WO1998033257A1 - Circuit integre controlant un ensemble alimentation electrique et batterie - Google Patents

Circuit integre controlant un ensemble alimentation electrique et batterie Download PDF

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Hiroyuki Fujita
Koichi Inoue
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Rohm Co., Ltd.
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    • H02J7/00306—Overdischarge protection

Definitions

  • the present invention relates to a power supply monitoring integrated circuit device (hereinafter referred to as "power supply monitoring IC") for monitoring a voltage of a lithium ion battery or the like, and a battery pack provided with the same.
  • power supply monitoring IC power supply monitoring integrated circuit device
  • the power supply monitoring IC monitors the voltage of a battery such as a lithium ion battery, and controls the battery so that it does not become overcharged or overdischarged. For example, when the battery voltage becomes higher than the overcharge voltage, a control signal is output, and for example, the charging of the battery is prohibited by turning off a switching element connected in series with the battery.
  • the overcharge voltage is, for example, 4.2 V.
  • a dead time setting circuit as shown in Fig. 3 is provided in the power supply monitoring IC to set a dead time that does not respond to noise (that is, to prevent a control signal due to noise from being generated). Then, the control signal is output when the state in which the detection voltage is higher than the overcharge voltage continues beyond the insensitive time. This prevents erroneous detection.
  • a constant current source 1 for outputting a current I 1 is connected via a switching element 2 to a base of a transistor 3c.
  • a high-level signal S1 is applied to the switching element.
  • the switching element 2 is turned off.
  • a switching transistor or the like is used for the switching element 2.
  • the emitter of the transistor 3 c is connected to ground, and the collector is connected to the constant current source 4.
  • a dead time setting capacitor 5 is connected between the collector of the transistor 3c and ground.
  • the non-inverting input terminal (+) of the comparator 6 is connected to the collector of the transistor 3c to detect the voltage of the capacitor 5.
  • a voltage higher than the ground level by the insensitive time setting voltage V ref is input to the inverting input terminal (1) of the comparator 6.
  • the signal S1 is input when the battery voltage becomes higher than the overcharge voltage.
  • Switching element 2 is turned off and transistor 3c is turned off.
  • the current I 2 from the constant current source 4 is sent to the capacitor 5 to perform charging.
  • the voltage Vc of the capacitor 5 increases linearly.
  • the comparator 6 compares the voltage Vc with a predetermined dead time setting voltage Vref, and outputs a high-level signal S2 if the voltage Vc is higher than Vref. On the other hand, if it is low, a low level is output.
  • T 1 C ⁇ (V ref -V s at t) / 1 2
  • V sat C-V ref / I 2 (However, C is the capacitance of capacitor 5.
  • FIG. 6 which is an enlargement of the waveform diagram of FIG. It has been difficult to reduce the time from 00 to 1/100. Therefore, for example, in a device such as a mobile phone having a built-in high-frequency clock, the input voltage V i may be in the state shown in FIG. 7 due to continuous high-frequency noise. At this time, since the charging of the capacitor 5 is started without being sufficiently discharged, the voltage Vc gradually increases, and finally reaches the voltage Vref at the time point t1. As a result, the comparator 6 outputs the high-level signal S2. Thus, high-frequency noise causes malfunctions.
  • the voltage Vsat has a temperature-dependent property, and there has been a problem that the setting of the insensitive time is inaccurate due to variations in elements and temperature characteristics. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to provide a power supply monitoring IC and a battery knock that have an increased ability to discharge a dead time setting capacitor while suppressing an increase in circuit current consumption and variations in dead time. I do.
  • Another object of the present invention is to provide a power monitoring IC and a battery pack that prevent malfunction due to continuous high-frequency noise.
  • a first signal source that supplies a charging current to the capacitor, a transistor that forms a discharge path for the capacitor, and a circuit that outputs a first signal that indicates a discharge path of the capacitor.
  • a power supply monitoring integrated circuit device comprising a comparing means, wherein an offset is added to the insensitive time setting voltage by a forward voltage of a diode. .
  • the power supply monitoring IC configured as described above monitors the battery.For example, when the battery voltage becomes higher than a predetermined overcharge voltage, the transistor is turned off, and the capacitor is charged using the first current source. Do. As a result, the voltage of the capacitor is gradually increased and compared with the insensitive set time voltage by the comparing means. When the dead time elapses, the capacitor voltage becomes higher than the dead time setting voltage, and the stop signal is output from the comparing means. With this stop signal, the power supply monitoring IC for example turns off the switching element connected in series with the battery and prohibits the use of the battery.
  • the capacitor is discharged by the transistor.
  • the stop signal is not output from the comparing means for a period shorter than the dead time even if the voltage is higher than the overcharge voltage.
  • the offset is added to the voltage for the insensitive setting time by the diode, the temperature characteristic of the discharging transistor can be canceled, and the variation in the insensitive time can be suppressed. .
  • the present invention provides a circuit for outputting a first signal indicating whether or not a voltage of a battery has reached a predetermined value or more; a capacitor; a first current source for supplying a charging current to the capacitor; A transistor for forming a discharge path, means for controlling charging and discharging of the capacitor based on the first signal, and comparing the voltage of the capacitor with a predetermined dead time setting voltage to set the dead time of the capacitor.
  • a power supply monitoring integrated circuit device comprising: a comparison means for outputting a second signal for stopping the operation of the battery when the voltage exceeds the voltage, wherein a first signal is supplied to an input electrode as a transistor forming the discharge path. It is characterized by using anton-connected transistor.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a dead time setting circuit in a power supply monitoring IC of the present invention.
  • Fig. 2 is a circuit diagram of a battery pack incorporating the dead time setting circuit.
  • Fig. 3 is a circuit diagram of a conventional dead time setting circuit in power supply monitoring IC.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation when a battery voltage on which noise is superimposed is input to the circuit of FIG.
  • Fig. 5 is a waveform diagram showing the operation when the state where the power supply voltage exceeds the overcharge voltage exceeds the insensitive time.
  • Fig. 6 is an enlarged waveform diagram of Fig. 4.
  • FIG. 7 is a waveform chart showing an example of erroneous detection due to high-frequency continuous noise.
  • FIG. 8 is a waveform chart showing that erroneous detection is prevented when the discharge capacity is high.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply monitoring IC insensitive time setting circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 1 the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
  • a constant current source 1 is connected via a switching element 2 to the base of a transistor 3a of a pair of NPNP-type transistors 3a and 3b which are connected in a line.
  • a transistor for switching is used for the switching element 2.
  • the emitter of transistor 3b is connected to ground.
  • the constant current source 4 is connected to the collectors of the transistors 3 a and 3.
  • a capacitor 5 for setting the dead time is connected between the collectors of the transistors 3a and 3b and ground.
  • the non-inverting input terminal (+) of the comparator 6 is connected to the collectors of the transistors 3a and 3b in order to detect the voltage Vc of the capacitor 5.
  • the inverting input terminal (1) of the comparator 6 is obtained by the voltage drop at the resistor R1 by the current I3 from the constant current source 8.
  • the dead time setting voltage V ref is input.
  • a transistor 7 forming a diode is connected in series with the resistor R 1. The emitter of transistor 7 is grounded, and the base and collector are connected to resistor R1.
  • the current I 1 is output from the constant current source 1.
  • Signal S1 is generated when the battery voltage is higher than the overcharge voltage.
  • Switching element 2 is turned off by signal S1.
  • sweep rate pitch ring element 2 is turned on, and through the da one re down tons connected transistor 3 a, 3 b, the discharge current from the capacitor 5/3 2 ⁇ I 1 Flows.
  • 3 is the current / width ratio of the transistors 3a and 3b.
  • the collector current of the transistor 3c is / 3 ⁇ I1, but in the present embodiment, it is / 3 2 ⁇ I1, so that the discharging capability is increased. Therefore, as shown in FIG. 8, no charge is accumulated in the capacitor 5 even by continuous high-frequency noise, so that malfunction due to erroneous detection is prevented. In addition, since the discharge capability is increased, the current I 1 can be reduced. As a result, the current consumption of the power supply monitoring IC can be reduced.
  • the forward voltage of the diode generated by the transistor 7 is added to the insensitive time setting voltage Vref as the offset voltage ⁇ Vf2.
  • a Vf 2 A Vfl + Vsat.
  • AV fl is the base-emitter evening voltage of the transistor 3 a when the capacitor 5 is discharged.
  • Vsat is the collector-emitter voltage of transistor 3b when capacitor 5 discharges.
  • T 1 C ⁇ ⁇ (Vref + A Vf2-( ⁇ Vf1 + Vsat)) / I2
  • the same dead time T l C-V ref / I 2 is set as in the conventional power supply monitoring IC (Fig. 3). Is done.
  • the transistor 7 and the transistor 3b have the effect of canceling the variation of the elements with each other and canceling the temperature characteristics, so that the variation of the insensitive time Is suppressed.
  • the dead time can be freely set in the order of tens of milliseconds to several seconds.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the battery pack 11.
  • Lithium-ion battery 15 has a risk of smoke if overcharged. Therefore, the voltage of battery 15 is monitored by power supply monitoring IC 10 to prevent overcharge.
  • the high-potential side of the battery 15 is connected to the terminal T 1 of the power supply monitor I C 10 and the source of the P-channel metal oxide semiconductor field effect transistor (MFET) 12. Then, the drain of the MOSFET 12 is connected to the plus terminal 13 of the battery pack 11.
  • the gate of MOSFET12 is connected to the terminal T3 of the power supply monitor IC10, and is turned on / off by the power supply monitor IC10. In this case, the MOSFET 12 is a switching element.
  • the low potential side of battery 15 is connected to terminal T 2 of power supply monitor IC 10 and negative terminal 14 of battery pack 11.
  • resistors R 2 and R 3 are connected in series to terminals T 1 and T 2.
  • the midpoint of connection between resistors R2 and R3 is connected to the non-inverting input terminal (+) of comparator 19.
  • a voltage higher than the ground level by the voltage Va is input to the inverting input terminal (1) of the comparator 19.
  • the output of comparator 19 is connected to the base of transistor 20.
  • the emitter of transistor 20 is connected to ground, and the collector is connected to constant current source 1.
  • the collector of transistor 20 is connected to the base of transistor 3a which is connected in Darlington.
  • the emitter of transistor 3b connected in Darlington is connected to ground.
  • the collectors of the transistors 3 a and 3 b are connected to the constant current source 4.
  • a dead time setting capacitor 5 is connected between the collectors of the transistors 3a and 3b and ground.
  • the non-inverting input terminal (+) of the comparator 6 is connected to the collectors of the transistors 3a and 3b.
  • a dead time setting voltage V ref obtained by a voltage drop at the resistor R 1 by the current I 3 from the constant current source 8 is input.
  • a transistor 7 forming a diode is connected as shown so as to be in series with the resistor R 1.
  • the output side of the comparator 6 is connected to the buffer circuit 21. No ⁇ ; buffer circuit 2 1 is compared When a high-level signal is input from the switch 6, a control signal is output so as to turn off the MOSFET 12 connected to the terminal T3.
  • FIG. 2 the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted. Note that the insertion position of the switching element formed by the transistor 20 is different from that of FIG.
  • the battery pack 11 when the battery 15 is discharged, the battery pack 11 supplies power to a device (not shown) such as a mobile phone or a personal computer connected to the plus terminal 13 and the minus terminal 14. I do. During charging, the battery pack 11 sends current to the battery 15 from a charging DC power supply (not shown) connected to the positive terminal 13 and the negative terminal 14.
  • a charging DC power supply (not shown) connected to the positive terminal 13 and the negative terminal 14.
  • the comparator 19 determines whether the voltage of the battery 15 is higher than the overcharge voltage. When the voltage of the battery 15 becomes higher than the overcharge voltage, the output of the comparator 19 becomes a high level, and the transistor 20 is turned on. As a result, the current I 1 from the constant current source 1 flows to the transistor 20 and does not flow to the base of the transistor 3 a connected in Spotifyton. Therefore, the transistors 3a and 3b are turned off, the current I2 from the constant current source 4 flows into the capacitor 5, and the capacitor 5 is charged.
  • the buffer circuit 21 outputs a control signal based on the signal from the comparator 6 to turn off the MOSFET 12 and cut off the battery 15 from the plus terminal 13. As a result, charging is stopped, and overcharging of the battery 15 is prevented.
  • the power supply monitoring IC 10 may detect not only the overcharge voltage of the battery 15 but also the overdischarge voltage and the overcurrent.
  • the overdischarge voltage is, for example, 2.2 V. Then, the voltage of the battery 15 is detected, and when the voltage becomes lower than the overdischarge voltage, the MOS FET 12 inserted so as to be in series with the battery 15 is turned off or connected in series with the battery 15. Turn off other MOS FETs and prohibit use of battery 15.
  • MOS FET 12 To detect an overcurrent, for example, use a MOS FET 12 to detect the current from the voltage drop of the MOS FET 12 and insert it in series with the battery 15 if the current exceeds a predetermined current value. Turn off the other M ⁇ SFETs to prevent overcurrent.
  • the capacitor 5 may be either internal or external to the power supply monitoring IC 10.
  • the M ⁇ SFET 12 may have an N-channel MOSFET provided on the negative terminal side (position indicated by A). Further, even when the battery pack 11 monitors and controls the voltages of a plurality of lithium ion batteries, it can be handled by providing a plurality of similar configurations in parallel. Industrial applicability
  • the present invention by adding an offset of the same voltage as the voltage of the transistor when discharging the capacitor to the insensitive time setting voltage, it is possible to cancel the variation of the element in the transistor, and Also, since the temperature characteristics are canceled, the dispersion of the set dead time is reduced. Therefore, the present invention is extremely useful for a battery pack that performs monitoring and control of a lithium ion battery, because the battery voltage during charging and discharging of the battery can be accurately monitored and appropriately controlled.
  • discharging the capacitor with a transistor connected in series increases the discharge capacity, prevents malfunctions due to continuous high-frequency noise, and reduces the current consumption of the power supply monitoring IC. Therefore, the telephone monitoring IC and the battery pack of the present invention are useful for use in mobile phones and the like.

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Description

明細書 電源監視 I C及び電池パッ ク 技術分野
本発明はリチウムイオン電池等の電圧の監視を行う電源監視集積回路装置 （以 下 「電源監視 I C」 という） 及びそれを搭載した電池パッ クに関する 背景技術
電源監視 I Cはリチウムイオン電池等の電池の電圧を監視し、 電池が過充電状 態や過放電状態とならないように制御する。 例えば電池電圧が過充電電圧より も 高く なると制御信号を出力することにより、 例えば電池に直列に接続したスィ ッ チング素子をオフすることにより電池の充電を禁止する。 リチウムイオン電池の 場合、 過充電電圧は例えば 4 . 2 Vである。
しカゝし、 過充電電圧近く に充電された電池電圧 （検出電圧） がノ イズ等のため に一時的に高く なつて過充電電圧を越えてしまう場合に、 電源監視 I Cがすぐに 反応して制御信号が出力されると誤検出となり、 電池電圧を過充電電圧近く まで 充分に充電することができなく なり、 その分、 電池の使用時間が短く なつてしま う。 そこで、 電源監視 I Cに第 3図に示すような不感応時間設定回路を設けて、 ノ イズに反応しない （即ちノイズによる制御信号が生じないようにするための） 不感応時間を設定する。 そして、 検出電圧が過充電電圧より高い状態が不感応時 間を超えて継続したときに制御信号を出力するようにする。 これにより、 誤検出 を防止する。
第 3図において、 電流 I 1 を出力する定電流源 1がスイ ッチング素子 2を介し て トランジスタ 3 cのベースに接続される。 電池電圧が過充電電圧を超えるとハ ィ レベルの信号 S 1がスィ ツチング素子に印加される。 この信号 S 1が印加され ると、 スイ ッチング素子 2はオフになる。 スイ ッチング素子 2にはスイ ッチング 用の トランジスタ等が使用される。 トランジスタ 3 cのエミ ッ夕はグラン ドに接 続され、 コレクタ側は定電流源 4 に接続される。 トランジスタ 3 cのコレクタとグラン ドの間に不感応時間設定用コンデンサ 5 が接続される。 また、 コンデンサ 5の電圧を検出するために比較器 6の非反転入 力端子 （+ ) がトランジスタ 3 cのコレクタに接続される。 比較器 6の反転入力 端子 （一） にはグラン ドレベルより不感応時間設定電圧 V r e f だけ高い電圧が . 入力される。
上記構成によ り、 電池電圧が過充電電圧より高く なつて信号 S 1が入力される。 スィ ッチング素子 2がオフして トランジスタ 3 cをオフ状態にする。 これにより 定電流源 4からの電流 I 2がコンデンサ 5に送られて充電を行う。 これにより、 コ ンデンサ 5の電圧 V cが直線的に増加する。 比較器 6は電圧 V cと所定の不感 応時間設定電圧 V r e f を比較して電圧 V cが V r e f より高ければハイ レベル の信号 S 2を出力する。 一方、 低ければローレベルを出力する。
ここで、 ノ イズによって信号 S 1が発生したときを考える。 このとき、 スイ ツ チング素子 2がオフになり、 トランジスタ 3 cもオフになる。 これによつて、 コ ンデンサ 5の充電が行われるが、 ノイズは一般に短時間 （幅が狭い） ので、 信号 S 1がすぐに消え、 スィ ツチング素子 2と トランジスタ 3 cがオンに変わるため、 コ ンデンサ 5の電圧 V cは電圧 Vref以上にはならない。 この場合の様子を第 4図 に示す。 第 4図において、 VHは過充電電圧、 V iは入力電圧 （この場合は電池 電圧とノ イズの合成値） である。 尚、 トランジスタ 3 cがオンのとき、 そのコレ クタ電流 3 · I I (ただし、 /3は トランジスタ 3 cの電流増幅度） が流れ、 コン デンサ 5の放電が行われる。 上述のように、 ノ イズ等のために一時的に検出電圧 が過充電電圧より高く なつても、 比較器 6から信号 S 2が出力されない。
一方、 第 5図に示すように検出電圧が過充電電圧より も高い状態が期間 Τ 1以 上継続すると、 信号 S 1 によってスィ ッチング素子 2のオフと トランジスタ 3 c のオンの状態が充分長く続く ので、 コンデンサ 5の電圧が高く なる。 そして、 電 圧 V cが電圧 V r e f より高く なつたところで信号 S 2が出力され、 電源監視 I Cより制御信号が出力される。 この期間 T 1が不感応時間であり、 次式で表され る。
T 1 = C · (V r e f -V s a t ) / 1 2
= C - V r e f / I 2 (ただし、 Cはコンデンサ 5の静電容量である。 V s a t はコンデンサ 5の 放電時における トランジスタ 3 cのコレクターエミ ッ 夕間電圧であり、 V s a t = 0である）
しかしながら、 上記従来の電源監視 I Cでは第 4図の波形図を拡大した第 6図 に示すように、 コンデンサの放電には時間 T 2を要し、 この期間 T 2を充電期間 T 1 の数 1 0 0〜数 1 0 0 0分の 1 の短時間にすることは難しかつた。 そのため、 例えば携帯電話のように高周波クロ ッ クを内蔵しているような機器では、 高周波 の連続ノィズのために入力電圧 V i が第 7図に示すような状態となる場合がある。 このとき、 充分に放電されないままコンデンサ 5の充電が開始されるので徐々に 電圧 V cが高く なり、 ついには時点 t 1 で電圧 V r e f に到達する。 これにより、 比較器 6からハイ レベルの信号 S 2が出力される。 このように、 高周波ノイズは 誤動作の原因となる。
このような誤動作を防止するため、 第 8図に示すようにコンデンサ 5の放電能 力を高めて期間 T 2 (第 6図参照） を短く することが必要であるが、 上記従来の 電源監視 I Cでは、 トランジスタ 3 cのコ レク夕電流 3 · I 1 で放電を行つてい るため、 放電能力を増大させよう とすれば、 電流 I 1 を増やさなければならない。 その場合には電源監視 I Cの消費電流が増大するという問題があった。 この電源 監視 I Cは電池からの電流によつて監視を行うので、 消費電流の増大は問題とな る。
また、 電圧 V s a t は温度に依存する性質があり、 素子のばらつきや温度特性 により不感応時間の設定が不正確となる問題もあつた。 発明の開示
本発明は、 回路の消費電流の増大及び不感応時間のばらつきを抑えながら、 不 感応時間設定用コンデンサの放電を行う能力を増大させた電源監視 I C及び電池 ノ ッ クを提供することを目的とする。
本発明の他の目的は高周波の連続ノ ィズによる誤動作を防止するようにした電 電監視 I C及び電池パッ クを提供することにある。
上記目的を達成するため、 本発明では、 電池の電圧が所定値以上になったか否 かを示す第 1信号を出力する回路と、 コンデンサと、 前記コンデンサに充電電流 を供給する第 1 電流源と、 前記コンデンサの放電路を形成する トランジスタと、 前記第 1 信号に基いて前記コンデンサの充放電を制御する手段と、 前記コンデン ザの電圧を所定の不感応時間設定電圧と比較し前記コンデンサの電圧が不感応時 間設定電圧を超えると電池の動作を停止させる第 2信号を出力する比較手段とを 備えた電源監視集積回路装置において、 ダイオードの順方向電圧によってオフセ ッ トを前記不感応時間設定電圧に加えたこ とを特徴と している。 .
このような構成による電源監視 I Cは電池の監視を行い、 例えば電池の電圧が 所定の過充電電圧より も高く なると、 上記 トランジスタをオフ状態と し、 上記第 1 電流源を用いてコンデンサの充電を行う。 これにより、 コンデンサの電圧を徐 々 に高く して比較手段で不感応設定時間電圧と比較する。 不感応時間が経過する とコンデンザの電圧が不感応設定時間電圧より も高く なり、 比較手段より停止信 号が出力される。 この停止信号により電源監視 I Cは例えば電池に直列に接続さ れたスィ ツチング素子をオフして電池の使用を禁止する。
また、 ノ イズ等のために電池からの電圧が一時的に過充電電圧より も高く なつ た場合には、 上記トランジスタにより コンデンサの放電を行う。 これにより、 不 感応時間より も短い期間、 過充電電圧より も高く なつても比較手段から停止信号 が出力されない。 そして、 不感応設定時間電圧にダイオードによってオフセッ ト が加えられているので、 前記放電用の トランジスタの温度特性をキヤ ンセルする こ とができ、 それによつて不感応時間のばらつきを抑制することができる。
また、 本発明は、 電池の電圧が所定値以上になったか否かを示す第 1信号を出 力する回路と、 コンデンサと、 前記コンデンサに充電電流を供給する第 1 電流源 と、 前記コンデンサの放電路を形成する トランジスタと、 前記第 1 信号に基いて 前記コンデンサの充放電を制御する手段と、 前記コンデンサの電圧を所定の不感 応時間設定電圧と比較し前記コンデンサの電圧が不感応時間設定電圧を超えると 電池の動作を停止させる第 2信号を出力する比較手段とを備えた電源監視集積回 路装置において、 前記放電路を形成する トランジスタと して入力電極に第 1信号 が与えられるダーリ ン ト ン接続トランジスタを用いたことを特徴とする。
このような構成によると、 コンデンサの放電を行う能力が高く なる。 また、 ト ラ ンジス夕のベ一ス電流を小さ く しても放電の能力が高いので、 電源監視 I Cの 消費電流を小さ くすることができる。 図面の簡単な説明
第 1図は本発明の電源監視 I Cにおける不感応時間設定回路の回路図。
第 2図はその不感応時間設定回路を組み込んだ電池パッ クの回路図。
第 3図は従来の電源監視 I Cにおける不感応時間設定回路の回路図。
第 4図は第 3図の回路にノイズが重畳された電池電圧が入力した場合の動作を 示す波形図。
第 5図は電源電圧が過充電電圧以上になる状態が不感応時間を超える場合の動 作を示す波形図。
第 6図は第 4図を拡大した波形図。
第 7図は高周波の連続ノイズによる誤検出の例を示す波形図。
第 8図は放電能力が高いときに誤検出が防止されることを示す波形図。
発明を実施するための最良の形態
本発明の一実施形態を第 1 図に示す。 第 1 図は本実施形態の電源監視 I Cの不 感応時間設定回路の回路図である。 尚、 第 1 図において第 3図と同一の部分につ いては同一の符号を付し、 重複説明を省略する。
定電流源 1がスィ ッチング素子 2を介してダ一リ ン ト ン接続された一対の N P N P型トランジスタ 3 a、 3 bのうち トランジスタ 3 aのベースに接続される。 スィ ツチング素子 2には例えばスィ ツチング用の トランジス夕が使用される。 ト ランジス夕 3 bのェミ ッ タはグラン ドに接続される。 トランジスタ 3 a、 3 の コレクタに定電流源 4が接続される。 トランジスタ 3 a、 3 bのコレクタ側とグ ラ ン ドの間に不感応時間設定用のコンデンサ 5が接続される。
また、 コンデンサ 5の電圧 V cを検出するために比較器 6の非反転入力端子 （ + ) がトランジスタ 3 a、 3 bのコレクタに接続される。 比較器 6の反転入力端 子 （一） には定電流源 8からの電流 I 3によって抵抗 R 1での電圧降下で得られ る不感応時間設定電圧 V r e f が入力される。 また、 抵抗 R 1 に直列にダイォー ドを成す トランジスタ 7を接続する。 トランジスタ 7のェミ ッタは接地され、 ベ —ス及びコレクタは抵抗 R 1 に接続される。
次に第 1図の電源監視 I Cの動作を説明する。 定電流源 1より電流 I 1が出力 される。 電池電圧が過充電電圧よ り高いとき信号 S 1が発生する。 スイ ッチング 素子 2は信号 S 1 によりオフ制御される。 信号 S 1が発生しないとき、 スィ ッチ ング素子 2はオンとなり、 ダ一リ ン ト ン接続された トランジスタ 3 a、 3 bを通 して、 コンデンサ 5から /32 · I 1の放電電流が流れる。 尚、 3は トランジスタ 3 a、 3 bの電流增幅率である。
上記従来の回路 （第 3図） では トランジスタ 3 cのコレクタ電流は /3 · I 1で あつたが、 本実施形態では /32 · I 1 となるので放電能力が増大している。 そのた め、 第 8図に示すように高周波の連続ノ イズによってもコンデンサ 5に電荷が蓄 積されなく るので誤検出による誤動作が防止される。 また、 放電能力が増大して いるため、 電流 I 1 を小さ くすることができる。 これにより、 電源監視 I Cの消 費電流を小さ くすることができる。
更に、 本実施形態では、 不感応時間設定電圧 V r e f に対して トランジスタ 7 によって生じるダイォードの順方向電圧がオフセッ ト電圧 Δ V f 2と して加算さ れる。 ただし、 A V f 2 = A V f l +V s a tである。 AV f lはコンデンサ 5 の放電時における トランジスタ 3 aのベース · ェミ ツ 夕間電圧である。 V s a t はコンデンサ 5の放電時における トランジスタ 3 bのコレクタ · エミ ッ 夕間電圧 である。 これにより、 コンデンサ 5で設定される不感応時間 T 1は次式で表され る。
T 1 = C · { (V r e f + A V f 2 - ( Δ V f 1 +V s a t ) } / I 2
½ C - V r e f / I 2
(ただし、 Cはコンデンサ 5の静電容量である）
Δ V f 2 = A V f 1 + V s a tでオフセッ トがキャ ンセルされるので、 上記従 来の電源監視 I C (第 3図） と同じ不感応時間 T l = C - V r e f / I 2が設定 される。 また、 トランジスタ 7と トランジスタ 3 bは素子のばらつきを互いにキ ヤ ンセルし、 温度特性もキャ ンセルする効果があるので、 不感応時間のばらつき が抑制される。 尚、 不感応時間は数十ミ リ秒〜数秒程度で自由に設定できる。
次に第 2図を用いて上記不感応時間設定回路 （第 1図参照） を電源監視 I C 1 0に組み込んだリチウムイオン電源装置 （本明細書でいう 「電池パッ ク」 ） 1 1 について説明する。 第 2図は電池パッ ク 1 1の回路図である。 リチウムイオン電 . 池 1 5は過充電状態となると発煙等の危険があるため、 電源監視 I C 1 0で電池 1 5の電圧を監視して過充電状態とならないようにしている。
電池 1 5の高電位側が電源監視 I C 1 0の端子 T 1及び Pチャネル M〇 S F E T (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 1 2のソースに接続 される。 そして、 MO S F E T 1 2のドレイ ンが電池パッ ク 1 1のプラス端子 1 3に接続される。 MO S F E T 1 2のゲー トは電源監視 I C 1 0の端子 T 3に接 続され、 電源監視 I C 1 0によりオン/オフ制御される。 この場合、 MO S F E T 1 2はスイ ツチング素子である。 電池 1 5の低電位側が電源監視 I C 1 0の端 子 T 2及び電池パッ ク 1 1のマイナス端子 1 4に接続される。
電源監視 I C 1 0の内部において、 端子 T 1、 T 2に抵抗 R 2と R 3を直列に 接続した回路が接続される。 抵抗 R 2と R 3の接続中点が比較器 1 9の非反転入 力端子 （+ ) に接続される。 比較器 1 9の反転入力端子 （一） にはグラン ドレべ ルょり も電圧 V aだけ高い電圧が入力される。 比較器 1 9の出力側がトランジス 夕 20のベースに接続される。 トランジスタ 20のエミ ッ 夕はグラン ドに接続さ れ、 コレクタは定電流源 1 に接続される。 トランジスタ 20のコレクタがダーリ ン ト ン接続された トランジスタ 3 aのベースに接続される。
ダーリ ン ト ン接続された トランジスタ 3 bのエミ ッ 夕はグラン ドに接続される。 トランジスタ 3 a、 3 bのコレクタが定電流源 4に接続される。 トランジスタ 3 a、 3 bのコレクタとグラン ドの間に不感応時間設定コンデンサ 5が接続される。 また、 比較器 6の非反転入力端子 （+ ) が トランジスタ 3 a、 3 bのコレクタに 接続される。 比較器 6の反転入力端子 （一） には定電流源 8からの電流 I 3によ つて抵抗 R 1での電圧降下で得られる不感応時間設定電圧 V r e f が入力される。 また、 抵抗 R 1 に直列となるように、 ダイオードを成す トランジスタ 7を図示の ように接続する。
比較器 6の出力側がバッフ ァ回路 2 1 に接続される。 ノ^；ッファ回路 2 1は比較 器 6よりハイ レベルの信号を入力すると端子 T 3に接続された MO S F E T 1 2 をオフするように制御信号を出力する。 尚、 第 2図において第 1図と同一の部分 について同一の符号を付し、 重複説明を省略する。 尚、 トランジスタ 20で形成 されたスイ ッチング素子の挿入位置が第 1図の場合とは異なっている。
第 2図の構成において、 電池 1 5の放電時には電池パッ ク 1 1はプラス端子 1 3及びマイナス端子 1 4に接続された携帯電話やパーソナルコンピュータ等の機 器 （図示せず） に電力を供給する。 また、 充電時には電池パッ ク 1 1はプラス端 子 1 3及びマイナス端子 1 4に接続された充電用直流電源 （図示せず） から電流 を電池 1 5に送る。
比較器 1 9で電池 1 5の電圧が過充電電圧より高いかどうか判断する。 電池 1 5の電圧が過充電電圧より高く なると比較器 1 9の出力はハイ レベルとなり、 ト ランジスタ 20をオンする。 これにより定電流源 1からの電流 I 1は トランジス タ 20に流れ、 ダ一リ ン ト ン接続された トランジスタ 3 aのベースに流れなく な る。 そのため、 トランジスタ 3 a、 3 bはオフとなり、 定電流源 4からの電流 I 2がコンデンサ 5に流れ込み、 コンデンサ 5の充電を行う。
そして、 前述したように電池 1 5の電圧が過充電電圧より高い状態を不感応時 間継続していれば、 比較器 6の出力がハイ レベルとなる。 そして、 この比較器 6 からの信号によ りバッファ回路 2 1が制御信号を出力して MO S F E T 1 2をォ フ し、 電池 1 5をプラス端子 1 3に対し遮断する。 これによつて充電が停止され、 電池 1 5の過充電が防止される。
また、 電源監視 I C 1 0には電池 1 5の過充電電圧の検出だけでなく、 過放電 電圧や過電流を検出するようにしてもよい。 リチウムイオン電池の場合、 過放電 電圧は例えば 2. 2 Vである。 そして、 電池 1 5の電圧を検出し、 過放電電圧よ り低く なつたときに電池 1 5と直列となるよう に挿入された MO S F E T 1 2を オフするか又は電池 1 5と直列に接続した他の MO S F E Tをオフして電池 1 5 の使用を禁止する。
過電流を検出するには例えば MO S F E T 1 2を使用して MO S F ET 1 2の 電圧降下から電流を検出し、 所定の電流値よ り大きく なれば、 電池 1 5と直列と なるように挿入された他の M〇 S F E Tをオフして過電流を防止する。 尚、 コン デンサ 5は電源監視 I C 1 0に内蔵又は外付けのいずれでもよい。 また、 M〇 S F E T 1 2は Nチヤネル M O S F E Tをマイナス端子側 （ Aで示す位置） に設け るようにしてもよい。 更に、 電池パッ ク 1 1 は複数のリチウムイオン電池の電圧 をそれぞれ監視して制御するものでも、 同様な構成を複数並列に設けることによ つて対応できる。 産業上の利用可能性
上述のように、 本発明によれば、 コンデンサの放電を行う ときの トランジスタ の電圧と同電圧のオフセッ トを不感応時間設定電圧に加えることにより、 トラン ジス夕の素子のばらつきをキャ ンセルするとともに、 温度特性をキヤ ンセルする ので、 設定した不感応時間のばらつきが小さ く なる。 従って、 電池の充電や放電 時の電池電圧の監視を正確に行なつて適切な制御ができるので、 本発明はリチウ ムイオン電池の監視 · 制御を行なう電池パッ クに極めて有用である。 また、 ダ一 リ ン ト ン接続された トランジスタでコンデンサの放電を行うことにより、 放電能 力が増大し、 高周波の連続ノ イズによる誤動作が防止され、 電源監視 I Cの消費 電流も小さ く することもできるので、 本発明の電話監視 I Cや電池パッ クは携帯 電話機等に用いて有用である。

Claims

請求の範囲
1 . 電池の電圧が所定値以上になったか否かを示す第 1信号を出力する回路と、 コンデンサと、 前記コンデンサに充電電流を供給する第 1電流源と、 前記コンデ ンサの放電路を形成する トランジスタと、 前記第 1 信号に基いて前記コンデンサ の充放電を制御する手段と、 前記コンデンサの電圧を所定の不感応時間設定電圧 と比較し前記コンデンサの電圧が不感応時間設定電圧を超えると電池の動作を停 止させる第 2信号を出力する比較手段とを備えた電源監視集積回路装置において、 ダイオー ドの順方向電圧によってオフセッ トを前記不感応時間設定電圧に加え たことを特徴とする電源監視集積回路装置。
2 . 前記放電路を形成する トランジスタは入力電極に第 1 信号が与えられるダー リ ン ト ン接続トランジスタであることを特徴とする請求項 1 に記載の電源監視集 積回路装置。
3. 抵抗と前記ダイオードより成る直列回路が第 2電流源とグラン ド間に直列に 接続され、 第 2電流源と前記直列回路の接続点が前記比較手段の一方の入力端子 に接続されていることを特徴とする請求項 1 に記載の電源監視集積回路装置。
4 . 前記ダイオー ドは トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項 3 に記載の電源監視集積回路装置。
5 . 電池の電圧が所定値以上になったか否かを示す第 1信号を出力する回路と、 コ ンデンサと、 前記コンデンサに充電電流を供給する第 1 電流源と、 前記コンデ ンサの放電路を形成する トランジスタと、 前記第 1 信号に基いて前記コンデンサ の充放電を制御する手段と、 前記コンデンサの電圧を所定の不感応時間設定電圧 と比較し前記コンデンサの電圧が不感応時間設定電圧を超えると電池の動作を停 止させる第 2信号を出力する比較手段とを備えた電源監視集積回路装置において、 前記放電路を形成する トランジスタは入力電極に第 1 信号が与えられるダーリ ン ト ン接続トランジスタであることを特徴とする請求項 1 に記載の電源監視集積 回路装置。
6. 電池と、 この電池に直列に接続されたスイ ッチング素子と、 電源監視集積回 路装置を備えていて、 前記電源監視集積回路装置の監視結果によって前記スィ ッ チング素子のオン/オフを制御する電池パッ クにおいて、 前記電源監視集積回路 装置が以下のものからなっている：
電池の電圧が所定値以上になったか否かを示す第 1 信号を出力する回路と、 コンデンサと、
前記コンデンサに充電電流を供給する第 1 電流源と、
前記コンデンサの放電路を形成する トランジスタと、
前記第 1 信号に基いて前記コンデンサの充放電を制御する手段と、
前記コンデンサの電圧を所定の不感応時間設定電圧と比較し前記コンデンサの 電圧が不感応時間設定電圧を超えると電池の動作を停止させる第 2信号を出力す る比較手段と、
順方向電圧によってオフセッ トを前記不感応時間設定電圧に加えるダイ一ォー ド、。
7 . 電池と、 この電池に直列に接続されたスイ ッチング素子と、 電源監視集積回 路装置を備えていて、 前記電源監視集積回路装置の監視結果によって前記スィ ッ チング素子のオン/オフを制御する電池パッ クにおいて、 前記電源監視集積回路 装置が以下のものからなっている：
電池の電圧が所定値以上になったか否かを示す第 1信号を出力する回路と、 コンデンサと、
前記コンデンサに充電電流を供給する第 1電流源と、
前記コンデンザの放電路を形成するとと もに、 その制御電極に前記第 1 信号が 印加されるダ一リ ン ト ン接続の トランジスタと、
前記第 1 信号に基いて前記コンデンサの充放電を制御する手段と、
前記コンデンサの電圧を所定の不感応時間設定電圧と比較し前記コンデンサの 電圧が不感応時間設定電圧を超えると電池の動作を停止させる第 2信号を出力す る比較手段。
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