WO1999017171A1 - Appareil de commande de rotation et procede de commande de rotation - Google Patents

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WO1999017171A1
WO1999017171A1 PCT/JP1998/004394 JP9804394W WO9917171A1 WO 1999017171 A1 WO1999017171 A1 WO 1999017171A1 JP 9804394 W JP9804394 W JP 9804394W WO 9917171 A1 WO9917171 A1 WO 9917171A1
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WO
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signal
control
rotation
phase difference
frequency difference
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PCT/JP1998/004394
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French (fr)
Inventor
Osamu Shinkawa
Tomio Ikegami
Kunio Koike
Original Assignee
Seiko Epson Corporation
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Priority to CNB988014505A priority patent/CN1201210C/zh
Priority to JP50211299A priority patent/JP3627245B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
    • H02P3/02—Details of stopping control
    • H02P3/04—Means for stopping or slowing by a separate brake, e.g. friction brake or eddy-current brake
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
    • G04C10/00—Arrangements of electric power supplies in time pieces
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
    • G04C11/00—Synchronisation of independently-driven clocks

Definitions

  • the present invention relates to a rotation control device and a rotation control method, and more particularly, to a rotation control device that controls the speed of a rotating body when rotating various rotating bodies using a mainspring, an engine, electric power, human power, and the like. It relates to a rotation control method.
  • the machine train energy at the time of opening of the mainspring is converted into electric work energy by a generator, and the electric work energy is used to operate the rotation control means to control the current value flowing through the coil of the generator.
  • An electronically controlled mechanical timepiece that accurately drives the hands fixed to the timepiece and displays the time accurately is described in Japanese Patent Publication No. 7-111912.
  • a signal based on the rotation of the generator rotor is input to the counter, while a signal from the crystal oscillator is also input to the power counter, the values of these power counters are compared, and the difference is calculated.
  • the rotation speed was controlled by controlling the generator based on the This counter compares the phase difference between the reference clock pulse (Ref pulse) and the generator rotation cycle pulse (G pulse). If the G pulse advances, the U / D counter counts down, and if it is late, the U / D counter counts down. It had a counter count and was composed of a so-called integral force counter.
  • the generator is braked and R The brake was held until the time measurement for one cycle of the ef pulse was completed. Therefore, the value of the integration counter sets the brake release time. In other words, the value of the integration counter was integrated with the brake release time N so that the average speed of the G pulse matched the target speed (Ref pulse). In other words, this system employs integral control.
  • the average speed of the rotor over a sufficiently long time must be adjusted to the set time because signals output at each cycle are counted and compared by a counter.
  • it was possible to control the speed of the needle at an average speed it was not possible to immediately adjust the rotation speed of the rotor, resulting in low responsiveness.
  • the integral control can be represented by the block diagram of FIG. It is known that the transfer function commonly used for generator Z motors is l Z s (s T + 1). As shown in FIG. 26, this is composed of a transfer function 60 1 with a first-order lag of 1 / (sT + 1) and an integral term 60 2 of 1Z s. Therefore, the generator itself to be controlled includes the integral element.
  • Figures 27 and 28 show Bode diagrams assuming that only integral control is performed on this control target.
  • the conditions under which the rotation control is stable are that the phase margin, that is, the phase at a gain of 0 db (gain intersection) is more than 180 °, and that the gain margin is It is necessary that the gain at 180 ° (phase crossing) is 0 db or less.
  • the phase is delayed by 90 ° in the control object and the phase is further delayed by 90 ° by the integral control. 8 0. It has a phase characteristic in the vicinity. For this reason, it is difficult to achieve stable control because the phase margin and gain margin cannot be obtained only by integral control. For this reason, the timepiece disclosed in Japanese Patent Publication No. 7-111980 must be controlled at a fairly low frequency, resulting in a response of about 0.16 Hz or less.
  • Figure 28 shows a case where the gain of the integration counter is multiplied by 10 °. Also in this case, the phase margin is delayed by more than 180 °, and stable control cannot be expected.
  • the timepiece uses a mainspring as power, the rotation force changes greatly depending on the degree of winding, and a control error occurs, so that the timepiece is delayed or advanced.
  • acceleration of the rotor and the like is generated by the movement of the arm, which disturbs the control state and causes fluctuations in the movement of the hands, leading and lagging. There were also problems.
  • a first object of the present invention is to eliminate a phase deviation of a rotating body and to provide a control system. It is an object of the present invention to provide a rotation control device and a rotation control method in which the response of the system is fast and which is strong against disturbance. :
  • a second object of the present invention is to provide a rotation control device and a rotation control method capable of simplifying the circuit configuration so that the circuit scale can be reduced and the device can be used in small devices such as wristwatches. It is. Disclosure of the invention
  • the present invention relates to a rotation control device that controls a rotation cycle of a rotating body by applying a brake to a rotating body that is rotated by power supplied from a power source, and outputs a rotation signal corresponding to the number of rotations of the rotating body.
  • Rotation detection means for generating, a target signal generation means for generating a target signal corresponding to a target rotation speed of the rotating body, a rotation signal output from the rotation detection means, and a target output from the target signal generation means.
  • a phase difference compensating means for detecting a phase difference with the signal to generate a phase difference compensation signal serving as a brake control signal; and detecting a frequency difference between the rotation signal and the target signal to generate a frequency difference compensation signal serving as a brake control signal.
  • the generated frequency difference compensating means, and at least one of the phase difference compensating signal of the phase difference compensating means and the frequency difference compensating signal of the frequency difference compensating means controls the manner of applying the brake.
  • a brake control means for controlling the vehicle.
  • phase of a rotation signal of a rotating body is compared with the phase of a target signal of the rotating body, and a phase difference compensation signal serving as a brake control signal is input to a brake circuit of the rotating body based on the phase difference. Therefore, so-called phase-locked loop control, that is, PLL (Phase-Locked-Loop) control can be realized. For this reason, for example, since the brake level can be set by comparing the rotation signal waveforms of the rotating body for each period, once the signal is pulled into the lock range, unless the signal waveform fluctuates greatly instantaneously, Realizes a stable control system with fast response In addition, the phase deviation can be eliminated.
  • PLL Phase-Locked-Loop
  • the frequency difference compensating means is provided in addition to the phase difference compensating means, the frequency difference compensating means is used when it is out of the lock range of the PLL control, for example, immediately after starting the rotation control of the rotating body.
  • the speed difference can be controlled to be close to 0, ignoring the phase difference between the rotation signal and the target signal, and the rotating body can be quickly pulled into the lock range. Therefore, if the rotational speed is controlled by the phase difference compensating means after the speed difference is approached to 0 by the frequency difference compensating means, a larger phase deviation is accumulated as compared with the case where the control is performed only by the phase difference compensating means. The speed control of the rotating body can be performed quickly.
  • the frequency difference compensating means includes frequency difference compensation holding means for holding a frequency difference compensating signal
  • the brake control means performs a control start step immediately after starting the rotation control and a stable rotation control.
  • the rotation control is performed by the frequency compensation signal of the frequency difference compensating means, and in the steady control stage, the rotation control is stabilized.
  • the rotation is controlled by the frequency difference compensation signal by the frequency difference compensating means at the control start stage, even if the rotation speed of the rotating body is largely deviated from the target rotation speed, the target rotation speed is quickly increased. And rotation control can be performed with good responsiveness.
  • the configuration of the frequency difference compensation means can be simplified.
  • the brake control means may determine, based on a frequency difference, that the rotation control has been stabilized in the control start stage. If the determination is made based on the frequency difference, it is possible to reliably and relatively easily determine that the rotation control is stable, and it is possible to appropriately switch the control without depending on the variation of the rotating body. Further, the brake control means may switch the control from the control start stage to the steady control stage, in which the rotation control is considered to be stable when a predetermined time has elapsed from the start of the control in the control start stage. . Judging by time makes it possible to simplify the circuit configuration as compared with the case of judging from the frequency difference, making the circuit easily smaller and easily applicable to small devices such as wristwatches.
  • the phase difference compensating means includes a phase difference detecting means and a compensation signal generating means receiving the output thereof, wherein the rotation signal and the target signal have a repetitive pulse waveform, and the phase difference detecting means has a rising edge of the target signal; Or, it is equipped with a power counter that adds or subtracts at the falling edge and subtracts or adds at the rising or falling edge of the rotation signal and adds up the number of rising or falling edges of each signal.
  • the output of this counter is output as a phase difference signal.
  • the phase difference detecting means is constituted by a power counter
  • the circuit configuration can be simplified, the size of the device can be easily reduced, and the cost can be reduced.
  • a power counter capable of holding a plurality of power counter values can be used, a phase difference can be detected in a wide range, and even when the phase difference is accumulated, the accumulated value can be held. Control according to the phase difference can be performed, and more accurate speed control can be performed.
  • the phase difference compensating means includes a phase difference compensating filter including an integrating action.
  • the phase difference compensating filter includes: a sign detecting circuit for detecting a sign of the phase difference signal; It is preferable to include a frequency divider that makes the frequency division ratio more variable, and a counter that adds or subtracts the output of the frequency divider by the sign.
  • the phase difference compensation filter serves as the compensation signal generating means, and the output of the counter becomes the phase difference compensation signal.
  • the magnitude of the phase difference compensation signal can be set appropriately according to the magnitude of the phase difference, and control must be performed to eliminate the phase difference quickly. Can be.
  • the rotating body includes: a mechanical energy source; a generator driven by the mechanical energy source connected via a train to generate induced power to supply electric energy;
  • the generator may be an electronically controlled mechanical timepiece having a pointer coupled to the generator. If the present invention is applied to such an electronically controlled mechanical timepiece, when the hand is adjusted and the hand operation is resumed after the generator is stopped for the hand adjustment, the rotation of the generator can be quickly targeted. It can be adjusted to the number of rotations (such as the reference frequency from the crystal oscillator), and can quickly move to an accurate hand operation state.
  • the rotating body is rotated in conjunction with a mechanical energy source, an operating member such as a doll driven by the mechanical energy source connected via a power transmission mechanism, and the operating member.
  • the rotating member may be a toy provided with a rotating member.
  • the rotating body may be the electric motor in a toy including an electric energy source and an electric motor driven by the electric energy source.
  • the rotation speed of the rotating member and the electric motor can be accurately and quickly controlled, and the operation of a child playing with the toy can be performed.
  • Rotational speed can be changed accordingly, and there is a change and a high degree of play can be performed.
  • the rotating body may be the generator in a hybrid car including an engine and a generator driven by the engine and also functioning as a motor. If the present invention is applied to such a hybrid car, for example, when performing auto cruising control, the speed is adjusted without greatly fluctuating the engine output by rotating the generator at the target speed. And fuel efficiency can be reduced.
  • a rotation control method is a rotation control method for controlling a rotation period of a rotating body by applying a brake to a rotating body that is rotated by power supplied from a power source.
  • the rotation signal is compared with a target signal corresponding to a target rotation speed of the rotating body to detect a phase difference between the rotation signal and the frequency signal between the rotation signal and the target signal.
  • the brake of the rotating body is controlled by at least one of a phase difference compensation signal and a frequency difference compensation signal corresponding to the frequency difference.
  • the rotating body is controlled by using both the phase locked loop control (PLL control) and the frequency difference control, the speed control of the rotating body can be performed quickly, and the responsiveness can be improved. Fast and stable control of the rotating body can be realized.
  • PLL control phase locked loop control
  • the brake control of the rotating body is performed by the frequency difference compensation signal, and when the rotation control is stabilized, the frequency difference compensation signal at that point is held and the steady control stage is started.
  • the brake control of the rotating body it is preferable to perform the brake control of the rotating body by the added signal of the held frequency difference compensation signal and the phase difference compensation signal.
  • rotation control is performed by the frequency difference compensation signal.
  • the rotation is controlled using the sum signal of the frequency difference compensation signal and the phase difference compensation signal, so the rotation speed of the rotating body deviates greatly from the target rotation speed at the start of control.
  • Speed it is possible to quickly approach the target rotation speed, perform rotation control with good responsiveness, and set the approximate braking amount with the frequency difference compensation signal in the steady-state control stage. Since the fine braking amount can be adjusted by the phase difference compensation signal, the optimum control amount can be quickly obtained, and the responsiveness of the rotation control can be further improved.
  • the rotation control method of the present invention in the control start step, it may be determined from the frequency difference that the rotation control has been stabilized. Further, in the control start stage, the rotation control may be considered to be stable when a predetermined period of time has elapsed since the start of the control, and the control may be switched from the control start stage to the steady control stage.
  • FIG. 1 is a plan view showing a main part of an electronically controlled mechanical timepiece according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view showing a main part of FIG.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing a main part of FIG.
  • FIG. 4 is a block diagram of the control system of the present invention.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a control circuit of a machine body.
  • FIG. 6 is a specific configuration diagram of the control circuit of the present embodiment.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the frequency difference detection circuit of the present embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of the function of the frequency difference compensating means of the present embodiment.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the phase difference detection circuit of the present embodiment.
  • FIG. 10 is a waveform diagram in the phase difference detection circuit of the present embodiment.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the phase difference compensation filter of the present embodiment.
  • FIG. 12 is an operation waveform diagram of the phase difference compensation filter of the present embodiment.
  • FIG. 13 is a flowchart showing the brake control method of the present embodiment.
  • FIG. 14 is a flowchart showing an example of the control switching flow.
  • FIG. 15 is a flowchart showing another example of the control switching flow.
  • FIG. 16 is a flow chart showing the frequency control flow.
  • FIG. 17 is a flowchart showing the flow of measuring the Re f 1 pulse period.
  • FIG. 18 is a flowchart showing a G pulse cycle measurement flow.
  • Figure 1 9 is a flowchart illustrating a PLL control flow c
  • FIG. 20 is a flowchart showing the I-value calculation method in FIG.
  • FIG. 21 is a flowchart showing the integral gain selection flow of FIG.
  • FIG. 22 is a configuration diagram showing a modification of the present invention.
  • FIG. 23 is a configuration diagram showing another modification of the present invention.
  • FIG. 24 is a configuration diagram showing another modification of the present invention.
  • FIG. 25 is a configuration diagram showing another modification of the present invention.
  • FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of a conventional example of the present invention.
  • FIG. 27 is a Bode diagram in a conventional example.
  • FIG. 28 is a Bode diagram in a conventional example.
  • FIG. 1 is a plan view showing a main part of an electronically controlled mechanical timepiece according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 and 3 are cross-sectional views.
  • the electronically controlled mechanical timepiece includes a barrel wheel 1 including a mainspring 1a, a barrel gear 1b, a barrel barrel 1c, and a barrel lid 1d.
  • the mainspring la is fixed at the outer end to the barrel gear 1b and at the inner end to the barrel barrel 1c.
  • the barrel barrel 1 c is supported by the main plate 2 and the train wheel bridge 3, and is fixed by a square hole screw 5 so as to rotate integrally with the square wheel 4.
  • the square wheel 4 is engaged with the hazel 6 so as to rotate clockwise but not counterclockwise.
  • the method of rotating the hour wheel 4 in a clockwise direction and winding the spring 1a is the same as the automatic winding or manual winding mechanism of a mechanical timepiece, and therefore, the description is omitted.
  • the rotation of the barrel gear lb is increased by 7 times to the second wheel 7, and sequentially increased by 6.4 times to the third wheel 8, 9.375 times increased to the fourth wheel 9 and tripled to the fourth wheel 9
  • the speed is increased 10 times to the fifth wheel 10 and then to the sixth wheel 11 and is increased 10 times to the rotor 12 and the total speed is increased 12 6 times and 00 times.
  • the second wheel & pinion 7 has a cannon pinion 7a; the cannon pinion 7a has a minute hand 13 fixed to it and the fourth wheel 9 has a second hand 14 fixed to it. Therefore, in order to rotate the second wheel & pinion 7 at 1 rph and the fourth wheel & pinion 9 at 1 rpm, the rotor 12 may be controlled to rotate at 5 rps. The barrel gear 1b at this time becomes lZ7rph.
  • This electronically controlled mechanical timepiece includes a generator 20 including a rotor 12, a stator 15, and a coil block 16.
  • the rotor 12 includes a rotor magnet 12a, a rotor pinion 12b, and a rotor inertia disk 12c.
  • the rotor inertia disk 12 c is for reducing the rotation speed fluctuation of the rotor 12 with respect to the driving torque fluctuation from the barrel car 1.
  • the stator 15 is obtained by winding a 40,000-turn stator coil 15b around a stator body 15a.
  • the Koinole block 16 is composed of a magnetic core 16a wound with a Koinole 16b of 110,000 turns.
  • the stator body 15a and the magnetic core 16a are made of PC Permalloy or the like.
  • the stator coil 15b and the coil 16b are connected in series so that an output voltage obtained by adding the respective generated voltages is obtained.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the functions of the present embodiment.
  • a power source 101 is a mainspring 1a
  • a power transmission means 102 is a speed increasing wheel train including gears 7 to 11 and the like
  • a display means 106 is a pointer ( The minute hand 13, the second hand 14, etc.)
  • the rotating body 103 is the mouth 12 of the generator 20.
  • the number of revolutions of the rotating body 103 driven by the power generated by the power source 101 via the power transmission means 102 is reduced by the braking means 104 and depends on the degree of braking. It is possible to control the rotating body 103 to rotate at the target rotation speed.
  • the rotating body 103 outputs a rotation signal 105.
  • the rotation signal 105 is a repetitive pulse signal proportional to the rotation speed of the rotating body 103. Assuming that the target frequency of the rotation signal 105 is 10 Hz, for example, when the rotation signal 105 becomes 10 Hz, a display means comprising a needle that rotates in conjunction with the power transmission means 102 when the rotation signal 105 becomes 10 Hz. 106 displays the time accurately.
  • the rotating body 1 ⁇ 3 and the braking means 104 may be of any type, and the expression “brake” includes a negative braking action, that is, an accelerating action.
  • the rotating body 103 is the rotor 12 of the generator 20
  • the brake means 104 is a variable resistor switch connected to the output of the generator 20.
  • a transistor that can be used as a switching element such as an FET can be used, and the output terminal of the generator 20 can be used. You can use something that you can short-circuit and apply the brake.
  • the braking means 104 may be a brake for applying a frictional force to the rotating body 103 to decelerate, and may be appropriately set according to the type of the rotating body 103.
  • the control circuit includes a mechanical body 11 composed of a generator 20, etc., a target signal generator 1 1 2, a frequency difference compensator 1 1 4, a phase difference compensator 1 1 8, and a brake signal generator 1 1 6. It is provided.
  • a rotation signal 105 consisting of a pulse waveform is output from the machine body 111. Also, the target signal generation means 112 outputs a target signal 113 having the same pulse waveform. Frequency of the target signal 1 1 3 is, for example, 1 0 H Z. These rotation signal 105 and target signal 113 are input to frequency difference compensating means 114 and phase difference compensating means 118, respectively.
  • the frequency difference compensating means 114 generates a frequency difference compensating signal 115 based on the frequency difference between the target signal 113 and the rotation signal 105.
  • the frequency difference compensation signal 115 is set to the direction in which the brake is applied more when the rotation signal 105 is faster than the target signal 110 Hz of 10 Hz, and to the direction in which the brake is released later.
  • the rotating body 103 rotates at a rotation speed close to the target rotation speed.
  • the phase difference compensating means 1 18 generates the phase difference compensating signal 1 19 based on the phase difference between the target signal 113 and the rotation signal 105, for example, the time difference between the falling edges of both signals 113 and 105.
  • the phase difference compensation signal 119 is considered to be a direction in which the rotation signal 105 is delayed and the brake is released. Shakes.
  • the frequency difference compensation signal 1 15 and the phase difference is generated by the compensation signal 1 19, and the rotation of the rotating body 103 of the mechanical body 1 11 is controlled by the signal 1 17. If the constants of the control loop are set properly, the rotating body 103 will rotate in synchronization with the target signal 113, and the display means 106 such as hands will be able to display accurate time. it can.
  • FIG. 6 is a more specific configuration diagram of the control circuit of FIG. The control circuit of the present embodiment will be described in more detail with reference to FIG.
  • the target signal generating means 1 1 2 is composed of a crystal oscillator 1 2 1 and a frequency divider 1 2 2 .
  • the output of the crystal oscillator 1 2 1 is frequency-divided by a frequency divider 1 2 2, and the target signal 1 1 3 Has been generated.
  • the frequency difference compensating means 114 includes a frequency difference detecting circuit 123, a frequency difference compensating filter 124 and a holding circuit 125.
  • the frequency difference detection circuit 123 calculates the frequency difference between the target signal 113 and the rotation signal 105 by counting a clock (not shown).
  • the frequency difference compensation filter 1 2 4 can be realized by an integral proportional / differential function or the like, as long as the control loop is configured to be stable. In this embodiment, only the device that performs the simplest gain adjustment is used.
  • the holding circuit 1 2 5 determines whether the output 1 3 2 of the frequency difference compensation filter 1 2 4 is passed as it is by the switching signal 1 2 9 or the value of the compensation filter output 1 3 2 at the specified time is held.
  • the holding circuit 125 forms frequency difference compensation holding means.
  • the phase difference compensating means 118 includes a phase difference detecting circuit 126 and a phase difference compensating filter 127.
  • the phase difference detection circuit 126 is configured to detect a phase difference between the target signal 113 and the rotation signal 105. This phase difference is converted into a phase difference compensation signal 1 19 by a phase difference compensation filter 127 which is a compensation signal generating means. It is.
  • the phase difference compensation filter 127 includes an integral element for integrating and outputting an error signal in order to eliminate a stationary phase error.
  • the time constant of the response of the mechanical body 1 1 1 to the brake signal 1 1 7 is considerably large, about 1 second, due to the inertia of the rotating body 103 and the power transmission means 102.
  • the time constant of the compensation filter 127 is set to about 10 seconds or more.
  • the switching signal 122 is input to the phase difference compensation filter 127 as a control signal.
  • the switching signal 129 is used for switching the filter operation between the operating state and the stopped state, and for switching between outputting and not outputting the phase difference compensation signal 119 from the filter.
  • the brake signal generation means 116 includes an adder 130 and a brake pulse generation circuit 131.
  • the adder 130 adds the frequency difference compensation signal 1 15 outputted from the frequency difference compensation means 1 14 and the phase difference compensation signal 1 19 outputted from the phase difference compensation means 1 18 Things.
  • the output of the adder 130 enters the brake pulse generating circuit 131, and the brake pulse generating circuit 131 generates a brake signal 117.
  • the mechanical body 1 11 is brake-controlled by the brake signal 1 17.
  • the rotator 103 rotates in phase with the target signal 113, so that it has the accuracy of the crystal oscillator (crystal oscillator) 121.
  • the display means 106 can display the correct time.
  • FIG. 7 is a specific configuration diagram of the frequency difference detection circuit 123.
  • the frequency difference detection circuit 123 includes a first counter 141, a second counter 142, and a subtractor 144.
  • the first counter 14 1 measures the frequency of the target signal 1 13, so it is cleared at the falling
  • the clocks 1 4 3 input to the frequency difference detection circuit 1 2 3 are counted until the falling edge of.
  • the output 144 of the first counter 144 outputs the value held at the falling edge of the target signal 113 until the next falling edge.
  • the second counter 1442 also accumulates the clock 144 of the frequency difference detection circuit 123 from the fall of the rotation signal 105 to the fall of the rotation signal 105, and the rotation signal.
  • the value held at the falling edge of 105 becomes the output 144.
  • the result obtained by subtracting the output 144 of the second counter 1442 from the output 144 of the first counter 1441 is calculated by the subtracter 144 to become the frequency difference signal 144.
  • Clock 1 4 3 which is input to the frequency difference detection circuit 1 2 3, for example 1 0 0 0 H z, the target signal 1 1 3 1 0 H Z, if the rotation signal 1 0 5 and 1 5 H z
  • the frequency difference signal 147 has a force value of about 33. In the above, the case where the falling edge of the target signal 113 or the rotation signal 105 is used has been described, but the rising edge may of course be used.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of the function of the frequency difference compensating means 114.
  • the role of the frequency difference compensation means 114 will be described with reference to FIG. If there is no frequency difference compensating means 1 1 4, the control loop is composed of only the phase difference compensating means 1 18, but the time constant of the mechanical body 1 1 1 is about 1 second as described above, so the phase difference compensating filter
  • the time constant of the loop system which is determined by the time constant of the data 127, cannot be stabilized unless it is about 10 seconds or more.
  • the integral element of the phase difference compensation filter 127 determines the average value of the brake signal 117, but it takes about 10 seconds for the integral value of the integral element to reach a steady state from the start of control. become.
  • the rotating body 103 slowly setstles from the high-speed rotation state to the rotation speed synchronized with the target signal 113. From a clock user's point of view, it takes more than 10 seconds for the movement of the second hand of the clock to settle down, causing anxiety. This response time can be reduced to about 1 second, which is the response time of the machine body 111, by the frequency difference compensating means 114. This is because the frequency difference control loop is stable even when the loop gain is very large.
  • FIG. 8 shows the switching signal 129 divided into four signals. That is, a control start signal 54, a frequency control valid signal 53, a sample signal 52, and a phase difference control valid signal 51.
  • start-up time 60 the power is turned on and the crystal oscillator 1 2 1 starts, and after a while, the target signal stabilizes at the target frequency 57.
  • the frequency control valid signal 53 becomes “1”, and the frequency difference compensating means 114 operates.
  • the phase difference compensating means 1 18 has not yet been operated.
  • the rotation signal frequency 56 settles to a substantially steady value during the transient response time 59 due to the function of the frequency difference compensating means 114.
  • the transient response time 59 can be reduced to about 1 second.
  • the frequency difference compensation signal 115 is held at the value at that time by the sample signal 52. Further, at the switching time 62, the phase difference control loop is closed by the phase difference control enable signal 51. At the switching time 62, the rotation signal 105 is close to the target frequency due to the frequency difference compensation signal, so the response of the phase difference control loop closed at the switching time 62 converges in a short time. .
  • the held frequency difference compensation signal 15 changes the rotation speed of the rotating body 103, which tries to rotate at high speed by the generated force of the power source 101, to the rotation speed synchronized with the frequency of the target signal 113.
  • the retained frequency difference compensation signal 115 will not be an appropriate value.
  • the power source 101 is the mainspring and the spring is gradually released, the generated force decreases, so the frequency difference compensation signal 115 held when the mainspring is fully wound at the start of control becomes excessive. I will.
  • the reason for switching from the frequency difference compensating means 1 14 to the phase difference compensating means 1 18 is that if control is performed simultaneously by both means, the control loop becomes unstable due to mutual interference between both means. This is because it is easy and specific design becomes difficult.
  • the value of the held frequency difference compensation signal 1 15 does not need to be a precise value because it is a value corresponding to the approximate braking force. Therefore, the switching time 62 may be set by any of the following methods.
  • the first method is to monitor the frequency difference signal 147 and perform switching when the difference is within a predetermined absolute value.
  • switching is performed after a lapse of time determined from the design value of the response time of the frequency control loop.
  • the former method has an advantage that switching can be performed at an appropriate timing even if the characteristics of the machine body 11 vary.
  • the latter method has the advantage that the circuit configuration can be simplified because it can be configured with a timer.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the phase difference detection circuit 126.
  • the phase difference detection circuit that is frequently used can obtain a detection signal linearly only when the phase difference is within one cycle, whereas the phase difference detection circuit 126 of this embodiment is linear even in a wide range of one cycle or more. A detection signal is obtained.
  • the phase difference detection circuit 126 includes a falling detection circuit 171, a falling detection circuit 172, and an up-down counter 173. Although the phase difference detection circuit 126 of the present embodiment obtains the phase difference signal 174 using the falling of the target signal 113 and the rotation signal 105, it also obtains the phase difference signal 174 using the rising. Good.
  • the falling of the target signal 113 is detected by the falling detection circuit 171 and is set as the up signal 175.
  • the falling signal 1 0 5 is detected by the falling detection circuit 17 2 and the down signal 1 is detected.
  • Get 7 6 The up signal 175 and the down signal 176 are input to an up / down force counter 173, and the difference between the counts of the up signal 175 and the down signal 176 is obtained to obtain a phase difference signal 174. This means that the difference in the number of pulses between the target signal 1 i 3 and the rotation signal 105 from the start of counting is determined.
  • FIG. 10 (A) shows a waveform diagram of the phase difference detection circuit 126.
  • the phase difference signal waveform 83 increases by 1 at the falling edge of the target signal waveform 81 and decreases by 1 at the falling edge of the rotation signal waveform 82.
  • the phase difference signal is defined as the progress of the target signal 113 with respect to the rotation signal 105
  • the period of the rotation signal waveform 82 is shown in the left part of FIG. 10 (A).
  • the phase difference signal 83 moves in the positive direction because it is long, and in the right part of Fig. 10 (A), the rotation signal waveform 82 and the target signal waveform 81 have the same period. It emits a short pulse indicating the phase difference of, and does not change with a slightly positive value on average.
  • the phase difference signal waveform 8 3 expresses a phase difference of 1 or more by the waveform level, and synthesizes a waveform in which the phase difference of 1 or less is represented by a pulse width modulated waveform. It has a waveform.
  • FIG. 10 (B) shows the phase 85 of the target signal, the phase 84 of the rotation signal, and the phase difference 86 corresponding to the upper graph. If the phase difference signal waveform 83 is passed through a low-pass filter, the same change as the phase difference 86 is found.
  • phase difference detection circuit 1 26 By using such a phase difference detection circuit 1 26, even if a disturbance is applied to the mechanical body 1 1 1 and the phase difference temporarily increases for one cycle or more, the phase difference is preserved. Therefore, the brake is adjusted so that the phase difference gradually decreases. Therefore, there is no occurrence of a cumulative clock shift. As a disturbance to the mechanical body 111, acceleration caused by arm movement when the present invention is applied to a wristwatch can be considered. Also, this phase difference detection circuit 1 2 CT / JP / 03
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the phase difference compensation filter 127.
  • This compensation filter 127 forms a so-called PI control that is proportional to the integral.
  • the phase difference signal 1991 is multiplied by an appropriate constant by a multiplier 1992 to become a proportional control signal 1999.
  • the phase difference signal 19 1 becomes a control signal 2000 of the integral part by the integral element 203.
  • the control signal 199 of the proportional part and the control signal 200 of the integral part are added by an adder 201 and output as a phase difference compensation signal 119.
  • the integrating element 203 is composed of a frequency divider 195 for dividing the clock 194 of the phase difference compensation filter 127, a sign decision circuit 193 for judging the sign of the phase difference signal, and a sign.
  • An up / down counter 1977 that counts the clock 196 that is divided by changing whether it goes up or down at 198 is formed.
  • the frequency divider 195 has a configuration in which the frequency division ratio can be changed according to the absolute value of the phase difference signal 191. When the absolute value is “1”, the frequency of the frequency-divided clock 195 is increased. Assuming that the frequency of 6 is f1, if the absolute value is "2", the frequency of the divided clock 196 is divided so as to be twice the frequency of f1.
  • the integral gain can be adjusted by ⁇ ⁇ 1.
  • the multiplier 1992 is an element for determining the proportional gain of the compensation filter.
  • the multiplier 1922 may be actually multiplied or may be shifted.
  • FIG. 12 is an operation waveform diagram of the phase difference compensation filter 127.
  • the phase difference signal waveform 2 1 1 gradually changes from “minus 2 ( ⁇ 2)” to a positive direction, temporarily changes to “plus 1 (+1)”, and then changes to “minus 1” again.
  • the sign waveform 2 1 3 is “1” (high level) when the phase difference signal waveform 2 1 1 is positive. ).
  • the divided clock waveform 2 1 4 divides clock 2 1 2 by 2 when the absolute value of phase difference signal waveform 2 1 1 is ⁇ 2 '' and by 4 when the absolute value of ⁇ 1 '' is ing. Note that this division ratio is set to schematically represent a waveform, and is different from an actual division ratio. The actual division ratio can be determined in consideration of the fact that the integral gain becomes appropriate.
  • a control signal waveform 2 15 of the integral portion is obtained, which is a waveform obtained by integrating the phase difference signal waveform 2 11 .
  • the absolute value of the phase difference signal waveform 211 is large, the division ratio will be small. In the example of Fig. 12, the absolute value is "3" and the division ratio is 1. If the absolute value is "4" or more, the division ratio should be set to 1. This process corresponds to clipping the integral gain to the error signal.
  • the absolute value of the phase difference signal 191 is about ⁇ 4 '' to ⁇ 5 '' even if an external force that causes the rotation speed of the rotating body to fluctuate by 30% is assumed as a disturbance. There is no problem with control characteristics. Next, the operation in the present embodiment will be described with reference to the flowcharts of FIGS.
  • Step 1 when the clock of the electronically controlled mechanical watch in a stopped state is started up by winding the mainspring, the control switching flow starts first (Step 1, hereinafter, step is abbreviated as S).
  • the control switching flow sets timing for switching from the above-described brake control by the frequency difference compensating means 114 to the brake control by the phase difference compensating means 118.
  • a flow for outputting a switching signal after a lapse of a set time and as shown in FIG. 15, a frequency difference compensating means 11 1 4 Either a flow that outputs a switching signal when 5 reaches the set frequency range is set.
  • the switching signal when activated, the switching signal is first released (initialized) (S11), and the data retention in the retention circuit 125 is also released (
  • the f value (frequency difference compensation signal 1 15) becomes 0 when the subtraction result of the frequency control has a value less than “0”, that is, a value of “1”. It is set to output the FB signal (reset signal). Then, the counter value for time measurement is reset by the FB signal, and the power counter is restarted from 0 again. This prevents the f value from becoming 0 when the switching signal is output.
  • the switching signal is first released (initialized) (S 21), and the data holding in the holding circuit 125 is also released (S 22).
  • the output ⁇ value (frequency difference compensation signal 1 15) from the frequency control flow described later is fetched (S 23), and it is determined whether this ⁇ ⁇ value is within the set frequency range (S 24). If it is within the set value, a switching signal is output from the stage switching circuit 128 (S25).
  • the cycle of the Refl pulse (target signal 113) and the cycle of the G pulse (rotation signal 105) are set to a predetermined value.
  • the force gain is measured using the frequency gain pulse Cf (S31).
  • each measured value (Rrfl value, G value) is input to the subtractor 1 4 6,
  • the brake control is performed by the f value (frequency difference compensation signal 1 15).
  • the first counter 141 is first reset (S36), and the cycle time of the Refl pulse is counted by the frequency gain pulse Cf and measured (S37). Then, it is determined whether the measurement of the Refl pulse cycle has been completed based on the presence or absence of the input of the frequency gain pulse Cf (S38), and when the measurement has been completed, the force point value is stored in a register or the like as a Refl pulse. Output (S39). Then, the measurement of the cycle time of the next Refl pulse is repeated.
  • the second counter 142 is first reset (S40), and the cycle time of the G pulse is counted by the frequency gain pulse Cf and measured (S41). Then, it is determined whether or not the measurement of the G pulse period has been completed (S42). When the measurement has been completed, the count value is output to a register or the like as a G pulse (S43). Then, the measurement of the cycle time of the next G pulse is repeated.
  • Each count value (Refl value, G value) stored in this register is 144, 145 force; it is the measured value of S31 in the flow of Fig. 16.
  • the brake control by the PLL control is performed by a signal obtained by adding the fixed ⁇ value and the output from the phase difference compensating means 118 by the adder 130 (S5).
  • phase difference compensating means 118 a brake signal is calculated in a procedure as shown in FIG. First, the phase difference signal is counted by the phase difference detection circuit 126 until the switching signal is inputted from the start-up, that is, while the frequency difference compensating means 114 is performing the brake control. S5 1). To be more specific, the target signal 1 1 3
  • the phase difference signal is counted by the up-down power counter 1 73 down by the input of 5.
  • the phase difference compensation filter 127 calculates the ⁇ value (control signal 199) and the I value (control signal 200) (S52). 5 3).
  • the ⁇ value is calculated by performing a proportional gain multiplication (shift) process with the multiplier 1992 on the phase deviation amount e of the phase difference signal counted by the up-down counter 173.
  • the I value is calculated according to the flow shown in FIG. That is, first, the integral gain is selected based on the phase deviation amount e (S61). Specifically, as shown in FIG. 21, the phase deviation e is input to the frequency divider 1995 (S71), and if the phase deviation e is less than 1, (S72), the phase The deviation e is determined to be 0, and 0 Hz is selected for the integral gain pulse (S73). If the phase deviation e is not less than 1 (S72), it is determined whether the phase deviation e is 1 (S74), and if it is 1, CilHz is selected for the integral gain pulse (S75). ).
  • phase deviation amount e is not 1, it is determined whether it is less than 3 (S7 6) If the value is less than 3, the phase deviation e is determined to be 2, and C 12 Hz is selected for the integral gain pulse (S77).
  • phase deviation e is not less than 3 (S78), and if it is 3, the integral gain pulse is set to Ci3 Hz (S79). If the phase deviation e is not 3, the integral gain pulse selects Ci4 Hz (S80).
  • the selected integral gain pulse (0, Cil, Ci2, Ci3, Ci4) is output (S81).
  • the sign determination circuit 1993 determines whether the phase of the G pulse is advanced or delayed (S62), and if it is advanced, the amount of advance is determined. Is measured with the selected integral gain pulse, and the up / down counter 1997 is counted up by the measured amount (S63). If it is a delay, the delay amount is measured with the selected integral gain pulse, and the up-down force counter 197 is down-counted by the measured amount (S64).
  • the count value of the up / down counter 197 is output as an I value (control signal 200) (S65).
  • the H value (phase difference compensation signal 1 19) of the calculation result and the f value (frequency difference compensation signal 1 15) held by the holding circuit 125 are added by the adder 130.
  • the brake signal (N value) S57
  • each block of the frequency control and the PLL control is used.
  • chopper control is performed using a predetermined pulse (Ref2 pulse) (S58).
  • This embodiment has the following effects.
  • the rotation of the rotating body 103 can be controlled by the PLL control. Therefore, for example, since the brake level can be set by comparing the waveforms of the rotation signal 105 of the rotating body 103 at each period, once the signal is drawn into the mouthpiece range, the signal waveform fluctuates greatly instantaneously. As long as there is no occurrence, stable control with fast response can be performed, and phase deviation can be eliminated. Therefore, the rotating body 103 can be accurately rotated by synchronizing with the target signal 113, and the energy loss due to the brake is minimized because the speed of the rotating body 103 does not fluctuate significantly. Accordingly, the rotating body 103 can be rotated for a long time, and the life can be prolonged.
  • the present embodiment is applied to an electronically controlled mechanical timepiece, it is possible to display a time with extremely high precision and to make the timepiece a long time. .
  • the frequency difference compensating means 1 14 Since the frequency difference compensating means 1 14 is provided in addition to the phase difference compensating means 1 18, the lock range in the PLL control, such as immediately after starting the rotation control of the rotating body 103, etc. When it is off, it is possible to perform control to make the speed difference close to 0 ignoring the phase difference between the rotation signal 105 and the target signal 113 by using the frequency difference compensation means 114. Body 103 can be quickly pulled into the lock range. Then, after the speed difference is brought close to 0 by the frequency difference compensating means 1 14, the rotation is controlled by the phase difference compensating means 1 18. Accumulation of a large phase deviation can be prevented, and speed control of the rotating body 103 can be quickly performed.
  • the frequency difference compensating method is used at the control start stage.
  • the speed In order to control the rotation with the frequency difference compensation signal 1 15 by the stage 1 14, even if the rotation speed of the rotating body 103 is greatly deviated from the target rotation speed, the speed must be quickly approached to the target rotation speed. This makes it possible to perform rotation control with good responsiveness.
  • the frequency difference compensation signal 115 Approximate braking amount can be set with, and the phase difference compensation signal 1 19 can be set to the amount of brake for performing minute control that cannot be controlled by the frequency difference compensation signal 1 15.
  • the optimal control amount can be quickly obtained, and the responsiveness of the rotation control can be further improved.
  • the configuration of the frequency difference compensation means 114 can be simplified.
  • Brake control is realized by using chopping, so that the braking torque can be increased while maintaining the generated power at or above a certain level. For this reason, efficient brake control can be performed while maintaining the stability of the system.
  • stage switching circuit 128 determines that the rotation control has been stabilized in the control start stage based on the frequency difference, it is determined that the rotation control has been stabilized reliably and relatively easily.
  • the control can be appropriately switched without depending on the variation of the rotating body 103.
  • the stage switching circuit 128 considers that the rotation control has become stable when a predetermined time has elapsed from the start of the control in the control start stage, and When switching from the start stage to the steady control stage, a timer or the like may be used, so that the circuit configuration can be simplified as compared with the case of judging from the frequency difference.
  • the frequency difference detection circuit 123 and the phase difference detection circuit 126 are configured using the counters 141, 142, and 173, the circuit configuration can be simplified and the circuit can be simplified. In addition to being compact, it can be easily applied to small devices such as wristwatches, and can also reduce costs.
  • phase differences can be detected over a wide range, and even if the phase differences are accumulated, the accumulated value is calculated. Since it can be maintained, control according to the accumulated phase difference can be performed, and more accurate speed control can be performed.
  • phase difference compensation filter 1 2 7 of the phase difference compensation means 1 the integral gain pulse is selected by varying the division ratio of the frequency divider 1 95 with the absolute value of the phase difference signal 19 1 Therefore, the magnitude of the phase difference compensation signal 119 can be appropriately set according to the magnitude of the phase difference, and control can be quickly performed to eliminate the phase difference.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and modifications, improvements, etc. within a scope that can achieve the object of the present invention are included in the present invention.
  • the value of the phase difference compensating means 118 is added or subtracted, and then the value of the frequency difference compensating means 114 is added to the value of (the frequency difference compensating signal 1 15).
  • the value of the frequency difference compensating means 114 is added to the value of (the frequency difference compensating signal 1 15).
  • FIGS. 22 and 23 as shown in FIGS.
  • the output of the frequency difference compensating means 114 (frequency difference compensating signal 1 15) and the output I value of the phase difference compensating means 1 18 (integral After adding the power counter output (200) and the adder (501), the P value (proportional gain output (199)) of the phase difference compensating means (118) is changed according to the delay advance (sign) of the phase deviation amount. Add / subtract with the adder / subtractor 502 You can.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a case where the stage switching circuit (control switching circuit) 1 288 switches the switches 503 and 504 at a fixed time
  • FIG. FIG. 12 is a configuration diagram in the case where the control switching circuit 1 2 8 switches the switches 503 and 504 according to the output (frequency difference) of the frequency difference control circuit.
  • the output of the frequency difference compensating means 1 14 (frequency difference The compensation signal 1 15) is output to the adder 5 0 1 as it is, and the frequency difference compensation signal 1 15 controls the speed of the rotating body 103 via the PWM (pulse width modulation) converter 5 06. Is done.
  • the switch 503 switches to the holding circuit (register) that holds the frequency difference compensation signal 115 during switching. ) Connect to 1 2 5 and this value is output afterwards. Further, the switch 504 is connected to the phase comparison deviation force counter 173, and an up / down counter (integration counter) 1 9 according to the phase deviation amount e detected by the phase deviation absolute value detector 505.
  • the output 200 of 7 and the output 199 of the multiplier (proportional gain) 1992 are input to the adder 501 and the adder / subtractor 502.
  • the adder 501 adds the frequency difference compensation signal 115 to the output 200, and the adder / subtractor 502 adds or subtracts the output 199 according to the sign of the phase deviation amount e.
  • the switch 507 is switched from the output of the adder / subtractor 502 to 0 output.
  • the speed of the rotating body 103 is controlled by the output of the adder / subtractor 502 through the PWM converter 506.
  • the present invention is not limited to application to an electronically controlled mechanical timepiece, and may be applied to an automatic generator type that generates electricity using a rotating weight, a general quartz timepiece with a built-in battery, and the like. Good. Further, the present invention may be applied to various toys operated by spring power. For example, as shown in Fig. 24, a toy device transmits a mainspring 301, a winding mechanism 302 that winds up the mainspring 301, and mechanical energy of the mainspring 301.
  • Transmission mechanism 303 an operating member 304 connected to the transmission mechanism 303 and operating with the mechanical energy, and a machine connected to the transmission mechanism 303 or the operating member 304
  • a rotating body 300 rotating with dynamic energy, and a rotation control device 300 of the present invention for adjusting the rotational speed of the rotating body 300 are provided.
  • Examples of such toys include a retractable toy in which when the compact is closed, the mainspring is wound and when opened, the mainspring is released and the dolls and animals in the compact operate.
  • the hoisting mechanism 302 is formed of a compact opening / closing mechanism, and the speed of a doll or the like can be controlled.
  • the toy there is an automobile-type traveling toy that travels by a mainspring drive.
  • This toy is manually or pulled back (the toy is backed up with the tires on the floor and the mainspring is rolled up) to wind up the spring 301 and rotate the tire with the energy of the spring 301 to run.
  • the provision of the rotation control device 106 allows the traveling speed to be adjusted accurately, and allows the target signal to be varied by means of a switch, etc., thereby varying the traveling speed. Can be.
  • the toy there is a running body guiding game board for guiding a running body running on a game board. Even with this toy, the traveling speed of the traveling object can be accurately regulated, and traveling for a fixed period of time is possible without using a separate timer or the like.
  • the present invention can be applied to a walking doll or an animal-type toy, so that when walking, The interval can be adjusted and the walking time can be lengthened.
  • the present invention is applied to a toy that generates an onomatopoeic sound by operating the onomatopoeia unit 301 as the oncoming member that is the operating member 304, the onomatopoeic unit can be driven at a constant speed and stable. You can output the sound that was done.
  • the present invention can be applied to a toy that rotates and displays a dolly card or the like on which a message is written by operating a force rotating mechanism that is an operating member 304 with the mainspring 301.
  • the greeting card can be turned at a constant speed for a long time.
  • the mainspring 301 is wound up by pulling the string, which is the winding mechanism 302, and when the string is released, the spring 301 is released and wound on the drum, and the movement causes the doll to rotate. If the present invention is applied to a portable game toy, the time for winding the string on the drum, that is, the operation time of the doll or the like can be set accurately.
  • the record board can be rotated stably at a predetermined speed, and the And operation can be stabilized.
  • the present invention may be applied to an auto cruising mechanism of a hybrid car.
  • the hybrid power transmits the output of the engine 401 to the generator 4 ⁇ 3 via the power transmission means (clutch) 402 to generate power, and the power storage member (battery)
  • the generator 403 is driven by the electric power of the power storage member (battery) 404 at the time of start, low speed, acceleration, etc., and operates as a motor to drive the wheels. It drives.
  • electricity is generated by regenerative braking using the electromagnetic brake of generator 403.
  • the speed of the generator 403 is controlled using the rotation control device of the present invention.
  • the auto cruising mechanism running at a constant speed The speed is not controlled by power, but by controlling the speed using the control circuit 405 and the brake control circuit 406 so that the rotation speed of the generator 403 is synchronized with the target frequency. be able to.
  • the brake control is performed by chopping, and while the braking force is obtained, the effect of the chopping pressure increase (The constant regenerative braking state) makes it possible to increase the electromotive voltage, thereby preventing a decrease in charging efficiency while controlling the speed.
  • the level of the boost charging can be adjusted by the input energy of the engine 401.
  • the present invention is applied not only to a hybrid car but also to a vehicle equipped with a regenerative retarder (generator) capable of recovering kinetic energy during deceleration as electric energy when a brake is applied.
  • Rotation control device can be installed.
  • the present invention is not limited to watches, toys, and automobiles, and can be widely applied to those requiring speed control of a rotating body.
  • the frequency difference compensating means includes a frequency difference compensating holding means for holding a frequency difference compensating signal, and the brake control means immediately after starting the rotation control And a steady control stage in which the rotation control is stabilized.
  • the rotation control is performed by a frequency compensation signal of a frequency difference compensating means.
  • the brake control is performed by the addition signal of the frequency difference compensation signal held by the frequency difference compensation holding means and the phase difference compensation signal. For example, even when the rotation speed of the rotating body is largely deviated from the target rotation speed, the rotation speed can be quickly approached to the target rotation speed, and the rotation control can be performed with good responsiveness.
  • control start stage when it is determined from the frequency difference that the rotation control has been stabilized, the control can be appropriately switched regardless of the variation of the rotating body.
  • control start stage the control can be switched with a simple circuit configuration by switching from the control start stage to the steady control stage by regarding the state as stable when a predetermined period of time has elapsed from the control start.
  • the circuit configuration can be simplified and the size can be easily reduced. Can be easily incorporated.
  • the rotation control device and the rotation control method according to the present invention are useful for controlling the speed of various rotating bodies with high accuracy and speed. It is suitable for use in rotation control devices incorporated in small devices such as watches.

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Description

明 細 書 回転制御装置および回転制御方法 技術分野
本発明は、 回転制御装置および回転制御方法に係り、 詳しく は、 ゼン マイ、 エンジン、 電力、 人力等を利用して各種の回転体を回転させる際 にその回転体を調速する回転制御装置および回転制御方法に関するもの である。 背景技術
ゼンマイが開放する時の機械工ネルギを発電機で電気工ネルギに変換 し、 その電気工ネルギによ り回転制御手段を作動させて発電機のコイル に流れる電流値を制御することにより、 輪列に固定される指針を正確に 駆動して正確に時刻を表示する電子制御式機械時計と して、 特公平 7— 1 1 9 8 1 2号公報に記載されたものが知られている。
この電子制御式機械時計では、 発電機のロータの回転に基づく信号を カウンタに入力し、 一方で水晶発振器からの信号も力ゥンタに入力し、 これらの各力ゥンタの値を比較し、 その差に基づいて発電機を制御する ことでその回転速度を制御していた。 このカウンタは、 基準クロ ックパ ルス （Ref パルス） と、 発電機回転周期パルス （Gパルス） の位相差を 比較して Gパルスが進みであれば U/D カウンタをダウンカウント し、 遅 れであればァップカウン ト しており、 いわゆる積分力ゥンタで構成され ていた。
そして、 Ref パルスの 1周期間の時間を測定して得られた値と、 積分 力ゥンタで得られた値が一致した時点から発電機にブレーキがかかり、 R ef パルスの 1周期間の時間測定が終了するまでブレーキが持続されて いた。 従って、 積分カウンタの値は、 ブレーキ開放時間を設定している ことになる。 つま り、 積分カ ウンタの値には、 目標速度 （Ref パルス） に対して、 Gパルスの平均速度が一致するような、 ブレーキ開放時間 N が積算されていた。 すなわち、 このシステムでは、 積分制御を採用して レヽた。
しかしながら、 このような積分制御方式は、 1周期毎に出力される信 号をカウンタでカウント しながら比較するため、 十分に長い時間にわた るロータの平均速度は設定された時間に調速することができ、 平均的な 調速運針が可能である反面、 即座にはロータの回転速度を調整すること ができず、 応答性が低いという問題があった。 その上、 ゼンマイの力と ブレーキ制動力の力関係が目標の周波数に整定するまで、 いく らかの位 相偏差が生じてしまう という問題もあった。
すなわち、 積分制御は、 図 2 6のブロック線図で表すことができる。 —般に発電機 Z電動機に使われる伝達関数は、 l Z s ( s T + 1 ) とな ることが知られている。 これは、 図 2 6に示すよ うに、 1 / ( s T + 1 ) の 1次遅れの伝達関数 6 0 1 と、 1 Z s の積分項 6 0 2によって構成 されている。 従って、 制御対象である発電機自身に積分要素が含まれて いることになる。 この制御対象に積分制御のみを行った場合を想定した ボード線図を図 2 7， 2 8に示す。
これらのボード線図において、 回転制御が安定する条件と しては、 位 相余裕つまり利得 0 db (ゲイン交点） 時の位相が一 1 8 0 ° より も進み であること と、 ゲイン余裕つま り位相一 1 8 0 ° (位相交点） 時の利得 が 0 db以下であることが必要である。
しかしながら、 積分制御だけの場合、 図 2 7に示すように、 制御対象 で一 9 0 ° 、 積分制御によってさ らに一 9 0 ° 位相が遅れるため、 一 1 8 0。 近辺の位相特性となっている。 このため、 積分制御だけでは、 位 相余裕やゲイン余裕が取れないため、 安定した制御が難しく なる。 この ため、 特公平 7— 1 1 9 8 1 2号公報の時計では、 かなり低い周波数で 制御しなければならず、 0 · 0 1 6 Hz以下程度の応答性となってしま う。
また、 仮に、 積分カウンタのゲインを 1 0 ◦倍にした場合を図 2 8 に 示す。 この場合も、 位相余裕は一 1 8 0 ° より遅れとなり、 安定した制 御は期待できない。
以上のデータからも明らかなように、 従来の積分制御のみでの制御で は、 平均した調速は可能であるが、 位相偏差が解消されないという問題 点があった。
また、 制御の応答性が遅いため、 腕時計において腕を振って加速度が 発生した場合のよ うな急激な外乱に対してほとんど対応できないという 問題もあった。
さ らに、 前記時計では、 動力と してゼンマイを使用するため、 その卷 き方の程度により回転力が大き く変化し制御誤差が生じてしま うため時 計の遅れや進みが発生する。 また、 腕時計と して利用する場合には腕の 動きによってロータなどに加速度が発生し、 これが外乱となり制御状態 が不安定となってしまい針の動きが変動したり、 進みや遅れが発生する という問題もあった。
このような積分制御は、 回転体の制御と して広く利用されているため、 上記のよ うな問題点は、 時計に限らず、 各種の回転体、 例えば、 ゼンマ ィによって人形などの回転体が回転動作する各種玩具や、 オルゴールの ドラム、 ガソリ ンエンジンと電気モータを組み合わせたハイブリ ッ ドカ 一の電気モータ等、 調速制御が必要な各種の回転体を制御する場合にも 同様の問題がある。
本発明の第 1の目的は、 回転体の位相偏差も解消でき、 かつ制御シス テムの応答性が速く、 外乱にも強い回転制御装置および回転制御方法を 提供することにある。 ：
本発明の第 2の目的は、 回路規模を小さ くできて腕時計等の小型の機 器に利用することができるよ うに、 回路構成を簡単にできる回転制御装 置および回転制御方法を提供することである。 発明の開示
本発明は、 動力源よ り供給される動力により回転する回転体にブレー キをかけることにより回転体の回転周期を制御する回転制御装置であつ て、 回転体の回転数に対応した回転信号を発生する回転検出手段と、 回 転体の目標回転数に対応した目標信号を発生する目標信号発生手段と、 前記回転検出手段より出力される回転信号と前記目標信号発生手段よ り 出力される目標信号との位相差を検出してブレーキ制御信号となる位相 差補償信号を発生する位相差補償手段と、 前記回転信号および目標信号 の周波数差を検出してブレーキ制御信号となる周波数差補償信号を発生 する周波数差補償手段と、 前記位相差補償手段の位相差補償信号および 前記周波数差補償手段の周波数差補償信号の少なく とも一方によ りブレ ーキの掛け方を制御するブレーキ制御手段と、 を備えたことを特徴とす るものである。
本発明では、 回転体の回転信号と、 その回転体の目標信号との位相を 比較し、 その位相差に基づいて回転体のブレーキ回路にブレーキ制御信 号となる位相差補償信号を入力しているので、 いわゆる位相同期回路制 御つまり P L L ( phas e- l o cke d l oop) 制御を実現できる。 このため、 例えば回転体の 1周期毎の回転信号波形を比較してブレーキレベルを設 定できるため、 一旦ロ ック レンジに引き込めば、 信号波形が瞬時に大き く変動することがない限り、 応答性の速い安定した制御システムを実現 することができる上、 位相偏差も無くすことができる。
さらに、 位相差補償手段のほかに周波数差補償手段を設けているため、 回転体の回転制御を開始した直後等、 P L L制御におけるロ ック レンジ から外れている際に、 周波数差補償手段を用いて回転信号と 目標信号と の位相差を無視して速度差を 0に近づける制御を行う ことができ、 回転 体をロック レンジに迅速に引き込むことができる。 従って、 この周波数 差補償手段で速度差を 0に近づけた後に、 位相差補償手段で回転制御す れば、 位相差補償手段のみで制御した場合に比べて大きな位相偏差が蓄 積されることを防止でき、 回転体の調速制御を迅速に行う ことができる。
ここで、 前記周波数差補償手段は、 周波数差補償信号を保持する周波 数差補償保持手段を備え、 前記ブレーキ制御手段は、 回転制御を開始し た直後の制御開始段階と回転制御が安定している時の定常制御段階との 2つの制御モー ドを有し、 前記制御開始段階においては、 周波数差補償 手段の周波数補償信号により回転制御を行い、 定常制御段階においては、 回転制御が安定して制御開始段階から定常制御段階へ切り替える時に前 記周波数差補償保持手段により保持された周波数差補償信号と前記位相 差補償信号との加算信号によ りブレーキ制御を行うことが好ましい。 本発明では、 制御開始段階では周波数差補償手段による周波数差補償 信号によって回転制御を行うために、 回転体の回転数が目標回転数に対 して大きくずれている場合でも、 迅速に目標回転数に近づけることがで き、 応答性良く回転制御を行う ことができる。
さ らに、 定常制御段階では、 周波数差補償信号と位相差補償信号との 加算信号を用いて回転制御しているので、 周波数差補償信号でおおよそ のブレーキ量を設定でき、 位相差補償信号は周波数差補償信号で制御で きない微少な制御を行うためのブレーキ量を設定すればよいため、 各信 号を加算することで最適な制御量を迅速に求めることができ、 回転制御 /JP98 4394
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の応答性をより一層向上することができる。
その上、 周波数差補償信号は、 概算のブレーキ量を算出できればよい ため、 周波数差補償手段の構成も簡略化できる。
前記ブレーキ制御手段は、 前記制御開始段階において、 回転制御が安 定したことを周波数差によ り判定してもよい。 周波数差で判定すれば、 確実にかつ比較的容易に回転制御が安定したことを判定することができ、 回転体のばらつきによらずに適切に制御の切替を行うことができる。 また、 前記ブレーキ制御手段は、 前記制御開始段階において、 制御開 始から予め定めた一定時間経過したときに回転制御が安定したとみなし、 制御開始段階から定常制御段階への切り替えを行う ものでもよい。 時間 によって判断すれば、 周波数差で判断する場合に比べて回路構成を簡易 にでき、 回路を容易に小型化できて腕時計等の小型の機器に容易に適用 できる。
前記位相差補償手段は、 位相差検出手段とその出力を受ける補償信号 発生手段とを含み、 前記回転信号と 目標信号とは繰り返しパルス波形で あり、 前記位相差検出手段は、 目標信号の立ち上がり、 または、 立ち下 がりで加算または減算されると ともに、 回転信号の立ち上がり、 または、 立ち下がりで減算または加算されて各信号の立ち上がり、 または、 立ち 下がりの数を積算する力ゥンタを備えて構成され、 このカウンタの出力 を位相差信号と して出力することが好ましい。
位相差検出手段を力ゥンタで構成すれば、 回路構成を簡単にできて機 器の小型化を容易に実現でき、 コス トも低減できる。 さらに、 複数の力 ゥンタ値を保持可能な力ゥンタを用いることができるので、 広い範囲で 位相差を検出でき、 位相差が累積された場合でもその累積値を保持する ことができるため、 累積の位相差に応じた制御を行うことができ、 よ り 正確な調速制御を行う ことができる。 さ らに、 前記位相差補償手段は、 積分作用を含む位相差補償フィルタ を含み、 この位相差補償フィルタは、 前記位相差信号の符号を検出する 符号検出回路と、 位相差信号の絶対値によ り分周比を可変する分周器と、 分周器の出力を前記符号により加算または減算するカウンタと、 を含む ことが好ま しい。 この場合、 位相差補償フィルタが補償信号発生手段と なり、 カウンタの出力が位相差補償信号となる。
位相差信号の絶対値で分周器の分周比を可変しているので、 位相差の 大きさによって位相差補償信号の大きさも適切に設定できて迅速に位相 差を無くすように制御することができる。
また、 前記回転体は、 機械的エネルギ源と、 輪列を介して連結される 前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的ェ ネルギを供給する発電機と、 前記輪列に結合された指針とを備える電子 制御式機械時計における前記発電機であってもよい。 このよ うな電子制 御式機械時計に本発明を適用すれば、 針合わせのために発電機が停止し た状態から針合わせを行って運針を再開した際に、 発電機の回転を迅速 に目標回転数 （水晶振動子からの基準周波数等） に合わせることができ、 正確な運針状態に迅速に移行することができる。
さ らに、 前記回転体は、 機械的エネルギ源と、 動力伝達機構を介して 連結される前記機械的ェネルギ源によって駆動される人形などの作動部 材と、 この作動部材に連動して回転される回転部材とを備える玩具にお ける前記回転部材であってもよい。
また、 前記回転体は、 電気的エネルギ源と、 前記電気的エネルギ源に よって駆動される電動機とを備える玩具における前記電動機であっても よい。
このよ うな各種の玩具に本発明を適用すれば、 回転部材ゃ電動機の回 転速度を正確にかつ迅速に制御でき、 玩具で遊んでいる子供の操作等に 応じて回転速度を変化させることもでき、 変化があって高度な遊びを行 う ことができる。 ：
前記回転体は、 エンジンと、 前記エンジンで駆動されてモータと して も機能する発電機とを備えたハイプリ ッ ドカーにおける前記発電機であ つてもよい。 このよ うなハイブリ ッ ドカーに本発明を適用すれば、 例え ばォ一 トクルージング制御を行う際に、 発電機を目標回転数で回転させ ることでエンジン出力を大きく変動させることなく速度調整を行う こと ができ、 低燃費化を図ることもできる。
本発明の回転制御方法は、 動力源よ り供給される動力により回転する 回転体にブレーキをかけることにより回転体の回転周期を制御する回転 制御方法であって、 回転体の回転数に対応した回転信号と、 回転体の目 標回転数に対応した目標信号とを比較してその位相差を検出すると とも に、 前記回転信号と 目標信号との周波数差を検出し、 前記位相差に応じ た位相差補償信号と、 前記周波数差に応じた周波数差補償信号との少な く とも一方により回転体のブレーキを制御することを特徴とするもので ある。
本発明においては、 回転体を位相同期回路制御 （P L L制御） と周波 数差制御とを併用して制御しているので、 回転体の調速制御を迅速に行 う ことができ、 応答性の速い安定した回転体の制御を実現することがで きる。
この際、 回転制御を開始した直後の制御開始段階では、 周波数差補償 信号により回転体のブレーキ制御を行い、 回転制御が安定したらその時 点での周波数差補償信号を保持すると ともに、 定常制御段階に切り替え、 定常制御段階では、 保持した周波数差補償信号と前記位相差補償信号と の加算信号により回転体のブレーキ制御を行うことが好ましい。
本発明では、 制御開始段階は周波数差補償信号によって回転制御を行 レ、、 定常制御段階では、 周波数差補償信号と位相差補償信号との加算信 号を用いて回転制御しているので、 制御開始時に回転体の回転数が目標 回転数に対して大きくずれている場合でも、 迅速に目標回転数に近づけ ることができ、 応答性良く回転制御を行う ことができると ともに、 定常 制御段階では、 周波数差補償信号で大まかなブレーキ量を設定した上で、 位相差補償信号で細かいブレーキ量を調整できるので、 最適な制御量を 迅速に求めることができ、 回転制御の応答性をよ り一層向上することが できる。
本発明の回転制御方法では、 前記制御開始段階において、 回転制御が 安定したことを周波数差によ り判定してもよい。 また、 前記制御開始段 階において、 制御開始から予め定めた一定時間経過したときに回転制御 が安定したとみなし、 制御開始段階から定常制御段階への切り替えを行 うようにしてもよレヽ。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施例における電子制御式機械時計の要部を示す平 面図である。
図 2は、 図 1の要部を示す断面図である。
図 3は、 図 1の要部を示す断面図である。
図 4は、 本発明の制御系のブロック図である。
図 5は、 機械体の制御回路の構成図である。
図 6は、 本実施例の制御回路の具体的な構成図である。
図 7は、 本実施例の周波数差検出回路の構成図である。
図 8は、 本実施例の周波数差補償手段の機能の説明図である。
図 9は、 本実施例の位相差検出回路の構成図である。
図 1 0は、 本実施例の位相差検出回路における波形図である。 図 1 1は、 本実施例の位相差補償フィルタの構成図である。
図 1 2は、 本実施例の位相差補償フィルタの動作波形図である。
図 1 3は、 本実施例のブレーキ制御方法を示すフローチヤ一トである。 図 1 4は、 制御切替フローの一例を示すフローチヤ一トである。
図 1 5は、 制御切替フローの他の例を示すフローチヤ一トである。 図 1 6は、 周波数制御フ口一を示すフ口一チヤ一トである。
図 1 7は、 R e f 1 パルス周期計測フローを示すフローチャー トであ る。
図 1 8は、 Gパルス周期計測フローを示すフローチヤ一トである。 図 1 9は、 P L L制御フローを示すフローチャートである c
図 2 0は、 図 1 9の I値算出フ口一を示すフローチャー トである。 図 2 1は、 図 2 0の積分ゲイン選択フローを示すフロ一チヤ一トであ る。
図 2 2は、 本発明の変形例を示す構成図である。
図 2 3は、 本発明の他の変形例を示す構成図である。
図 2 4は、 本発明の他の変形例を示す構成図である。
図 2 5は、 本発明の他の変形例を示す構成図である。
図 2 6は、 本発明の従来例の構成を示すブロック図である。
図 2 7は、 従来例におけるボード線図である。
図 2 8は、 従来例におけるボード線図である。
発明を実施するための最良の形態
本発明をより詳細に説明するために、 添付の図面に従ってこれを説明 する。
図 1は、 本発明の第 1実施形態の電子制御式機械時計の要部を示す平 面図であり、 図 2及び図 3はその断面図である。
電子制御式機械時計は、 ゼンマイ 1 a、 香箱歯車 1 b、 香箱真 1 c及 び香箱蓋 1 dからなる香箱車 1 を備えている。 ゼンマイ l aは、 外端が 香箱歯車 1 b、 内端が香箱真 1 c に固定される。 香箱真 1 cは、 地板 2 と輪列受 3に支持され、 角穴車 4 と一体で回転するよ うに角穴ネジ 5に より固定されている。
角穴車 4は、 時計方向には回転するが反時計方向には回転しないよ う に、 こはぜ 6 と嚙み合っている。 なお、 角穴車 4を時計方向に回転しゼ ンマイ 1 a を巻く方法は、 機械時計の自動卷または手卷機構と同様であ るため、 説明を省略する。 香箱歯車 l b の回転は、 7倍に增速されて 二番車 7へ、 順次 6 . 4倍増速されて三番車 8へ、 9.375 倍増速されて 四番車 9へ、 3倍増速されて五番車 1 0へ、 1 0倍増速されて六番車 1 1へ、 1 0倍増速されてロータ 1 2へと、 合計 1 2 6 , 0 0 0倍に増速 されている。
二番車 7には筒かな 7 a力；、 筒かな 7 a には分針 1 3が、 四番車 9に は秒針 1 4がそれぞれ固定されている。 従って、 二番車 7を 1 r p hで、 四番車 9を 1 r p mで回転させるためには、 ロータ 1 2は 5 r p sで回 転するように制御すればよい。 このときの香箱歯車 1 bは、 l Z 7 r p h となる。
この電子制御式機械時計は、 ロータ 1 2、 ステータ 1 5、 コイルプロ ック 1 6から構成される発電機 2 0を備えている。 ロータ 1 2は、 ロー タ磁石 1 2 a、 ロータかな 1 2 b、 ロータ慣性円板 1 2 cから構成され る。 ロータ慣性円板 1 2 cは、 香箱車 1からの駆動トルク変動に対し口 ータ 1 2の回転数変動を少なくするためのものである。 ステータ 1 5は、 ステータ体 1 5 a に 4万ターンのステータコイル 1 5 bを卷線したもの である。 コィノレブロ ック 1 6は、 磁心 1 6 a に 1 1万ターンのコィノレ 1 6 bを 巻線したものである。 ここで、 ステータ体 1 5 a と磁心 1 6 aは P Cパ 一マロイ等で構成されている。 また、 ステ一タコイル 1 5 b とコイル 1 6 bは、 各々の発電電圧を加えた出力電圧がでるように直列に接続され ている。
次に、 電子制御式機械時計の制御回路について、 図 4〜 9を参照して 説明する。
図 4には、 本実施形態の機能を示すブロ ック図が示されている。 この ブロ ック図において、 動力源 1 0 1はゼンマイ 1 aであり、 動力伝達手 段 1 0 2は歯車 7〜 1 1等からなる増速輪列であり、 表示手段 1 0 6は 指針 （分針 1 3、 秒針 1 4等） であり、 回転体 1 0 3は発電機 2 0の口 ータ 1 2である。 動力源 1 0 1 の発生する力で動力伝達手段 1 0 2を介 して駆動される回転体 1 0 3の回転数は、 ブレーキ手段 1 0 4により減 速され、 このブレーキの程度によ り回転体 1 0 3を目標回転数で回転す るように制御することができる。
回転体 1 0 3からは回転信号 1 0 5が出力される。 回転信号 1 0 5は 回転体 1 0 3 の回転数に比例した繰り返しパルス信号である。 回転信号 1 0 5の目標周波数を例えば 1 0 H Z とすれば、 回転信号 1 0 5が 1 0 H z になったときに動力伝達手段 1 0 2に連動し回転する針よりなる表 示手段 1 0 6が正確に時刻を表示する。
回転体 1 ◦ 3 とブレーキ手段 1 0 4はどのようなものでもよく、 ここ でブレーキと表現したなかには負のブレーキ作用つまり加速作用も含む。 本実施形態では、 回転体 1 0 3は発電機 2 0のロータ 1 2であり、 ブレ ーキ手段 1 0 4は発電機 2 0の出力に接続された可変抵抗器ゃスィ ツチ である。 このスィ ッチは、 例えば F E Tなどのスイ ッチング素子と して 利用できる トランジスタ等を用いることができ、 発電機 2 0の出力端を ショー トさせてブレーキを掛けるものなどが利用できる。 さらに、 発電 機 2 0の出力に電流を流し込めば加速させること.もできる。 また、 ブレ —キ手段 1 0 4は、 回転体 1 ◦ 3に摩擦力を加えて減速させるブレーキ でもよく、 回転体 1 0 3の種類に応じて適宜設定すればよい。
つぎに、 この電子制御式機械時計を制御する制御系の構成を図 5に示 す本発明の制御系のブロック図で説明する。 制御回路には、 発電機 2 0 等からなる機械体 1 1 1、 目標信号発生手段 1 1 2、 周波数差補償手段 1 1 4、 位相差補償手段 1 1 8 、 ブレーキ信号生成手段 1 1 6が設けら れている。
機械体 1 1 1からはパルス波形よ りなる回転信号 1 0 5が出力する。 また、 目標信号発生手段 1 1 2からは同じくパルス波形の目標信号 1 1 3が出力する。 目標信号 1 1 3 の周波数は、 例えば 1 0 H Zである。 こ れらの回転信号 1 0 5、 目標信号 1 1 3は、 周波数差補償手段 1 1 4、 位相差補償手段 1 1 8にそれぞれ入力される。
周波数差補償手段 1 1 4では、 目標信号 1 1 3 と回転信号 1 0 5 との 周波数差によ り周波数差補償信号 1 1 5が生成される。 周波数差補償信 号 1 1 5は、 回転信号 1 0 5が目標信号 1 1 3の 1 0 H z より速ければ さ らにブレーキをかける方向に、 遅ければブレーキを緩める方向に設定 される。 これにより回転体 1 0 3は目標回転数に近い回転数で回転する。 位相差補償手段 1 1 8では、 目標信号 1 1 3 と回転信号 1 0 5 との位 相差、 例えば両信号 1 1 3 , 1 0 5の立ち下がりの時間差にもとづいて 位相差補償信号 1 1 9を生成する。 位相差補償信号 1 1 9は、 例えば、 目標信号 1 1 3の立ち下がりが回転信号 1 0 5の立ち下がり より も先に 現れれば回転信号 1 0 5が遅れていると してブレーキを緩める方向に振 れる。
ブレーキ信号生成手段 1 1 6では、 周波数差補償信号 1 1 5 と位相差 補償信号 1 1 9によ りブレーキ信号 1 1 7を発生し、 この信号 1 1 7に よ り機械体 1 1 1 の回転体 1 0 3 の回転を制御する。 適正に制御ループ の定数が設定されれば回転体 1 0 3は目標信号 1 1 3 と同期して回転す ることになり、 指針等の表示手段 1 0 6は正確な時刻を表示することが できる。
図 6は、 図 5の制御回路のよ り具体的な構成図である。 本実施形態の 制御回路をこの図によ り さらに詳しく説明する。
目標信号発生手段 1 1 2は、 水晶発振器 1 2 1および分周器 1 2 2で 構成され、 水晶発振器 1 2 1 の出力を分周器 1 2 2で分周し、 目標信号 1 1 3を生成している。
周波数差補償手段 1 1 4は、 周波数差検出回路 1 2 3 と、 周波数差補 償フィルタ 1 2 4 と、 保持回路 1 2 5 とからなる。
周波数差検出回路 1 2 3は、 目標信号 1 1 3 と回転信号 1 0 5の周波 数差を図示しないクロ ックを計数することにより算出する。 周波数差補 償フィルタ 1 2 4は、 積分比例微分機能などで実現でき、 制御ループが 安定になるよ うに構成されていればよい。 本実施例では最も簡単な利得 調整を行う装置のみで構成した。
保持回路 1 2 5は、 切り替え信号 1 2 9によ り周波数差補償フィルタ 1 2 4の出力 1 3 2をそのまま通すか、 指定された時刻の補償フィルタ 出力 1 3 2の値を保持するかを選択することができるように構成されて おり、 この保持回路 1 2 5で周波数差補償保持手段が構成されている。 次に、 位相差補償手段 1 1 8について説明する。 位相差補償手段 1 1 8は、 位相差検出回路 1 2 6 と、 位相差補償フィルタ 1 2 7 とからなる。 位相差検出回路 1 2 6は、 目標信号 1 1 3 と回転信号 1 0 5 との位相 差を検出するよ うに構成されている。 この位相差は、 補償信号発生手段 である位相差補償フィルタ 1 2 7により位相差補償信号 1 1 9に変換さ れる。
位相差補償フィルタ 1 2 7には定常位相誤差をなくするために誤差信 号を積分して出力する積分要素が含まれる。 機械体 1 1 1 のブレーキ信 号 1 1 7に対する応答の時定数は、 回転体 1 0 3や動力伝達手段 1 0 2 の慣性の影響でかなり大きく 1秒程度であるため、 安定条件より位相差 補償フィルタ 1 2 7の時定数は 1 0秒程度以上に設定される。
位相差補償フィルタ 1 2 7には制御信号と して切り替え信号 1 2 9が 入力される。 切り替え信号 1 2 9は、 フィルタ動作を動作状態と停止状 態に切り替えるためと、 フィルタからの位相差補償信号 1 1 9の出力を 出すか出さないかを切り替えるために使用される。
一方、 ブレーキ信号生成手段 1 1 6は、 加算器 1 3 0およびブレーキ パルス発生回路 1 3 1を備えて構成されている。
加算器 1 3 0は、 周波数差補償手段 1 1 4から出力される周波数差補 償信号 1 1 5 と、 位相差補償手段 1 1 8から出力される位相差補償信号 1 1 9 とを加え合わすものである。 この加算器 1 3 0の出力はブレーキ パルス発生回路 1 3 1 に入り、 ブレーキパルス発生回路 1 3 1はブレー キ信号 1 1 7を発生する。 このブレーキ信号 1 1 7によって機械体 1 1 1がブレーキ制御される。
以上説明したような制御方式を用いることによ り、 回転体 1 0 3は目 標信号 1 1 3に位相同期して回転するため水晶発振器 （水晶振動子） 1 2 1の精度をもつて正確に回転し、 これにより表示手段 1 0 6は正確な 時刻を表示できる。
図 7は周波数差検出回路 1 2 3の具体的な構成図である。 周波数差検 出回路 1 2 3は、 第 1のカウンタ 1 4 1、 第 2のカウンタ 1 4 2、 およ び減算器 1 4 6を備えている。 第 1のカウンタ 1 4 1は目標信号 1 1 3 の周波数を計測するため、 目標信号 1 1 3の立ち下がりでク リアされ次 の立ち下がり まで周波数差検出回路 1 2 3に入力されるクロック 1 4 3 をカウントする。 第 1 のカウンタ 1 4 1の出力 1 4 4は目標信号 1 1 3 の立ち下がりで保持された値が次の立ち下がりまで出力している。
第 2のカウンタ 1 4 2 も第 1のカウンタ 1 4 1 と同様に回転信号 1 0 5の立ち下がりから立ち下がり までの周波数差検出回路 1 2 3のクロ ッ ク 1 4 3を積算し回転信号 1 0 5の立ち下がりで保持した値が出力 1 4 5 となる。 第 1のカウンタ 1 4 1 の出力 1 4 4から第 2のカウンタ 1 4 2の出力 1 4 5を引き算した結果が減算器 1 4 6で演算され周波数差信 号 1 4 7 となる。 周波数差検出回路 1 2 3に入力されるクロック 1 4 3 を例えば 1 0 0 0 H z と し、 目標信号 1 1 3を 1 0 H Z、 回転信号 1 0 5を 1 5 H z とすれば周波数差信号 1 4 7は 3 3程度の力ゥント値とな る。 上記では、 目標信号 1 1 3や回転信号 1 0 5の立ち下がり を用いた 場合を説明したが立ち上がり を用いてももちろん良い。
図 8は周波数差補償手段 1 1 4の機能の説明図である。 この図によ り 周波数差捕償手段 1 1 4の役目を説明する。 周波数差補償手段 1 1 4が 無いと位相差補償手段 1 1 8のみで制御ループが構成されるが、 機械体 1 1 1の時定数は前述したよ うに 1秒程度であるため位相差補償フィル タ 1 2 7の時定数で決まるループ系の時定数は 1 0秒程度以上にしない と安定化できない。 このとき、 位相差補償フィルタ 1 2 7の積分要素が ブレーキ信号 1 1 7の平均値を決めることになるが制御開始から積分要 素の積分値が定常状態になるのに 1 0秒程度かかることになる。 この応 答時間の間に回転体 1 0 3は高速な回転状態から目標信号 1 1 3に同期 した回転数にゆつく り と落ち着く。 これを時計の利用者からみれば時計 の秒針の動きが落ち着くまでに 1 0秒以上の時間がかかることになり不 安感をいだかせることになる。 周波数差補償手段 1 1 4により この応答 時間を機械体 1 1 1の応答時間である 1秒程度に短縮することができる。 これは周波数差制御ループのループ利得を非常に大きく しても安定であ ることによるものである。
図 8には、 切り替え信号 1 2 9をさらに 4信号に分けて示した。 即ち、 制御開始信号 5 4、 周波数制御有効信号 5 3、 サンプル信号 5 2、 位相 差制御有効信号 5 1である。 起動時刻 6 0で電源が入り水晶発振器 1 2 1などが起動し、 しばらくの後、 目標信号が目標周波数 5 7で安定する。 その後で制御開始時刻 6 1で周波数制御有効信号 5 3が 「 1」 になり周 波数差補償手段 1 1 4が動作する。 このときにはまだ位相差補償手段 1 1 8は動作していない。 周波数差補償手段 1 1 4 の働きによ り過渡応答 時間 5 9の間に回転信号周波数 5 6は概ね定常値に落ち着く。 過渡応答 時間 5 9は 1秒程度に納めることができる。 過渡応答時間 5 9の後に切 り替え時刻 6 2においてサンプル信号 5 2によ り周波数差補償信号 1 1 5をその時の値に保持する。 さらに切り替え時刻 6 2において位相差制 御有効信号 5 1 により位相差制御のループを閉じる。 切り替え時刻 6 2 においては、 周波数差補償信号によって回転信号 1 0 5はほぼ目標周波 数の近く になっているため切り替え時刻 6 2で閉じられる位相差制御ル ープの応答は短時間で収束する。 保持された周波数差補償信号 1 5は動 力源 1 0 1 の発生力によ り高速に回転しよう とする回転体 1 0 3の回転 数を目標信号 1 1 3の周波数に同期する回転数に減速するのに必要なブ レーキ力に当たるため、 動力源 1 0 1 の発生力が変動すると保持された 周波数差補償信号 1 1 5は適切な値でなく なる。 例えば動力源 1 0 1が ゼンマイであるときにゼンマイが次第にほどけると発生力は小さくなる ので制御開始時にゼンマイがいっぱいに巻かれた状態において保持され た周波数差補償信号 1 1 5は過大となってしま う。 周波数差補償信号 1 1 5を適切な値に設定しなおすために時間 6 3にて周波数制御に切り替 えることができる。 切り替え時刻 6 2において、 周波数差補償手段 1 1 4から位相差補償 手段 1 1 8に切り替える理由は、 両手段によ り同時に制御をかけると両 手段の相互干渉のため制御ループが非安定になり易く具体的な設計が難 しくなるためである。
保持された周波数差補償信号 1 1 5の値は概略のブレーキ力に対応し た値であるため精密な値でなく てよい。 それゆえ、 切り替え時刻 6 2は 下記のいずれの方法で設定してもよい。
第 1の方法は、 周波数差信号 1 4 7を監視し、 予め定めた絶対値以内 になったら切り替えを行う ものである。 第 2の方法は、 周波数制御ルー プの応答時間の設計値から定めた時間が経過したら切り替えを行う もの である。
前者の方法では、 機械体 1 1 1の特性がばらついても適切なタイ ミ ン グで切り替えができる利点がある。 後者の方法では、 タイマで構成でき るので回路構成が簡単になる利点がある。
図 9は位相差検出回路 1 2 6の構成図である。 従来多用される位相差 検出回路は位相差が一周期以内でしか検出信号がリニアに得られないの に対し、 本実施例の位相差検出回路 1 2 6は一周期以上の広い範囲でも リニァな検出信号が得られる。
具体的に、 位相差検出回路 1 2 6は、 立ち下がり検出回路 1 7 1 と、 立ち下がり検出回路 1 7 2 と、 アップダウンカウンタ 1 7 3 とを備えて 構成されている。 なお、 本実施形態の位相差検出回路 1 2 6は、 目標信 号 1 1 3 と回転信号 1 0 5の立ち下がり を使って位相差信号 1 7 4を得 ているが、 立ち上がり を使ってもよい。
位相差検出回路 1 2 6では、 目標信号 1 1 3の立ち下がりを立ち下が り検出回路 1 7 1で検出しアップ信号 1 7 5 とする。 同様に回転信号 1 0 5の立ち下がり を立ち下がり検出回路 1 7 2で検出してダウン信号 1 7 6を得る。 アップ信号 1 7 5 とダウン信号 1 7 6 とをアップダウン力 ゥンタ 1 7 3 に入力しァップ信号 1 7 5 とダウン信号 1 7 6の計数の差 を求め位相差信号 1 7 4 とする。 これは、 計数をはじめた時点からの目 標信号 1 i 3 と回転信号 1 0 5 とのパルス数の差を求めていることにな る。
図 1 0 ( A ) に位相差検出回路 1 2 6の波形図を示す。 位相差信号波 形 8 3は、 目標信号波形 8 1 の立ち下がり毎に 1増え回転信号波形 8 2 の立ち下がり毎に 1減る。 ここでは、 位相差信号は回転信号 1 0 5に対 する目標信号 1 1 3 の進み具合と して定義されているため、 図 1 0 ( A ) の左側部分では回転信号波形 8 2の周期が長いので位相差信号 8 3は 正方向に動き、 図 1 0 ( A ) の右側部分では回転信号波形 8 2 と 目標信 号波形 8 1が同じ周期であるため位相差信号波形 8 3は両信号の位相差 を示す短いパルスを出し、 平均的には僅かに正の値を持って変化しない。 位相差信号波形 8 3は 1周期の位相を 1 と数えると 1以上の位相差を波 形のレベルで表現し、 1以下の位相差をパルス幅変調された波形であら わしたものを合成した波形となっている。
図 1 0 ( B ) には、 目標信号の位相 8 5 と回転信号の位相 8 4 と位相 差 8 6を上部のグラフに対応させて示している。 位相差信号波形 8 3を 低域通過フィルタに通せば位相差 8 6 と同じ変化をしていることが分か る。
このような位相差検出回路 1 2 6を使用することにより、 機械体 1 1 1 へ外乱が加わり一時的に位相差が 1周期以上に大きくなった場合にお いてもその位相差が保存されるため位相差が次第に減少するよ うにブレ ーキが調整される。 このため、 累積的な時計の表示ずれが生じることが ない。 機械体 1 1 1への外乱と しては、 本発明を腕時計に応用したとき に腕の運動による加速度が考えられる。 また、 この位相差検出回路 1 2 CT/JP /0 3
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6は力ゥンタで構成されているため回路構成が簡単であり小規模な回路 で実現できる。
図 1 1は位相差補償フィルタ 1 2 7の構成図である。 この補償フィル タ 1 2 7は、 積分と比例よ りなるいわゆる P I制御をなしている。 位相 差信号 1 9 1 は乗算器 1 9 2によ り適切な定数が乗算され比例部分の制 御信号 1 9 9 となる。 また、 位相差信号 1 9 1 は積分要素 2 0 3により 積分部分の制御信号 2 0 0 となる。 比例部分の制御信号 1 9 9 と積分部 分の制御信号 2 0 0は加算器 2 0 1で加え合わされて位相差補償信号 1 1 9 と して出力される。
積分要素 2 0 3は、 位相差補償フィルタ 1 2 7のクロ ック 1 9 4を分 周する分周器 1 9 5 と、 位相差信号の符号を判定する符号判定回路 1 9 3 と、 符号 1 9 8でアツプするかダウンするかを変え、 分周されたクロ ック 1 9 6をカウントするアップダウンカウンタ 1 9 7 とよりなる。 分 周器 1 9 5は、 位相差信号 1 9 1の絶対値によつてその分周比が変えら れる構成となっていて、 絶対値が 「 1」 の時の分周されたクロック 1 9 6の周波数を f 1 とすると絶対値が 「 2」 であれば分周されたクロ ック 1 9 6の周波数は f 1 の 2倍となるよ うに分周される。 前記 ί 1 により 積分利得を調整することができる。 乗算器 1 9 2は補償フィルタの比例 利得を決めるための要素である。 この乗算器 1 9 2は実際に掛け算をし てもよいしシフ トによるものであってもよい。 位相差補償フィルタ 1 2 7を上記の様に構成することによ り、 小さな回路規模で実現することが できる。
図 1 2は位相差補償フィルタ 1 2 7の動作波形図である。 位相差信号 波形 2 1 1は、 「マイナス 2 (― 2 ) 」 から次第に正の方向になり一時 「プラス 1 ( + 1 ) 」 になった後再び 「マイナス 1」 に変化している。 符号波形 2 1 3は位相差信号波形 2 1 1が正のとき 「 1」 （ハイ レベル ) となっている。 分周されたクロ ック波形 2 1 4はクロ ック 2 1 2を位 相差信号波形 2 1 1の絶対値が 「 2」 のときは 2分周、 「 1」 のときは 4分周している。 尚、 この分周比は波形を模式的にあらわすために設定 したものであり実際の分周比とは異なる。 実際の分周比は積分利得が適 切になること等を考慮して決めることができる。 分周されたクロ ック 2 1 4を符号波形 2 1 3に従って力ゥントすると積分部分の制御信号波形 2 1 5が得られ、 これは位相差信号波形 2 1 1 を積分した波形になって いる。
位相差信号波形 2 1 1の絶対値が大きいと分周比が小さ くなってしま う。 図 1 2の例では、 絶対値が 「 3」 で分周比が 1 となる。 絶対値が 「 4」 以上のときは分周比を 1にすればよい。 この処理は積分利得を誤差 信号に対してク リ ップすることに対応する。 外乱と して 3 0 %の回転体 の回転数変動を起こす外力を想定しても位相差信号 1 9 1の絶対値は 「 4」 から 「 5」 程度であり、 ク リ ップしても制御特性と しては問題ない。 次に、 本実施形態における動作を図 1 3〜 1 8のフローチャー トをも 参照して説明する。
例えば、 停止状態の電子制御式機械時計のゼンマイを巻き上げて作動 し始めた場合等、 時計が起動すると、 まず制御切替フローが起動する （ ステップ 1、 以下ステップを S と略す） 。
制御切替フローは、 前述の周波数差補償手段 1 1 4によるブレーキ制 御から位相差補償手段 1 1 8によるブレーキ制御に切り替えるタィ ミ ン グを設定するものである。 具体的には、 図 1 4に示すよ うに、 設定した 一定時間経過後に切り替え信号を出力するフローと、 図 1 5に示すよ う に、 周波数差補償手段 1 1 4の周波数差補償信号 1 1 5が設定した周波 数範囲内に達すると切り替え信号を出力するフローとのいずれかが設定 されている。 図 1 4に示すフローでは、 起動すると、 まず切り替え信号が解除 （初 期化） され （ S 1 1 ) 、 保持回路 1 2 5でのデータ保持も解除される （
5 1 2 ) 。 続いて、 時間計測用パルスを計数するカウンタが開始され （
5 1 3 ) 、 力ゥンタ値が設定値に達したかを判断し （ S 1 4 ) 、 設定値 に達すると段階切替回路 1 2 8から切り替え信号が出力される （ S 1 5
) ο
なお、 このフローチャートには記載していないが、 周波数制御の減算 結果に 「 0」 未満つま り 「一」 の値が発生した場合には f 値 （周波数差 補償信号 1 1 5 ) は 0 となり、 FB信号 （リセッ ト信号） を出力するよ う に設定されている。 そして、 この FB信号によって時間計測用のカウンタ 値はリセッ ト され、 再び 0から力ゥンタが再開される。 これによって、 切り替え信号が出力された時には、 f 値が 0になることを防止している。 一方、 図 1 5に示すフローでは、 起動すると、 まず切り替え信号が解 除 （初期化） され （ S 2 1 ) 、 保持回路 1 2 5でのデータ保持も解除さ れる （ S 2 2 ) 。 続いて、 後述する周波数制御フローからの出力 ί値 （ 周波数差補償信号 1 1 5 ) を取り込み （ S 2 3 ) 、 この ί値が設定した 周波数範囲内であるかを判断し （ S 2 4) 、 設定値内であれば段階切替 回路 1 2 8から切り替え信号が出力される （ S 2 5 ) 。
これらの段階切替回路 1 2 8からの切り替え信号が入力されるまでは、 図 1 3に示すよ うに、 周波数差補償手段 1 1 4により周波数制御が行わ れる （ S 2 ) 。
周波数差補償手段 1 1 4による周波数制御は、 図 1 6に示すように、 まず、 Reflパルス （目標信号 1 1 3 ) の周期と、 Gパルス （回転信号 1 0 5 ) の周期とを所定の周波数ゲインパルス Cfを用いて力ゥント して計 測する （ S 3 1 ) 。
そして、 計測された各値 （Rrfl値、 G値） を減算器 1 4 6に入力し、 「 £ =1^ 値—0値」 の減算を行って f 値を算出する （ S 3 2 ) 。 そし て、 この f 値が 0以上であるかを判断し （ S 3 3 ) 、 0未満の場合、 つ ま り減算器 1 4 6の演算結果が 「マイナス」 になった場合には 「 f 値- 0 J とする （ S 3 4 ) 。 そして、 f 値を周波数差補償信号 1 1 5 と して 出力する （ S 3 5 ) 。
このため、 切り替え信号が入力されるまでは、 f 値 （周波数差補償信 号 1 1 5 ) によりブレーキ制御が行われる。
なお、 Reflパルスの周期と Gパルスの周期とは、 図 1 7 , 1 8に示す 手順で計測される。
すなわち、 Reflパルスは、 まず第 1のカウンタ 1 4 1 をリセッ ト し （ S 3 6 ) 、 Reflパルスの周期時間を周波数ゲインパルス Cfによってカウ ン ト して計測する （ S 3 7 ) 。 そして、 Reflパルス周期の計測が終了し たかを周波数ゲインパルス Cfの入力の有無などで判断し （ S 3 8 ) 、 計 測が終了した場合には力ゥント値を Reflパルスと してレジスタ等に出力 する （S 3 9 ) 。 そして、 次の Reflパルスの周期時間の計測を繰り返す。
同様に、 Gパルスも、 まず第 2のカウンタ 1 4 2をリセッ ト し （ S 4 0) 、 Gパルスの周期時間を周波数ゲインパルス Cfによってカウント し て計測する （ S 4 1 ) 。 そして、 Gパルス周期の計測が終了したかを判 断し （S 4 2 ) 、 計測が終了した場合にはカウント値を Gパルス と して レジスタ等に出力する （ S 4 3 ) 。 そして、 次の Gパルスの周期時間の 計測を繰り返す。
このレジスタに記憶された各カウント値 （Refl値， G値） 1 4 4， 1 4 5力；、 図 1 6のフローの S 3 1の計測値とされている。
周波数制御を行っている際に、 図 1 3に示すよ うに、 切り替え信号が 入力されると （ S 3 ) 、 保持回路 1 2 5によってその時点での f 値 （周 波数差補償信号 1 1 5 ) がレジスタに読み込まれて保持される （ S 4) 。 従って、 これ以降は、 f 値の値は周波数制御の切り替え信号が入力され た時点での値に固定される。
そして、 この固定された ί値と、 位相差補償手段 1 1 8からの出力と を加算器 1 3 0で加算した信号で P L L制御によるブレーキ制御が行わ れる （ S 5 ) 。
位相差補償手段 1 1 8では、 図 1 9に示すよ うな手順でブレーキ信号 が算出される。 まず、 起動時から前記切り替え信号が入力されるまで、 つま り周波数差補償手段 1 1 4によってブレーキ制御が行われている間 は、 位相差検出回路 1 2 6によって位相差信号をカウン トする （ S 5 1 ) 。 具体的には、 目標信号 1 1 3の入力によ りアップし、 回転信号 1 0
5の入力によりダウンするァップダウン力ゥンタ 1 7 3で位相差信号を 計数する。
そして、 切り替え信号が入力されると （ S 5 2 ) 、 位相差補償フィル タ 1 2 7によ り Ρ値 （制御信号 1 9 9 ) および I値 （制御信号 2 0 0 ) を算出する （ S 5 3 ) 。
Ρ値は、 ァップダウンカウンタ 1 7 3でカウン トされた位相差信号の 位相偏差量 eに対して乗算器 1 9 2で比例ゲイン乗算 （シフ ト） 処理を 行うことで算出される。
一方、 I値は、 図 2 0のフローで算出される。 すなわち、 まず、 位相 偏差量 eによって積分ゲインの選択処理を行う （S 6 1 ) 。 具体的には、 図 2 1に示すように、 分周器 1 9 5に位相偏差量 eを入力し （ S 7 1 ) 、 位相偏差量 eが 1未満であれば （S 7 2) 、 位相偏差量 eを 0 と判定し、 積分ゲインパルスは 0 Hzを選択する （S 7 3 ) 。 位相偏差量 eが 1未満 でなければ （S 7 2) 、 位相偏差量 eが 1であるかを判定し （S 7 4 ) 、 1であれば積分ゲインパルスは CilHz を選択する （S 7 5 ) 。
また、 位相偏差量 eが 1でなければ、 3未満であるかを判定し （S 7 6 ) 、 3未満であれば位相偏差量 eが 2 と判定し、 積分ゲインパルスは C 12 Hzを選択する （ S 7 7 ) 。
さらに、 位相偏差量 eが 3未満でなければ、 3であるかを判定し （ S 7 8 ) 、 3であれば積分ゲインパルスは Ci3 Hzを選択する （S 7 9 ) 。 また、 位相偏差量 eが 3でなければ、 積分ゲインパルスは Ci4 Hzを選択 する （ S 8 0 ) 。
そして、 選択された積分ゲインパルス （ 0 , Cil, Ci2, Ci3, Ci4) を出力 する （ S 8 1 ) 。
続いて、 図 2 0に示すよ うに、 Gパルスの位相が進みであるか遅れで あるかを符号判定回路 1 9 3で判定し （ S 6 2) 、 進みである場合には、 その進み量を選択した積分ゲインパルスで計測し、 その計測量でァップ ダウンカウンタ 1 9 7をアップカウントする （ S 6 3 ) 。 また、 遅れで ある場合には、 その遅れ量を選択した積分ゲインパルスで計測し、 その 計測量でァップダウン力ゥンタ 1 9 7をダウンカウントする （S 6 4 ) 。
このアップダウンカウンタ 1 9 7のカウント値が I値 （制御信号 2 0 0) となって出力される （S 6 5) 。
P値、 I値を算出したら、 図 1 9に示すように、 Gパルスの進み偏差 を判定する （ S 5 4 ) 。 Gパルスが進み偏差の場合には、 加算器 2 0 1 で 「H値 = 1値 + P値」 の演算を行った結果 （H値、 位相差補償信号 1 1 9 ) を加算器 1 3 0に出力する （ S 5 5 ) 。 一方、 遅れ偏差の場合に は、 「^^直= 1値ー 値」 の演算を行った結果を加算器 1 3 0に出力す る （ S 5 6 ) 。
そして、 この演算結果の H値 （位相差補償信号 1 1 9 ) と前記保持回 路 1 2 5に保持された f 値 （周波数差補償信号 1 1 5 ) とを、 加算器 1 3 0で加算してブレーキ信号 （N値） を算出し （ S 5 7 ) 、 ブレーキ制 御を行う。 なお、 本実施形態では、 周波数制御および P L L制御の各ブ レーキ制御時に、 所定のパルス （Ref2パルス） を用いてチヨ ッパリ ング 制御を行っている （ S 5 8 ) 。
このような本実施形態では、 次のような効果がある。
( 1 ) 位相差補償手段 1 1 8 を設けているので、 P L L制御によ り回転 体 1 0 3の回転を制御できる。 このため、 例えば回転体 1 0 3の 1周期 毎の回転信号 1 0 5の波形を比較してブレーキレベルを設定できるため、 一旦口ック レンジに引き込めば、 信号波形が瞬時に大きく変動すること がない限り、 応答性の速い安定した制御を行う ことができる上、 位相偏 差も無くすことができる。 従って、 回転体 1 0 3を目標信号 1 1 3に同 期させて正確に回転させることができ、 かつ回転体 1 0 3の速度が大き く変動しないためにブレーキによるエネルギーロスを最小限に抑えるこ とができ、 回転体 1 0 3を長時間回転させることができて長寿命化を図 ることができる。
このため、 本実施形態を電子制御式機械時計に適用すれば、 非常に高 精度の時刻表示を行う ことができると ともに、 持続時間の長い時計にす ることができる。 。
(2) 位相差補償手段 1 1 8のほかに周波数差補償手段 1 1 4を設けて いるため、 回転体 1 0 3の回転制御を開始した直後等、 P L L制御にお けるロ ック レンジから外れている際に、 周波数差捕償手段 1 1 4を用い て回転信号 1 0 5 と 目標信号 1 1 3 との位相差を無視して速度差を 0に 近づける制御を行うことができ、 回転体 1 0 3をロ ック レンジに迅速に 引き込むことができる。 そして、 この周波数差補償手段 1 1 4で速度差 を 0に近づけた後に、 位相差補償手段 1 1 8で回転制御しているので、 位相差補償手段 1 1 8のみで制御した場合に比べて大きな位相偏差が蓄 積されることを防止でき、 回転体 1 0 3の調速制御を迅速に行う ことが できる。 すなわち、 本実施形態では、 制御開始段階では周波数差補償手 段 1 1 4による周波数差補償信号 1 1 5によって回転制御を行うために、 回転体 1 0 3の回転数が目標回転数に対して大きくずれている場合でも、 迅速に目標回転数に近づけることができ、 応答性の良い回転制御を行う ことができる。
このため、 特に電子制御式機械時計に適用した場合には、 針合わせで 発電機 2 0を停止した状態から運針を開始した場合でも、 正常な運針状 態に迅速に移行することができる。
(3) さ らに、 定常制御段階では、 周波数差補償信号 1 1 5 と位相差補 償信号 1 1 9 との加算信号を用いて回転制御しているので、 周波数差補 償信号 1 1 5でおおよそのブレーキ量を設定でき、 位相差補償信号 1 1 9は周波数差補償信号 1 1 5で制御できない微少な制御を行うためのブ レーキ量を設定すればよいため、 各信号を加算することで最適な制御量 を迅速に求めることができ、 回転制御の応答性をより一層向上すること ができる。
(4) その上、 周波数差補償信号 1 1 5は、 概算のブレーキ量を算出で きればよいため、 周波数差補償手段 1 1 4の構成も簡略化できる。
(5) ブレーキ制御をチヨ ツバリ ングを利用して実現しているので、 発 電電力を一定以上に保ちながら、 制動 トルクを増加できる。 このため、 システムの安定性を維持しながら、 効率的なブレーキ制御を行う ことが できる。
(6) 段階切替回路 1 2 8が、 前記制御開始段階において回転制御が安 定したことを周波数差によ り判定する場合には、 確実にかつ比較的容易 に回転制御が安定したことを判定することができ、 回転体 1 0 3のばら つきによらずに適切に制御の切替を行うことができる。
(7) 段階切替回路 1 2 8が、 前記制御開始段階において制御開始から 予め定めた一定時間経過したときに回転制御が安定したとみなし、 制御 開始段階から定常制御段階への切り替えを行う場合には、 タイマー等を 用いればよいため、 周波数差で判断する場合に比べて回路構成を簡易に できる。
(8) 周波数差検出回路 1 2 3や位相差検出回路 1 2 6をカウンタ 1 4 1， 1 4 2， 1 7 3を用いて構成しているので、 回路構成を簡単にでき、 回路を容易に小型化できて腕時計等の小型の機器に容易に適用できると ともに、 コス トも低減できる。
さらに、 複数のカウンタ値を保持可能なカウンタ 1 4 1 , 1 4 2 , 1 7 3を用いているので、 広い範囲で位相差等を検出でき、 位相差が累積 された場合でもその累積値を保持することができるため、 累積の位相差 に応じた制御を行う ことができ、 より正確な調速制御を行うことができ る。
(9) 位相差補償手段 1 1 8の位相差補償フィルタ 1 2 7では、 位相差 信号 1 9 1.の絶対値で分周器 1 9 5の分周比を可変して積分ゲインパル スを選択できるので、 位相差の大きさによって位相差補償信号 1 1 9の 大きさも適切に設定できて迅速に位相差を無くすよ うに制御することが できる。
なお、 本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、 本発明の目 的を達成できる範囲での変形、 改良等は、 本発明に含まれるものである。 例えば、 前記実施形態では、 位相差補償手段 1 1 8の 値ぉょび 1値 を加減算してから、 周波数差補償手段 1 1 4の ； [値 （周波数差補償信号 1 1 5 ) と加算していたが、 図 2 2や図 2 3に示すよ うに、 周波数差補 償手段 1 1 4の出力 （周波数差補償信号 1 1 5 ) と、 位相差補償手段 1 1 8の出力 I値 （積分力ゥンタ出力 2 0 0 ) とを加算器 5 0 1で加算し た後に、 位相差補償手段 1 1 8の P値 （比例ゲイン出力 1 9 9 ) を位相 偏差量の遅れ進み （符号） に応じて加減算器 5 0 2で加減算するよ うに してもよレ、。
なお、 図 2 2は、 段階切替回路 （制御切り替え回路） 1 2 8がー定時 間で切替器 5 0 3、 5 0 4を切り替える場合の構成図であり、 図 2 3は、 段階切替回路 （制御切り替え回路） 1 2 8が周波数差制御回路の出力 （ 周波数差） によ り切替器 5 0 3、 5 0 4を切り替える場合の構成図であ る。 そして、 制御開始段階には、 切替器 5 0 4が位相偏差量絶対値検出 器 5 0 5に接続されていないことから、 切替器 5 0 3によって周波数差 補償手段 1 1 4の出力 （周波数差補償信号 1 1 5 ) がそのまま加算器 5 0 1 に出力され、 この周波数差補償信号 1 1 5によって P WM (パルス 幅変調） 換算器 5 0 6を介して回転体 1 0 3が調速制御される。
一方、 段階切替回路 （制御切り替え回路） 1 2 8で制御開始段階から 定常制御段階に切り替えられると、 切替器 5 0 3は切替時の周波数差補 償信号 1 1 5を保持する保持回路 （レジスタ） 1 2 5に接続し、 この値 がその後出力される。 また、 切替器 5 0 4は位相比較偏差力ゥンタ 1 7 3に接続し、 位相偏差量絶対値検出器 5 0 5で検出された位相偏差量 e に応じたアップダウンカウンタ （積分カウンタ） 1 9 7の出力 2 0 0 と、 乗算器 （比例ゲイン） 1 9 2の出力 1 9 9 とが加算器 5 0 1、 加減算器 5 0 2に入力される。 加算器 5 0 1では、 周波数差補償信号 1 1 5 と出 力 2 0 0 とが加算され、 加減算器 5 0 2では位相偏差量 eの符号に応じ て出力 1 9 9が加減算される。 なお、 この加減算器 5 0 2の出力がマイ ナスになると切替器 5 0 7が加減算器 5 0 2の出力から 0出力に切り替 えられる。 そして、 加減算器 5 0 2の出力によって P WM換算器 5 0 6 を介して回転体 1 0 3が調速制御される。
また、 本発明は、 電子制御式機械時計に適用する場合に限らず、 回転 錘を用いて発電する自動発電機式のものや電池を内蔵した一般的なクォ —ッ時計等に適用してもよい。 さ らに、 本発明は、 ばね動力で動作する各種玩具に適用してもよい。 例えば、 玩.具は、 図 2 4に示すよ うに、 ゼンマイ 3 0 1 と、 このゼンマ ィ 3 0 1を卷き上げる卷上げ機構 3 0 2 と、 ゼンマイ 3 0 1の機械的ェ ネルギを伝達する伝達機構 3 0 3 と、 この伝達機構 3 0 3に接続されて 前記機械的エネルギで作動する作動部材 3 0 4 と、 前記伝達機構 3 0 3 または作動部材 3 0 4に接続されて前記機械的エネルギで回転する回転 体 3 0 5 と、 この回転体 3 0 5の回転数を調速する本発明の回転制御装 置 3 0 6 とを備える。
このような玩具と しては、 例えば、 コンパク トを閉じるとゼンマイ 3 0 1が巻かれ、 開く とゼンマイ 3 0 Iが開放されてコンパク ト内の人形 や動物等が動作する開閉式玩具がある。 この開閉式玩具では、 卷上げ機 構 3 0 2がコンパク トの開閉機構で構成され、 人形等の動作を調速制御 することができる。
前記玩具と しては、 ゼンマイ駆動で走行する自動車型の走行玩具があ る。 この玩具は、 手動もしく はプルバック式 （タイヤを床に着けた状態 で玩具をバック させてゼンマイを巻き上げる方式） でゼンマイ 3 0 1 を 巻上げ、 ゼンマイ 3 0 1のエネルギでタイヤを回転させて走行させるも のであり、 回転制御装置 3 0 6 を備えることで走行速度を正確に調速す ることができ、 スィッチなどで目標信号を可変できるよ うにしておく こ とで走行速度を可変させることができる。
前記玩具と しては、 ゲーム盤上を走行する走行体を誘導する走行体誘 導ゲーム盤がある。 この玩具でも、 走行体の走行速度を正確に調速する ことができ、 別途タイマなどを用いることなく、 一定時間での走行が可 能になる。
さ らに、 ゼンマイ 3 0 1で作動部材 3 0 4である歩行機構を作動させ ることで、 歩行する人形、 動物型の玩具に本発明を適用すれば、 歩行時 間を調整できて歩行時間を長くすることもできる。
また、 ゼンマイ 3 0 1で作動部材 3 0 4である擬音発生ュニッ トを作 動させることで擬音が発生する玩具に本発明を適用すれば、 一定スピー ドで擬音発生ュニッ トを駆動できて安定した音を出力できる。
さらに、 ゼンマイ 3 0 1で作動部材 3 0 4である力一 ド回転機構を作 動させることで、 メ ッセージが記載されたダリ一ティ ングカード等を回 転表示させる玩具に本発明を適用すれば、 グリーティ ングカードを一定 速度で長時間旋回させることができる。
また、 卷上げ機構 3 0 2である紐を引く ことでゼンマイ 3 0 1 を卷上 げ、 紐を離すとゼンマイ 3 0 1が開放されてドラムに卷き取られ、 その 動作によって人形などが回転する携帯用のゲーム玩具に本発明を適用す れば、 ドラムへの紐の卷き取り時間つまり人形などの動作時間を正確に 設定できる。
さ らに、 ゼンマイ 3 0 1でレコー ド盤を回転させて音を発生させる ト 一キングゲーム玩具に本発明を適用すれば、 レコード盤を所定速度で安 定して回転させることができ、 音声や動作を安定させることができる。
さらに、 本発明は、 ハイブリ ッ ドカーのオートクルージング機構に適 用してもよい。 ハイブリ ッ ド力一は、 図 2 5に示すよ うに、 エンジン 4 0 1の出力を動力伝達手段 （クラッチ） 4 0 2を介して発電機 4 ◦ 3に 伝達して発電し、 蓄電部材 （バッテリー） 4 0 4に充電すると ともに、 発進時や低速時、 さらには加速時等に蓄電部材 （バッテリー） 4 0 4の 電力で発電機 4 0 3を駆動してモータと して動作させ、 車輪を駆動する ものである。 また、 ブレーキ時にも発電機 4 0 3の電磁ブレーキを応用 した回生ブレーキによ り発電している。 このようなハイブリ ッ ドカーに おいて、 本発明の回転制御装置を利用して発電機 4 0 3を調速制御する。 この場合、 一定速度で走行するォートクルージング機構をエンジン側の 動力で速度を制御するものではなく、 発電機 4 0 3の回転速度を目標周 波数に同期するよ うに制御回路 4 0 5およびブレーキ制御回路 4 0 6を 利用して調速制御することで行うことができる。
エンジン 4 0 1で発電機 4 0 3を回転させて充電すると、 オー トクル 一ジングの設定速度によって発電機 4 0 3に発生する電圧が、 蓄電部材 4 0 4の電位に対して低い場合には、 充電することができなかったり、 充電効率が低下する。
これに対し、 発電機 4 0 3の調速でオー トクルージングを実現した場 合には、 チヨ ツバリ ングでブレーキ制御を行う こ とで、 制動力を得なが ら、 チヨ ツバ昇圧の効果 （常時回生ブレーキ状態） によ り起電圧を高く することができ、 調速制御しながら充電効率の低下を防ぐことができる。 なお、 この際の昇圧充電のレベルは、 エンジン 4 0 1の入力エネルギに よって調節することができる。
さ らに、 ハイブリ ッ ドカーだけではなく 、 ブレーキを掛けた際にその 減速時の運動エネルギーを電気エネルギーと して回収することができる 回生リ ターダ （発電機） を備えた車両にも、 本発明の回転制御装置を設 けることができる。
また、 本発明は、 時計、 玩具、 自動車に限らず、 回転体の調速制御が 必要なものに広く適用することができる。
以上のよ うな本発明によれば、 動力源より供給される動力により回転 する回転体にブレーキをかけることにより回転数を制御する回転制御装 置を、 位相差補償手段と周波数差補償手段とを備えて構成したことによ り、 回転体を目標信号に同期させて回転させることができるとともに、 応答性の速い安定した回転制御を実現することができる。
また、 前記周波数差補償手段が、 周波数差補償信号を保持する周波数 差補償保持手段を備え、 ブレーキ制御手段が、 回転制御を開始した直後 の制御開始段階と回転制御が安定した定常制御段階との 2つの制御モー ドを備え、 前記制御開始段階では、 周波数差補償手段の周波数補償信号 によ り回転制御を行い、 定常制御段階では、 回転制御が安定して制御開 始段階から定常制御段階へ切り替える時に前記周波数差補償保持手段に よ り保持された周波数差補償信号と前記位相差補償信号との加算信号に よ りブレーキ制御を行えば、 回転体の回転数が目標回転数に対して大き くずれている場合でも、 迅速に目標回転数に近づけることができ、 応答 性良く回転制御を行う ことができる。
また、 前記制御開始段階において、 回転制御が安定したことを周波数 差により判定した場合には、 回転体のばらつきによらずに適切に制御の 切り替えができる。
また、 前記制御開始段階において、 制御開始から予め定めた一定時間 経過したとき安定したとみなし制御開始段階から定常制御段階への切り 替えを行うことにより、 簡単な回路構成で制御の切り替えができる。
また、 位相差補償手段や周波数差補償手段において、 位相差や周波数 差を検出する際にカウンタを用いれば、 回路構成を簡単にできて小型化 も容易になり、 腕時計などの小型の機器にも容易に組み込むことができ る。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明にかかる回転制御装置および回転制御方法は、 各種の回転体を高精度にかつ迅速に調速制御するために有用であり、 特 に電子制御式機械時計等の各種の時計等の小型の装置に組み込まれる回 転制御装置に用いるのに適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 動力源よ り供給される動力によ り回転する回転体にブレーキをか けることにより回転体の回転周期を制御する回転制御装置であって、 回転体の回転数に対応した回転信号を発生する回転検出手段と、 回転 体の目標回転数に対応した目標信号を発生する目標信号発生手段と、 前記回転検出手段より出力される回転信号と前記目標信号発生手段よ り出力される 目標信号との位相差を検出してブレーキ制御信号となる位 相差補償信号を発生する位相差補償手段と、
前記回転信号および目標信号の周波数差を検出してブレーキ制御信号 となる周波数差補償信号を発生する周波数差補償手段と、
前記位相差補償手段の位相差補償信号および前記周波数差補償手段の 周波数差補償信号の少なく とも一方によりブレーキの掛け方を制御する ブレーキ制御手段と、 を備えたことを特徴とする回転制御装置。
2 . 前記周波数差補償手段は、 周波数差補償信号を保持する周波数差 補償保持手段を備え、
前記ブレーキ制御手段は、 回転制御を開始した直後の制御開始段階と 回転制御が安定している時の定常制御段階との 2つの制御モードを有し、 前記制御開始段階においては、 周波数差補償手段の周波数補償信号に より回転制御を行い、
定常制御段階においては、 回転制御が安定して制御開始段階から定常 制御段階へ切り替える時に前記周波数差補償保持手段によ り保持された 周波数差補償信号と前記位相差補償信号との加算信号によりブレーキ制 御を行うことを特徴とする請求項 1記載の回転制御装置。
3 . 前記ブレーキ制御手段は、 前記制御開始段階において、 回転制御 が安定したことを周波数差によ り判定することを特徴とする請求項 2記 載の回転制御装置。
4 . .前記ブレーキ制御手段は、 前記制御開始段階において、 制御開始 から予め定めた一定時間経過したときに回転制御が安定したとみなし、 制御開始段階から定常制御段階への切り替えを行う ことを特徴とする請 δ 求項 2記載の回転制御装置。
5 . 前記位相差補償手段は、 位相差検出手段とその出力を受ける補償 信号発生手段とを含み、
前記回転信号と目標信号とは繰り返しパルス波形であり、
前記位相差検出手段は、 目標信号の立ち上がり、 または、 立ち下がり0 で加算または減算されると ともに、 回転信号の立ち上がり、 または、 立 ち下がりで減算または加算されて各信号の立ち上がり、 または、 立ち下 がりの数を積算する力ゥンタを備えて構成され、 このカウンタの出力を 位相差信号と して出力することを特徴とする請求項 1〜 4記載の回転制 御装置。
5 6 . 前記位相差補償手段は、 積分作用を含む位相差補償フィルタを含 み、
この位相差補償フィルタは前記位相差信号の符号を検出する符号検出 回路と、 位相差信号の絶対値によ り分周比を可変する分周器と、 分周器 の出力を前記符号により加算または減算するカウンタと、 を含むことを0 特徴とする請求項 5記載の回転制御装置。
7 . 前記回転体は、 機械的エネルギ源と、 輪列を介して連結される前 記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的エネ ルギを供給する発電機と、 前記輪列に結合された指針とを備える電子制 御式機械時計における前記発電機であることを特徴とする請求項 1〜 65 記載の回転制御装置。
8 . 前記回転体は、 機械的エネルギ源と、 動力伝達機構を介して連結 される前記機械的エネルギ源によって駆動される作動部材とを備える玩 具における前記回転部材であることを特徴とする請求項 1〜 6記載の回 転制御装置。
9 . 前記回転体は、 電気的エネルギ源と、 前記電気的エネルギ源によ つて駆動される電動機とを備える玩具における前記電動機であることを 特徴とする請求項 1〜 6記載の回転制御装置。
10. 前記回転体は、 エンジンと、 前記エンジンで駆動されてモータと しても機能する発電機とを備えたハイプリ ッ ドカ一における前記発電機 であることを特徴とする請求項 1〜 6記載の回転制御装置。
1 1. 動力源より供給される動力により回転する回転体にブレーキをか けることにより回転体の回転周期を制御する回転制御方法であって、 回転体の回転数に対応した回転信号と、 回転体の目標回転数に対応し た目標信号とを比較してその位相差を検出すると ともに、
前記回転信号と目標信号との周波数差を検出し、
前記位相差に応じた位相差補償信号と、 前記周波数差に応じた周波数 差補償信号との少なく とも一方により回転体のブレーキを制御すること を特徴とする回転制御方法。
12. 回転制御を開始した直後の制御開始段階では、 周波数差補償信号 により回転体のブレーキ制御を行い、
回転制御が安定したらその時点での周波数差補償信号を保持すると と もに、 定常制御段階に切り替え、
定常制御段階では、 保持した周波数差補償信号と前記位相差補償信号 との加算信号により回転体のブレーキ制御を行う ことを特徴とする請求 項 1 1記載の回転制御方法。
13. 前記制御開始段階において、 回転制御が安定したことを周波数差 により判定することを特徴とする請求項 1 2記載の回転制御方法。
14. 前記制御開始段階において、 制御開始から予め定めた一定時間経 過したときに回転制御が安定し.たとみなし、 制御開始段階から定常制御 段階への切り替えを行う ことを特徴とする請求項 1 2記載の回転制御方 法。
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