occurrence of the rectification effect of the at least one discharge lamp causes a significant deviation of the voltage drop across the at least one coupling capacitor from its normal value, which is half the input voltage of the half-bridge inverter.
  • the occurrence of the rectification effect of the at least one discharge lamp is detected by using these means to determine deviations of the voltage drop across the at least one coupling capacitor from its setpoint value and to generate a corresponding output signal and to supply it to the control device of the half-bridge inverter either to switch off the half-bridge inverter or, for example, to lower the voltage and / or the current in the load circuit to harmless values by increasing the frequency.
  • the detector circuit of the circuit arrangement according to the invention advantageously has at least two voltage inputs and a voltage output connected to the control device of the half-bridge inverter, a first voltage input being connected to the reference voltage source and a second voltage input being connected to the at least one coupling capacitor.
  • the control device advantageously has a switch-off device to which the output signal of the detector circuit is fed.
  • the reference voltage source is advantageously designed as a voltage divider which is connected in parallel to the DC voltage input of the half-bridge inverter and at whose center tap the reference voltage is provided.
  • the reference voltage is thus generated from the supply voltage of the half-bridge inverter using simple means.
  • the detector circuit advantageously consists of at least two transistors and a voltage divider.
  • the transistors are advantageously pnp bipolar transistors.
  • the voltage divider of the detector circuit advantageously has a first and a second connection and a first and a second center tap, the first connection being connected to the at least one coupling capacitor and the second connection being connected to the reference voltage source, and the first center tap being connected to the emitter of the first pnp transistor and the base of the second pnp transistor is connected, while the second center tap is connected to the emitter of the second pnp transistor and to the base of the first pnp transistor.
  • the collector connections of the pnp transistors are advantageously connected to the voltage output of the detector circuit.
  • FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of a first exemplary embodiment of the circuit arrangement according to the invention for operating a fluorescent lamp
  • Figure 2 is a schematic circuit diagram of a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention for operating a fluorescent lamp
  • Figure 3 is a schematic circuit diagram of a third embodiment of the circuit arrangement according to the invention for operating two fluorescent lamps connected in parallel
  • Figure 4 is a schematic circuit diagram of the detector circuit according to a fourth embodiment of the invention for the operation of more than two
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 is used to operate a so-called T5 fluorescent lamp.
  • This first exemplary embodiment of the invention has two npn transistors QIO, Ql 1 which are connected to one another as half-bridge inverters and whose control electrodes are connected to the control device AI of the half-bridge inverter.
  • the half-bridge inverter QIO, Ql l draws its input or supply voltage via the DC voltage connections j10, j 13.
  • the DC voltage connection j 13 is at ground potential and a voltage of approximately +400 V is provided at the DC voltage connection j 10.
  • This input or supply voltage is generated in a known manner, for example with the aid of an upstream step-up converter, not shown in the figures, from the rectified AC line voltage.
  • the control device AI of the half-bridge inverter Q10, Ql l is designed as an integrated circuit that determines the switching clock of the transistors Q10, Ql l.
  • a coupling capacitor Cl 1 is connected to the load circuit.
  • the resonance capacitor C10 is connected in parallel to the discharge path of the fluorescent lamp LPl.
  • the positive terminal of the coupling capacitor C1 is connected to the lamp LP1 via the branch point M12 and its negative terminal is at ground potential.
  • the transistors Q10, Ql 1 switch alternately, so that the center tap MIO of the half-bridge inverter Q10, Ql 1 is alternately connected to the high potential U (approx. 400 V) of j 10 and the ground potential of j 13 is. Since the coupling capacitor Cl l is ideally charged to half the supply voltage U / 2 (approx. 200 V) of the half-bridge inverter, a medium-frequency alternating current flows between the center tap MIO and the branching point M12, the frequency of which is essentially due to the switching cycle of the transistors - disturb QIO, Ql l is determined. During the electrode preheating phase, the alternating current flows through the two lamp electrodes and the resonance capacitor CIO.
  • the ignition voltage for the fluorescent lamp LP1 is provided on the resonance capacitor CIO, for example by means of the resonance increase method.
  • the alternating current flows essentially over the discharge path of the lamp and the resonance capacitor is almost bridged.
  • the circuit arrangement has a voltage divider, which consists of the two resistors R13, R14 and their center tap M1, and a detector circuit DE1.
  • the voltage divider R13, R14 is arranged parallel to the DC voltage input j 10, j 13 of the half-bridge inverter. Since the two voltage divider resistors R13, R14 have the same resistance value, half the supply voltage U / 2 of the half-bridge inverter Q10, Ql 1 is present at their center tap M1.
  • the detector circuit DE1 has a first voltage input which is connected to the branching point M12 and thus to the positive connection of the coupling capacitor C1, and a second voltage input which is connected to the center tap M1 of the voltage divider R13, R14 and one with the control device AI connected voltage output.
  • This detector circuit DE1 consists of a voltage divider RIO, R1, R12 formed by the three resistors RIO, R1, R12 and two pnp bipolar transistors Q12, Q13.
  • the three voltage divider resistors RIO, Rl l, R12 are connected in series between the two taps M12 and Ml 1.
  • the first center tap j 11 of the voltage divider RIO, Rl 1, R12 located between the resistors RIO, Rl 1 is connected to the emitter of the first pnp transistor Q12 and to the base of the second pnp transistor Q13.
  • the second center tap located between the resistors R1, R12 jl2 of the voltage divider RIO, Rl l, R12 is connected to the emitter of the second pnp transistor Q13 and to the base of the first pnp transistor Q12.
  • the collectors of the two transistors Q12, Q13 are connected to one another and form the voltage output of the detector circuit DE1.
  • This deviation of the potential at the tap M12 from the ideal value U / 2 causes a voltage drop at the voltage divider RIO, Rl 1, R12.
  • the voltage divider RIO, Rl l, R12 then generates a drive signal for the base of one of the pnp transistors Q12 or Q13. If the potential at the tap M12 is, for example, less than U / 2, the base of the second pnp transistor Q13 is driven. If, on the other hand, the potential at the tap M12 is shifted to a higher value than U / 2, the base of the first pnp transistor Q12 is driven.
  • the PNP transistor Q12 or Q13 turns on when the voltage difference between its base and its emitter is -0.6 V.
  • the resistor R1 is dimensioned such that the pnp transistor Q12 or Q13 is only switched through when the potential at the tap M12 deviates by approximately 100 V from the ideal value U / 2.
  • the detector circuit DE1 generates an output signal for the control device AI of the half-bridge inverter Q10, Ql 1, which is preferably used to switch off the half-bridge inverter Q10, Ql 1.
  • it can also be used to limit the voltage and / or the current in the load circuit, for example by increasing the control frequency of the half-bridge inverter transistors Q10, Q11.
  • Table 1 A dimensioning of the components of the circuit arrangement according to the first exemplary embodiment is given in Table 1.
  • the circuit arrangement has two npn transistors Q20, Q21 which are connected to one another as half-bridge inverters and whose control electrodes are connected to the control device A2 of the half-bridge inverter.
  • the half-bridge inverter Q20, Q21 draws its input or supply voltage via the DC voltage connections j20, j23.
  • the DC voltage connection j23 is at ground potential and a voltage of approximately +400 V is provided at the DC voltage connection j20.
  • This input or supply voltage is generated in a known manner, for example with the aid of an upstream step-up converter, not shown in the figures, from the rectified AC line voltage.
  • the control device A2 of the half-bridge inverter Q20, Q21 is designed as an integrated circuit which determines the switching clock of the transistors Q20, Q21.
  • a load circuit designed as a series resonance circuit is connected to the center tap M20 of the half-bridge inverter Q20, Q21 and has a resonance inductor L2, a resonance capacitor C20 and a fluorescent lamp LP2.
  • a coupling capacitor C21 is connected to the load circuit.
  • the resonance capacitor C20 is connected in parallel to the discharge path of the fluorescent lamp LP2.
  • the positive connection of the coupling capacitor C21 is Junction point M22 connected to the lamp LP2 and its negative connection is at ground potential.
  • the transistors Q20, Q21 switch alternately, so that the center tap M20 of the half-bridge inverter Q20, Q21 is alternately connected to the high potential U (approx. 400 V) of j20 and the ground potential of j23. Since the coupling capacitor C21 is ideally charged to half the supply voltage U / 2 (approx. 200 V) of the half-bridge inverter, a medium-frequency alternating current flows between the center tap M20 and the branching point M22, the frequency of which is essentially due to the switching clock of the transistors Q20 , Q21 is determined.
  • the circuit arrangement according to the second exemplary embodiment has a reference voltage source U ref and a detector circuit and a voltage divider R23, R24, which is connected to the coupling capacitor C21 and divides the coupling capacitor voltage U / 2 down in the ratio of the resistance values of the voltage dividing resistors R23, R24.
  • the detector circuit consists of the voltage dividing resistors R20, R21, R22 and of the pnp small signal transistors Q22, Q23. This detector circuit is constructed in exactly the same way as the detector circuit DE1 of the first exemplary embodiment. However, their voltage inputs are connected to the center tap of the voltage divider R23, R24 and to the reference voltage source U ref .
  • the main difference to the first embodiment is that the detector circuit of the second embodiment does not - as in the first embodiment - detect the voltage drop across the coupling capacitor C21, but instead monitors the voltage drop across the voltage divider resistor R24 and compares it with the reference voltage of the reference voltage source U ref .
  • the reference voltage U ref is approximately +5 V and is generated by means of an auxiliary voltage source.
  • the voltage drop across the coupling capacitor C21 is divided down in a ratio of 1/39, so that, ideally, a voltage of approximately +5 V is also present at the resistor R24, since the voltage drop across the coupling capacitor C21 ideally equals half the supply Voltage U / 2 of the half-bridge inverter Q20, Q21, that is approximately equal to 200 V.
  • the detector circuit R20, R21, R22, Q22, Q23 with the center grabbed j21, j22 for the emitter and base connections of the transistors Q22, Q23 otherwise works exactly like the detector circuit DE1 of the first embodiment. The only difference is that the detector circuit of the second exemplary embodiment (FIG.
  • the detector circuit supplies an output signal for the control device A2 of the half-bridge inverter Q20, Q21, which is preferably used to switch off the half-bridge inverter Q20, Q21.
  • a suitable dimensioning of the components of the circuit arrangement according to the second exemplary embodiment of the invention is given in Table 2.
  • the third exemplary embodiment (FIG. 3) describes the application of the invention to a circuit arrangement for operating two fluorescent lamps LP3, LP4 connected in parallel.
  • This circuit arrangement has two npn transistors Q30, Q31 interconnected as half-bridge inverters, the control electrodes of which are connected to the control device A3 of the half-bridge inverter.
  • the half-bridge inverter Q30, Q31 obtains its input or supply voltage via the DC voltage connections j30, j33.
  • the DC voltage connection j33 is at ground potential and a voltage of approximately +400 V is provided at the DC voltage connection j30.
  • This input or supply voltage is generated in a known manner, for example with the aid of an upstream step-up converter, not shown in the figures, from the rectified AC line voltage.
  • the control device A3 of the half-bridge inverter Q30, Q31 is designed as an integrated circuit which determines the switching clock of the transistors Q30, Q31.
  • Connected to the center tap M30 of the half-bridge inverter Q30, Q31 are two load circuits connected in parallel and designed as series resonance circuits. Both load circuits each have a resonance inductor L3 or L4, a resonance capacitor C30 or C31 and a fluorescent lamp LP3 or LP4.
  • a coupling capacitor C32 or C33 is connected to both load circuits.
  • half the supply voltage U / 2 of the half-bridge inverter Q30, Q31 is present at both coupling capacitors C32, C33.
  • the potentials at the taps M31, M32 are therefore ideally U / 2, that is to say approximately +200 V.
  • Each of the taps M31 and M32 has a voltage input from one of the voltage divider resistors R30, R31, R32 and the pnp transistors Q32 , Q33 existing detector circuit connected.
  • the voltage output of this detector circuit is formed by the interconnected collectors of the PNP transistors Q32, Q33. It is connected to the control circuit A3 of the half-bridge inverter Q30, Q31.
  • the first center tap j31 of the voltage divider R30, R31, R32 is connected to the emitter of the first pnp transistor Q32 and to the base of the second pnp transistor Q33, while its second center tap j32 is connected to the emitter of the second pnp transistor Q33 and the base of the first pnp transistor Q32 is connected.
  • the detector circuit of the third exemplary embodiment monitors the voltage drop across both coupling capacitors C32 and C33, in that one coupling capacitor C32 and C33 serves as the reference voltage source for the other coupling capacitor C33 and C32, respectively.
  • the first pnp transistor Q32 switched through.
  • the other coupling capacitor C33 which in this case serves as a reference voltage source. If the voltage at the first coupling capacitor C32 rises a value below 100 V, the second pnp transistor Q33 is turned on.
  • the detector circuit In all of the aforementioned cases, in which one of the two pnp transistors Q32 or Q33 is switched on, the detector circuit generates at its voltage output a control signal for the control device A3 of the half-bridge inverter Q30, Q31, which is preferably used to switch off the half-bridge inverter Q30, Q31 .
  • the detector circuit of the third embodiment thus works completely analogously to the detector circuit DE1 of the first embodiment. In the unlikely event that the rectification effect occurs with both lamps LP3, LP4 at the same time, the detector circuit of the third exemplary embodiment does not work.
  • a suitable dimensioning of the components used in the third exemplary embodiment is given in Table 3.
  • FIG. 4 shows a detector circuit with three voltage inputs E1, E2, E3 for a circuit arrangement with a half-bridge inverter, to whose center tap three load circuits connected in parallel are connected.
  • Each of the voltage inputs E1, E2, E3 is connected to the connection of the coupling capacitor of one of the load circuits which is at positive potential.
  • This detector circuit compares the voltage drop across the coupling capacitors of the three load circuits. It works completely analogously to the detector circuit of the third embodiment. example.
  • the detector circuit shown in FIG. 4 consists of three pnp transistors Q42, Q43, Q44, three base-emitter resistors R41, R43, R45 and three series resistors R40, R42, R44.
  • the interconnected collectors of the PNP transistors Q42, Q43, Q44 form the voltage output of the detector circuit.
  • the transistor Q44 or Q42 or Q43 switches through. If the potential at the input El or E2 or E3 is lowered beyond the response threshold compared to the potential at the other two inputs, the transistor Q42 or Q43 or Q44 switches through. In all of the above cases, a control signal for the control device of the half-bridge inverter is produced at the voltage output of the detector circuit.
  • This detector circuit can also be adapted to more than three load circuits connected in parallel by adding further pnp transistors and base-emitter resistors and further series resistors.
  • the invention is not limited to the exemplary embodiments explained in more detail above.
  • the pnp transistors of the detector circuits can also be replaced by field effect transistors with a similar current-voltage characteristic.
  • npn transistors can also be used for the detector circuit. It then only has to be ensured with suitable means that the control device of the half-bridge inverter is acted upon by the detector circuit with control signals of the correct polarity. Table 1: Dimensioning of the electrical components according to the first embodiment

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe, wobei die Schaltungsanordnung einen Halbbrückenwechselrichter (Q10, Q11) mit einem nachgeschalteten Lastkreis (L1, C10, LP1, C11), mindestens einen Koppelkondensator (C11), der mit dem Lastkreis (L1, C10, LP1, C11) und mit dem Halbbrückenwechselrichter (Q10, Q11) verbunden ist, und eine Ansteuerungsvorrichtung (A1) für den Halbbrückenwechselrichter (Q10, Q11) aufweist. Erfindungsgemäss besitzt die Schaltungsanordnung eine Referenzspannungsquelle (R13, R14) und eine Detektorschaltung (DE1), die den Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator (C11) bzw. den durch einen Spannungsteiler heruntergeteilten Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator (C11) mit der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle (R13, R14) vergleicht und ein Ausgangssignal zur Ansteuerung des Halbbrückenwechselrichters (Q10, Q11) erzeugt.

Description

Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe gemäß des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
I. Stand der Technik
Eine dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechende Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der Offenlegungsschrift EP 0753 987 AI offenbart. Diese Schal- tungsanordnung weist einen Halbbrückenwechselrichter mit einer Abschaltungsvorrichtung auf, die den Halbbrückenwechselrichter im Falle eines anomalen Betriebszustandes - beispielsweise bei zündunwilliger oder defekter Lampe - abschaltet. Die Abschaltungsvorrichtung besitzt einen Feldeffekttransistor, dessen Drain-Source- Strecke im Steuerkreis eines Halbbrückenwechselrichtertransistors angeordnet ist und den Steuerkreis zwischen einem niederohmigen und einem hochohmigen Zustand schaltet. Beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes erfolgt die Abschaltung synchron zur Sperrphase desjenigen Halbbrückenwechselrichtertransistors, in dessen Steuerkreis der Feldeffekttransistor angeordnet ist. Die Abschaltungsvorrichtung dieser Schaltungsanordnung schaltet zwar den Halbbrückenwechselrichter bei zündunwilliger Lampe zuverlässig ab, sie reagiert aber im allgemeinen zu unempfindlich auf das Auftreten des sogenannten Gleichrichteffektes der Entladungslampe, der nachstehend näher erläutert wird.
Eine mögliche Ausfallursache von Entladungslampen, insbesondere von Niederdruk- kentladungslampen, ist durch eine über die Lampenlebensdauer verminderte Elektro- nen-Emissionsfähigkeit der Lampenelektroden bedingt. Da der Verlust der Emissionsfähigkeit bei den beiden Lampenelektroden über die Lampenlebensdauer im allgemeinen unterschiedlich stark fortschreitet, hat sich am Lebensdauerende einer mit Wechselstrom betriebenen Entladungslampe für den Entladungsstrom durch die Entladungslampe eine Vorzugsrichtung ausgebildet. Die Entladungslampe entfaltet in diesem Fall eine stromgleichrichtende Wirkung. Dieser Effekt wird als Gleichrichteffekt der Entladungslampe bezeichnet. Durch das Auftreten des Gleichrichtef- fektes in der Entladungslampe wird die emissionsunfähige Lampenelektrode extrem erhitzt, so daß unzulässig hohe Temperaturen auftreten können, die sogar ein Schmelzen des Lampenkolbenglases bewirken können.
Außerdem verursacht der Gleichrichteffekt der Entladungslampe bei Entladungslampen, die an einem Halbbrückenwechselrichter betrieben werden, eine deutliche Ab- weichung des Spannungsabfalls an dem Koppelkondensator bzw. an den Koppelkondensatoren von dem Normalwert, der üblicherweise halb so groß ist wie der Wert der Eingangsspannung des Halbbrückenwechselrichters. Bei selbstschwingenden Halbbrückenwechselrichtern führt diese Abweichung des Spannungsabfalls an dem Koppelkondensator bzw. den Koppelkondensatoren dazu, daß die Schwingung des Halbbrückenwechselrichters gestoppt wird, weil die Versorgungsspannung eines der beiden Halbbrückenzweige in diesem Fall zu gering zur Aufrechterhaltung der Rückkopplung ist. Allerdings wird die Schwingung des Halbbrückenwechselrichters unmittelbar nach ihrer Unterbrechung durch die Startschaltung des Halbbrückenwechselrichters wieder in Gang gesetzt, wenn die Abschaltungsvorrichtung nicht getriggert wird. Dadurch wird die vom Gleichrichteffekt betroffene Entladungslampe nicht zuverlässig abgeschaltet, sondern flackert stattdessen.
π. Darstellung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe bereitzustellen, die die Nachteile des Standes der Technik nicht aufweist. Insbesondere soll die Schaltungsanordnung das Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe erkennen und den Halbbrückenwechselrichter in diesem Fall dauerhaft abschalten oder zumindest eine Begrenzung der Spannung und/oder des Stromes im Lastkreis auf ungefährliche Werte gewährleisten. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Die erfϊndungsgemäße Schaltungsanordnung, die einen Halbbrückenwechselrichter mit Ansteuerungsvorrichtung und nachgeschaltetem Lastkreis, mindestens einen mit dem Lastkreis und dem Halbbrückenwechselrichter verbundenen Koppelkondensator sowie Anschlüsse für mindestens eine Entladungslampe aufweist, besitzt eine Referenzspannungsquelle und eine Detektorschaltung, die den Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator bzw. den durch einen Spannungsteiler herun- tergeteilten Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator mit der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle vergleicht und ein Ausgangssignal zur Ansteuerung des Halbbrückenwechselrichters erzeugt.
Wie bereits weiter oben erläutert, verursacht das Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe eine deutliche Abweichung des Spannungs- abfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator von seinem Normalwert, der halb so groß wie die Eingangsspannung des Halbbrückenwechselrichters ist. Mit Hilfe der Referenzspannungsquelle und der Detektorschaltung wird das Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe detektiert, indem mit Hilfe dieser Mittel Abweichungen des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator von seinem Sollwert festgestellt werden und ein entsprechendes Ausgangssignal erzeugt und der Ansteuerungsvorrichtung des Halbbrückenwechselrichters zugeführt wird, um entweder den Halbbrückenwechselrichter abzuschalten oder beispielsweise durch eine Frequenzanhebung die Spannung und/oder den Strom im Lastkreis auf ungefährliche Werte herunterzuregeln. Vorteilhafterweise besitzt die Detektorschaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zu diesem Zweck mindestens zwei Spannungseingänge und einen mit der Ansteuerungsvorrichtung des Halbbrückenwechselrichters verbundenen Spannungsausgang, wobei ein erster Spannungseingang mit der Referenzspannungsquelle und ein zweiter Spannungseingang mit dem mindestens einen Koppelkondensator verbunden ist. Um den Halb- brückenwechselrichter beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes, das heißt bei defekter Lampe oder bei Vorliegen eines sonstigen Störfalles, abschalten zu können, weist die Ansteuerungsvorrichtung vorteilhafterweise eine Abschaltungsvorrichtung auf, der das Ausgangssignal der Detektorschaltung zugeführt wird.
Die Referenzspannungsquelle ist vorteilhafterweise als Spannungsteiler ausgebildet, der parallel zum Gleichspannungseingang des Halbbrückenwechselrichters geschaltet ist und an dessen Mittenabgriff die Referenzspannung bereitgestellt wird. So wird mit einfachen Mitteln die Referenzspannung aus der Versorgungsspannung des Halbbrückenwechselrichters erzeugt. Vorteilhafterweise besteht die Detektorschaltung zumindest aus zwei Transistoren und einem Spannungsteiler. Bei den Transisto- ren handelt es sich vorteilhafterweise um pnp-Bipolartransistoren. Der Spannungsteiler der Detektorschaltung weist vorteilhafterweise einen ersten und einen zweiten Anschluß sowie einen ersten und einen zweiten Mittenabgriff auf, wobei der erste Anschluß mit dem mindestens einen Koppelkondensator und der zweite Anschluß mit der Referenzspannungsquelle verbunden ist, und wobei der erste Mittenabgriff mit dem Emitter des ersten pnp-Transistor und der Basis des zweiten pnp-Transistors verbunden ist, während der zweite Mittenabgriff an den Emitter des zweiten pnp- Transistors und an die Basis des ersten pnp-Transistors angeschlossen ist. Die Kollektoranschlüsse der pnp-Transistoren sind vorteilhafterweise mit dem Spannungsausgang der Detektorschaltung verbunden.
III. Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Nachstehend wird die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Schaltskizze eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Leucht- stofflampe
Figur 2 eine schematische Schaltskizze eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Leuchtstofflampe Figur 3 eine schematische Schaltskizze eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb zweier, parallel geschalteter Leuchtstofflampen
Figur 4 eine schematische Schaltskizze der Detektorschaltung gemäß eines vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung für den Betrieb von mehr als zwei
Lampen
Die in Figur 1 abgebildete Schaltungsanordnung dient zum Betrieb einer sogenannten T5-Leuchtstofflampe. Dieses erste Ausführungsbeispiel der Erfindung besitzt zwei als Halbbrücken Wechselrichter miteinander verschaltete npn-Transistoren QIO, Ql l, deren Steuerelektroden mit der Ansteuerungsvorrichtung AI des Halbbrückenwechselrichters verbunden sind. Der Halbbrückenwechselrichter QIO, Ql l bezieht seine Eingangs- oder Versorgungsspannung über die Gleichspannungsanschlüsse jlO, j 13. Der Gleichspannungsanschluß j 13 liegt auf Massepotential und an dem Gleichspannungsanschluß j 10 wird eine Spannung von ungefähr +400 V bereitge- stellt. Diese Eingangs- oder Versorgungsspannung wird in bekannter Weise, beispielsweise mit Hilfe eines vorgeschalteten, in den Figuren nicht abgebildeten Hoch- setzstellers aus der gleichgerichteten Netzwechselspannung erzeugt.
Die Ansteuerungsvorrichtung AI des Halbbrückenwechselrichters Q10, Ql l ist als integrierter Schaltkreis ausgeführt, der den Schalttakt der Transistoren Q10, Ql l bestimmt. An den Mittenabgriff MIO des Halbbrückenwechselrichters Q10, Ql l ist ein als Serienresonanzkreis ausgebildeter Lastkreis angeschlossen, der eine Resonanzinduktivität Ll, einen Resonanzkondensator C10 und eine Leuchtstofflampe LPl aufweist. An den Lastkreis ist ein Koppelkondensator Cl 1 angeschlossen. Der Resonanzkondensator C10 ist parallel zur Entladungsstrecke der Leuchtstofflampe LPl geschaltet. Der positive Anschluß des Koppelkondensators Cl l ist über den Verzweigungspunkt M12 an die Lampe LPl angeschlossen und sein negativer Anschluß liegt auf Massepotential. Die Transistoren Q10, Ql 1 schalten alternierend, so daß der Mittenabgriff MIO des Halbbrücken Wechselrichters Q10, Ql 1 abwechselnd mit dem hohen Potential U (ca. 400 V) von j 10 und dem Massepotential von j 13 verbunden ist. Da der Koppelkondensator Cl l im Idealfall auf die halbe Versorgungsspannung U/2 (ca. 200 V) des Halbbrückenwechselrichters aufgeladen ist, fließt daher zwischen dem Mittenabgriff MIO und dem Verzweigungspunkt M12 ein mittelfrequen- ter Wechselstrom, dessen Frequenz im wesentlichen durch den Schalttakt der Transi- stören QIO, Ql l bestimmt wird. Während der Elektrodenvorheizphase fließt der Wechselstrom über die beiden Lampenelektroden und den Resonanzkondensator CIO. In der Zündphase wird am Resonanzkondensator CIO, beispielsweise mittels der Methode der Resonanzüberhöhung, die Zündspannung für die Leuchtstofflampe LPl bereitgestellt. Nach Zündung der Entladung in der Lampe LPl fließt der Wech- selstrom im wesentlichen über die Entladungsstrecke der Lampe und der Resonanzkondensator ist nahezu überbrückt.
Außerdem weist die Schaltungsanordnung einen Spannungsteiler, der aus den beiden Widerständen R13, R14 und deren Mittenabgriff Ml l besteht, und eine Detektorschaltung DEl auf. Der Spannungsteiler R13, R14 ist parallel zum Gleichspannungs- eingang j 10, j 13 des Halbbrücken Wechselrichters angeordnet. Da die beiden Spannungsteilerwiderstände R13, R14 den gleichen Widerstandswert besitzen, liegt an deren Mittenabgriff Ml l die halbe Versorgungsspannung U/2 des Halbbrückenwechselrichters Q10, Ql 1 an.
Die Detektorschaltung DEl besitzt einen ersten Spannungseingang, der an den Ver- zweigungspunkt M12 und damit an den positiven Anschluß des Koppelkondensators Cl l angeschlossen ist, und einen zweiten Spannungseingang, der mit dem Mittenabgriff Ml l des Spannungsteilers R13, R14 verbunden ist, sowie einen mit der Ansteuerungsvorrichtung AI verbundenen Spannungsausgang. Diese Detektorschaltung DEl besteht aus einem von den drei Widerständen RIO, Rl l, R12 gebildeten Span- nungsteiler RIO, Rl l, R12 und zwei pnp-Bipolartransistoren Q12, Q13. Die drei Spannungsteilerwiderstände RIO, Rl l, R12 sind in Reihe zwischen die beiden Abgriffe M12 und Ml 1 geschaltet. Der zwischen den Widerständen RIO, Rl 1 gelegene erste Mittenabgriff j 11 des Spannungsteilers RIO, Rl l, R12 ist mit dem Emitter des ersten pnp-Transistors Q12 und mit der Basis des zweiten pnp-Transistors Q13 ver- bunden. Der zwischen den Widerständen Rl l, R12 gelegene zweite Mittenabgriff jl2 des Spannungsteilers RIO, Rl l, R12 ist mit dem Emitter des zweiten pnp- Transistors Q13 und mit der Basis des ersten pnp-Transistors Q12 verbunden. Die Kollektoren der beiden Transistoren Q12, Q13 sind miteinander verbunden und bilden den Spannungsausgang der Detektorschaltung DEl.
Wie bereits oben erwähnt, liegt im Idealfall an beiden Abgriffen Ml 1 und M12 die Hälfte der Eingangsspannung U/2 des Halbbrückenwechselrichters an, so daß im Idealfall kein Spannungsabfall am Spannungsteiler RIO, Rl l, R12 auftritt und die pnp-Transistoren Q12, Q13 nicht angesteuert werden. Durch das Auftreten des Gleichrichteffektes in der Lampe LPl bildet sich eine Vorzugsrichtung für den Lam- penstrom aus. Dadurch ändert sich der Spannungsabfall am Koppelkondensator Cl l und damit auch das Potential am Abgriff Ml 2. In Abhängigkeit von der bevorzugten Lampenstromrichtung weicht das Potential am Abgriff M12 nach unten oder oben von dem Idealwert U/2 ab. Diese Abweichung des Potentials am Abgriff M12 von dem Idealwert U/2 verursacht einen Spannungsabfall am Spannungsteiler RIO, Rl 1, R12. Der Spannungsteiler RIO, Rl l, R12 erzeugt dann ein Ansteuerungssignal für die Basis eines der pnp-Transistoren Q12 oder Q13. Ist das Potential am Abgriff M12 beispielsweise kleiner als U/2, so wird die Basis des zweiten pnp-Transistors Q13 angesteuert. Ist hingegen das Potential am Abgriff M12 zu einem höheren Wert als U/2 verschoben, so wird die Basis des ersten pnp-Transistors Q12 angesteuert. Der pnp-Transistor Q12 bzw. Q13 schaltet durch, wenn die Spannungsdifferenz zwischen seiner Basis und seinem Emitter -0,6 V beträgt. Das heißt, beträgt der Spannungsabfall an dem Spannungsteilerwiderstand Rl 1 mindestens 0,6 V, so schaltet, je nach Polung der Spannung am Widerstand Rl l, einer der beiden pnp-Transistoren Q12 oder Q13 durch. Die Ansprechschwelle der beiden pnp-Transistoren Q12, Q13 kann daher durch eine geeignete Dimensionierung der Spannungsteilerwiderstände RIO, Rl l, R12 eingestellt werden. Sie muß relativ hoch eingestellt werden, weil bereits beim regulären Lampenbetrieb Abweichungen des Potentials am Abgriff M12 vom Idealwert auftreten. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist der Widerstand Rl 1 so dimensioniert, daß der pnp-Transistor Q12 oder Q13 erst bei einer Abweichung des Potentials am Abgriff M12 von ungefähr 100 V von dem Idealwert U/2 durchgeschaltet wird. Das heißt, der Transistor Q13 wird durchgeschaltet, wenn der Span- nungsabfall am Koppelkondensator Cl l statt 200 V nur noch 100 V oder weniger beträgt, und der Transistor Q12 wird durchgeschaltet, wenn der Spannungsabfall am Koppelkondensator Cl 1 von 200 V auf mindestens 300 V angestiegen ist. In beiden vorgenannten Fällen erzeugt die Detektorschaltung DEl ein Ausgangssignal für die Ansteuerungsvorrichtung AI des Halbbrückenwechselrichters Q10, Ql l, das vorzugsweise zur Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters Q10, Ql 1 genutzt wird. Es kann allerdings auch, beispielsweise über eine Anhebung der Steuerfrequenz der Halbbrückenwechselrichtertransitoren Q10, Ql l, zur Begrenzung der Spannung und/oder des Stromes im Lastkreis verwendet werden. In der Tabelle 1 ist eine Di- mensionierung der Bauteile der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels angegeben.
Gemäß des in Figur 2 abgebildeten zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung besitzt die Schaltungsanordnung zwei als Halbbrückenwechselrichter miteinander verschaltete npn-Transistoren Q20, Q21, deren Steuerelektroden mit der Ansteuerungs- Vorrichtung A2 des Halbbrückenwechselrichters verbunden sind. Der Halbbrückenwechselrichter Q20, Q21 bezieht seine Eingangs- oder Versorgungsspannung über die Gleichspannungsanschlüsse j20, j23. Der Gleichspannungsanschluß j23 liegt auf Massepotential und an dem Gleichspannungsanschluß j20 wird eine Spannung von ungefähr +400 V bereitgestellt. Diese Eingangs- oder Versorgungsspannung wird in bekannter Weise, beispielsweise mit Hilfe eines vorgeschalteten, in den Figuren nicht abgebildeten Hochsetzstellers aus der gleichgerichteten Netzwechselspannung erzeugt.
Die Ansteuerungsvorrichtung A2 des Halbbrückenwechselrichters Q20, Q21 ist als integrierter Schaltkreis ausgeführt, der den Schalttakt der Transistoren Q20, Q21 bestimmt. An den Mittenabgriff M20 des Halbbrücken Wechselrichters Q20, Q21 ist ein als Serienresonanzkreis ausgebildeter Lastkreis angeschlossen, der eine Resonanzinduktivität L2, einen Resonanzkondensator C20 und eine Leuchtstofflampe LP2 aufweist. An den Lastkreis ist ein Koppelkondensator C21 angeschlossen. Der Resonanzkondensator C20 ist parallel zur Entladungsstrecke der Leuchtstofflampe LP2 geschaltet. Der positive Anschluß des Koppelkondensators C21 ist über den Ver- zweigungspunkt M22 an die Lampe LP2 angeschlossen und sein negativer Anschluß liegt auf Massepotential. Die Transistoren Q20, Q21 schalten alternierend, so daß der Mittenabgriff M20 des Halbbrücken Wechselrichters Q20, Q21 abwechselnd mit dem hohen Potential U (ca. 400 V) von j20 und dem Massepotential von j23 verbunden ist. Da der Koppelkondensator C21 im Idealfall auf die halbe Versorgungsspannung U/2 (ca. 200 V) des Halbbrückenwechselrichters aufgeladen ist, fließt daher zwischen dem Mittenabgriff M20 und dem Verzweigungspunkt M22 ein mittelfrequen- ter Wechselstrom, dessen Frequenz im wesentlichen durch den Schalttakt der Transistoren Q20, Q21 bestimmt wird.
Außerdem besitzt die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels eine Referenzspannungsquelle Uref und eine Detektorschaltung sowie einen Spannungsteiler R23, R24, der an den Koppelkondensator C21 angeschlossen ist und die Koppelkondensatorspannung U/2 im Verhältnis der Widerstandswerte der Spannungsteilerwiderstände R23, R24 herunterteilt. Die Detektorschaltung besteht beim zweiten Ausführungsbeispiel aus den Spannungsteilerwiderständen R20, R21, R22 und aus den pnp-Kleinsignaltransistoren Q22, Q23. Diese Detektorschaltung ist genau so aufgebaut wie die Detektorschaltung DEl des ersten Ausführungsbeispiels. Ihre Spannungseingänge sind allerdings an den Mittenabgriff des Spannungsteilers R23, R24 und an die Referenzspannungsquelle Uref angeschlossen. Der wesentliche Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel besteht nun darin, daß die Detektorschaltung des zweiten Ausführungsbeispiels nicht - wie beim ersten Ausführungsbeispiel - den Spannungsabfall am Koppelkondensator C21 detektiert, sondern statt dessen den Spannungsabfall am Spannungsteilerwiderstand R24 überwacht und mit der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle Uref vergleicht. Die Referenz- Spannung Uref beträgt ungefähr +5 V und wird mittels einer Hilfsspannungsquelle generiert. Mit Hilfe des Spannungsteilers R23, R24 wird der Spannungsabfall am Koppelkondensator C21 im Verhältnis 1/39 heruntergeteilt, so daß im Idealfall am Widerstand R24 ebenfalls eine Spannung von ungefähr +5 V anliegt, da der Spannungsabfall am Koppelkondensator C21 im Idealfall gleich der halben Versorgungs- Spannung U/2 des Halbbrücken Wechselrichters Q20, Q21, also ungefähr gleich 200 V beträgt. Die Detektorschaltung R20, R21, R22, Q22, Q23 mit den Mittenab- griffen j21, j22 für die Emitter- und Basisanschlüsse der Transistoren Q22, Q23 funktioniert sonst genau so wie die Detektorschaltung DEl des ersten Ausführungsbeispiels. Der einzige Unterschied besteht darin, daß die Detektorschaltung des zweiten Ausführungsbeispiels (Figur 2) mit wesentlich kleineren Eingangsspannun- gen an ihren Spannungseingängen bei R20 und R22 arbeitet als die Detektorschaltung DEl des ersten Ausführunsgbeispiels. Das hat den Vorteil, daß in der Detektorschaltung des zweiten Ausführungsbeispiels Kleinsignaltransistoren Q22, Q23 eingesetzt werden können. Die Funktionsweise der Detektorschaltungen der beiden ersten Ausführungsbeispiele ist aber sonst gleich. Sinkt die Spannung am Koppelkonden- sator C21 beispielsweise auf einen Wert unterhalb von 100 V, so beträgt der Spannungsabfall am Widerstand R24 weniger als 2,5 V. Dann schaltet der Transistor Q23 durch. Steigt die Spannung am Koppelkondensator C21 auf mehr als 300 V an, so beträgt der Spannungsabfall am Widerstand R24 mehr als 7,5 V. Dann schaltet der Transistor Q22 durch. In beiden Fällen liefert die Detektorschaltung ein Ausgangs- signal für die Ansteuerungsvorrichtung A2 des Halbbrückenwechselrichters Q20, Q21, das vorzugsweise zur Abschaltung des Halbbrücken Wechselrichters Q20, Q21 verwendet wird. Eine geeignete Dimensionierung der Bauteile der Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung ist in der Tabelle 2 angegeben.
Das dritte Ausführungsbeispiel (Figur 3) beschreibt die Anwendung der Erfindung auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von zwei parallel geschalteten Leuchtstofflampen LP3, LP4. Diese Schaltungsanordnung besitzt zwei als Halbbrückenwechselrichter miteinander verschaltete npn-Transistoren Q30, Q31, deren Steuerelektroden mit der Ansteuerungsvorrichtung A3 des Halbbrückenwechselrichters ver- bunden sind. Der Halbbrückenwechselrichter Q30, Q31 bezieht seine Eingangs- oder Versorgungsspannung über die Gleichspannungsanschlüsse j30, j33. Der Gleichspannungsanschluß j33 liegt auf Massepotential und an dem Gleichspannungsanschluß j30 wird eine Spannung von ungefähr +400 V bereitgestellt. Diese Eingangsoder Versorgungsspannung wird in bekannter Weise, beispielsweise mit Hilfe eines vorgeschalteten, in den Figuren nicht abgebildeten Hochsetzstellers aus der gleichgerichteten Netzwechselspannung erzeugt. Die Ansteuerungsvorrichtung A3 des Halbbrückenwechselrichters Q30, Q31 ist als integrierter Schaltkreis ausgeführt, der den Schalttakt der Transistoren Q30, Q31 bestimmt. An den Mittenabgriff M30 des Halbbrückenwechselrichters Q30, Q31 sind zwei parallel geschaltete, als Serienresonanzkreise ausgebildete Lastkreise ange- schlössen. Beide Lastkreise weisen jeweils eine Resonanzinduktivität L3 bzw. L4, einen Resonanzkondensator C30 bzw. C31 und eine Leuchtstofflampe LP3 bzw. LP4 auf. An beide Lastkreise ist jeweils ein Koppelkondensator C32 bzw. C33 angeschlossen. An beiden Koppelkondensatoren C32, C33 liegt im Idealfall die halbe Versorgungsspannung U/2 des Halbbrücken Wechselrichters Q30, Q31 an. Die Po- tentiale an den Abgriffen M31, M32 betragen also im Idealfall U/2, das heißt ungefähr +200 V. An die Abgriffe M31 und M32 ist jeweils ein Spannungseingang einer aus den Spannungsteilerwiderständen R30, R31, R32 und den pnp-Transitoren Q32, Q33 bestehenden Detektorschaltung angeschlossen. Der Spannungsausgang dieser Detektorschaltung wird von den miteinander verbundenen Kollektoren der pnp- Transistoren Q32, Q33 gebildet. Er ist mit der Ansteuerungsschaltung A3 des Halbbrückenwechselrichters Q30, Q31 verbunden. Der erste Mittenabgriff j31 des Spannungsteilers R30, R31, R32 ist mit dem Emitter des ersten pnp-Transistors Q32 und mit der Basis des zweiten pnp-Transistors Q33 verbunden, während sein zweiter Mittenabgriff j32 mit dem Emitter des zweiten pnp-Transistors Q33 und der Basis des ersten pnp-Transistors Q32 verbunden ist. Die Detektorschaltung des dritten Ausführungsbeispiels überwacht den Spannungsabfall an beiden Koppelkondensatoren C32 und C33, indem ein Koppelkondensator C32 bzw. C33 dem jeweils anderen Koppelkondenator C33 bzw. C32 als Referenzspannungsquelle dient.
Tritt beispielsweise bei der ersten Lampe LP3 der Gleichrichteffekt auf, so daß der Spannungsabfall am ersten Koppelkondensator C32 um mehr als 100 V von dem Idealwert U/2 = 200 V abweicht und beispielsweise mehr als 300 V beträgt, so wird der erste pnp-Transistoren Q32 durchgeschaltet. Am anderen Koppelkondensator C33, der in diesem Fall als Referenzspannungsquelle dient, liegt nämlich im Idealfall immer noch die halbe Versorgungsspannung U/2 = 200 V des Halbbrückenwechsel- richters Q30, Q31 an. Sinkt die Spannung am ersten Koppelkondensator C32 auf einen Wert unterhalb von 100 V, so wird der zweite pnp-Transistor Q33 durchgeschaltet.
Tritt hingegen bei der zweiten Lampe LP4 der Gleichrichteffekt auf, so wird der Spannungsabfall am zweiten Koppelkondnesator C33 von dem Idealwert U/2 = 200 V abweichen. Steigt beispielsweise der Spannungsabfall am zweiten Koppelkondensator C33 auf mehr als 300 V an, so wird der zweite pnp-Transistor Q33 durchgeschaltet. Am ersten Koppelkondensator C32, der in diesem Fall als Referenzspannungsquelle dient, liegt nämlich im Idealfall immer noch die halbe Versorgungsspannung U/2 = 200 V des Halbbrückenwechselrichters Q30, Q31 an. Sinkt die Spannung am zweiten Koppelkondensator C33 aber auf einen Wert unterhalb von 100 V, so wird der erste pnp-Transistor Q32 durchgeschaltet.
In allen vorgenannten Fällen, in denen einer der beiden pnp-Transistoren Q32 oder Q33 durchgeschaltet wird, erzeugt die Detektorschaltung an ihrem Spannungsausgang ein Ansteuerungssignal für die Ansteuerungsvorrichtung A3 des Halbbrücken- Wechselrichters Q30, Q31, das vorzugsweise zur Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters Q30, Q31 verwendet wird. Die Detekorschaltung des dritten Ausführungsbeispiels arbeitet also vollkommen analog zu der Detektorschaltung DEl des ersten Ausführungsbeispiels. Für den unwahrscheinlichen Fall, daß der Gleichrichteffekt bei beiden Lampen LP3, LP4 gleichzeitig auftritt, funktioniert die Detektor- Schaltung des dritten Ausführungsbeispiels allerdings nicht. Eine geeignete Dimensionierung der beim dritten Ausführungsbeispiele verwendeten Bauteile ist in Tabelle 3 angegeben.
Figur 4 zeigt eine Detektorschaltung mit drei Spannungseingängen El, E2, E3 für eine Schaltungsanordnung mit einem Halbbrückenwechselrichter, an dessen Mitten- abgriff drei parallel geschaltete Lastkreise angeschlossen sind. Jeder der Spannungseingänge El, E2, E3 ist mit dem auf positiven Potential liegenden Anschluß des Koppelkondensators eines der Lastkreise verbunden. Diese Detektorschaltung vergleicht den Spannungsabfall an den Koppelkondensatoren der drei Lastkreise miteinander. Sie arbeitet vollkommen analog zu der Detektorschaltung des dritten Ausfüh- rungsbeispiels. Die in Figur 4 abgebildete Detektorschaltung besteht aus drei pnp- Transistoren Q42, Q43, Q44, drei Basis-Emitter-Widerständen R41, R43, R45 und drei Vorwiderständen R40, R42, R44. Die miteinander verbundenen Kollektoren der pnp-Transistoren Q42, Q43, Q44 bilden den Spannungsausgang der Detektorschal - tung.
Wird beispielsweise das Potential am Eingang El bzw. E2 bzw. E3 gegenüber dem Potential an den anderen beiden Eingängen über die Ansprechschwelle hinaus angehoben, so schaltet der Transistor Q44 bzw. Q42 bzw. Q43 durch. Wird das Potential am Eingang El bzw. E2 bzw. E3 gegenüber dem Potential an den anderen beiden Eingängen über die Ansprechschwelle hinaus abgesenkt, so schaltet der Transistor Q42 bzw. Q43 bzw. Q44 durch. In allen vorgenannten Fällen entsteht am Spannungsausgang der Detektorschaltung ein Ansteuerungssignal für die Ansteuerungsvorrichtung des Halbbrückenwechselrichters. Diese Detektorschaltung läßt sich durch Anfügen weiterer pnp-Transistoren und Basis-Emitter-Widerstände sowie weiterer Vorwiderstände auch auf mehr als drei parallel geschaltete Lastkreise anpassen.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher erläuterten Ausfüphrungsbei- spiele. Beispielsweise können die pnp-Transistoren der Detektorschaltungen auch durch Feldeffekttransistoren mit ähnlicher Strom-Spannungskennlinie ersetzt wer- den. Anstelle von pnp-Transistoren können für die Detektorschaltung aber auch npn- Transistoren verwendet werden. Es muß dann nur mit geeigneten Mitteln sichergestellt werden, daß die Ansteuerungsvorrichtung des Halbbrückenwechselrichters von der Detektorschaltung mit Steuersignalen der richtigen Polarität beaufschlagt wird. Tabelle 1: Dimensionierung der elektrischen Bauteile gemäß des ersten Ausführungsbeispiels
Ll 1,6 mH
CIO 7,5 nF
Cl l 68 nF
R10. R12 390 kΩ
Rl l 4,7 kΩ
R13, R14 470 kΩ
Q12, Q13 BF421
Tabelle 2: Dimensionierung der elektrischen Bauteile gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels
L2 1,6 mH
C20 7,5 nF
C21 68 nF
Uref +5 V
R20, R22 10 kΩ
R21 6,2 kΩ
R23 390 kΩ
R24 10 kΩ
Q22, Q23 BC807
Tabelle 3: Dimensionierung der elektrischen Bauteile gemäß des dritten Ausführungsbeispiels
L3, L4 1,6 mH
C30, C31 7,5 nF
C32, C33 68 nF
R30, R32 390 kΩ
R31 4,7 kΩ
Q32, Q33 BF421

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe, wobei die Schaltungsanordnung folgende Merkmale aufweist:
- einen Halbbrückenwechselrichter (QIO, Ql l ; Q20, Q21; Q30, Q31) mit mindestens einem nachgeschalteten Lastkreis (Ll, CIO, LPl; L2, C20, LP2; L3, C30, LP3; L4, C31 , LP4),
- mindestens einen Koppelkondensator (Cl l; C21; C32, C33), der mit dem Lastkreis (Ll, CIO, LPl; L2, C20, LP2; L3, C30, LP3; L4, C31, LP4) und mit dem Halbbrückenwechselrichter (QIO, Ql l; Q20, Q21; Q30, Q31) verbunden ist, - eine Ansteuerungsvorrichtung (AI; A2; A3) für den Halbbrückenwechselrichter (QIO, Ql 1; Q20, Q21; Q30, Q31),
- der Lastkreis (Ll, CIO, LPl; L2, C20, LP2; L3, C30, LP3; L4, C31, LP4) Anschlüsse für mindestens eine Entladungslampe (LPl; LP2; LP3, LP4) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Referenzspannungsquelle (R13, R14; Uref; C32, C33) und eine Detektorschaltung (DEl ; R20, R21, R22, Q22, Q23; R30, R31, R32, Q32, Q33), die den Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator (Cl l ; C32, C33) bzw. den durch einen Spannungsteiler (R23, R24) heruntergeteilten Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator (C21) mit der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle (R13, R14; Uref; C32, C33) vergleicht und ein Ausgangssignal zur Ansteuerung des Halbbrücken Wechselrichters (QIO, Ql 1; Q20, Q21; Q30, Q31) erzeugt, aufweist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung (DEl) mindestens zwei Spannungseingänge und einen
Spannungsausgang besitzt, wobei
- ein erster Spannungseingang mit der Referenzspannungsquelle (R13, R14) verbunden ist, - ein zweiter Spannungseingang mit einem Anschluß (Ml 2) des mindestens einen Koppelkondensators (Cl l) verbunden ist und
- der Spannungsausgang der Detektorschaltung (DEl) mit der Ansteuerungsvorrichtung (AI) des Halbbrücken Wechselrichters (QIO, Ql l) ver- bunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerungsvorrichtung (AI; A2; A3) eine Abschaltungsvorrichtung enthält, die den Halbbrückenwechselrichter (QIO, Ql l; Q20, Q21; Q30, Q31) beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes abschaltet.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Referenzspannungsquelle von einem Spannungsteiler (R13, R14) gebildet wird, der parallel zum Gleichspannungseingang des Halbbrückenwechselrichters (QIO, Ql l) geschaltet ist, wobei der Spannungsteiler (R 13, R 14) einen Mittenabgriff (Ml l) aufweist, an dem die Referenzspannung bereitge- stellt wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung zumindest aus zwei Transistoren (Q12, Q13; Q22, Q23; Q32, Q33) und einem Spannungsteiler (RIO, Rl l, R12; R20, R21, R22; R30, R31, R32) besteht.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die
Transistoren (Q12, Q13; Q22, Q23; Q32, Q33) pnp-Bipolartransistoren sind.
7. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (RIO, Rl 1, R12; R20, R21, R22; R30, R31, R32) einen ersten und einen zweiten Anschluß sowie einen ersten (jl 1; j21; j31) und einen zweiten Mittenabgriff (j 12; j22; j32) aufweist, wobei
- der erste Anschluß mit dem mindestens einen Koppelkondensator (Cl l; C32 bzw. C33) verbunden ist, - der zweite Anschluß mit der Referenzspannungsquelle (R13, R14; Uref; C33 bzw. C32) verbunden ist,
- der erste Mittenabgriff (jl 1; j21; j31) mit dem Emitter des ersten Transistors (Q12; Q22; Q32) und mit dem Basisanschluß des zweiten Transi- stors (Q13; Q23; Q33) verbunden ist,
- der zweite Mittenabgriff (j 12; j22; j32) mit dem Emitter des zweiten Transistors (Q13; Q23; Q33) und mit dem Basisanschluß des ersten Transistors (Q12; Q22; Q32) verbunden ist,
- die Kollektoranschlüsse der Transistoren (Q12, Q13; Q22, Q23; Q32, Q33) mit dem Spannungsausgang der Detektorschaltung verbunden sind.
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