WO1997049205A1 - Recepteur optique - Google Patents

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WO1997049205A1
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circuit
characteristic correction
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Inventor
Kazuya Matsumoto
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Sumitomo Electric Industries, Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H03F3/087—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with IC amplifier blocks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/534—Transformer coupled at the input of an amplifier

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver that receives an optical signal and converts it into an electric signal, and more particularly to an optical receiver that receives an analog high-frequency optical signal in a CA TV (Cable Television) or the like.
  • CA TV Consumer Television
  • An optical receiver receives a light signal and generates a small current corresponding to the light signal.
  • a light receiving device such as a photodiode (Photo Diode: PD) and a current-to-voltage conversion of this small current are used in the subsequent stage.
  • a preamplifier that amplifies the signal up to the reception sensitivity required for a television receiver or the like connected to it.
  • the frequency band of the signal handled by such an optical receiver extends to the high frequency side as the number of channels increases, and is now approaching 1 GHz.
  • the impedance matching (impedance matching) of the transmission system that transmits the signal becomes very important.
  • impedance matching is not achieved, when trying to transmit a small signal over a transmission system, signal reflection occurs at the mismatching point, which causes noise or signal distortion. High transmission becomes impossible.
  • the output bend impedance of the PD is several hundred ⁇ to several ⁇ ⁇ in the frequency band of tens of MHz to 1 GHz.
  • an amplifier with an input impedance of 50 ⁇ or 75 ⁇ is generally used, and the PD is connected with a resistor of 50 ⁇ or 75 ⁇ .
  • impedance matching is simulated.
  • this method increases the equivalent input noise of the amplifier, which is not preferable in terms of noise characteristics.
  • an impedance matching transformer with a primary side impedance of several hundred ⁇ and a secondary side impedance of 50 ⁇ or 75 ⁇ is often inserted between the PD and the preamplifier.
  • the preamplifier is connected to the secondary side of the matching transformer via an interstage coupling capacitor Cc .
  • the matching transformer has a core made of a magnetic material having excellent high-frequency characteristics shaped like a donut, and two windings are wound around the core a number of times corresponding to a predetermined impedance value. It has a structure in which one ends of windings are connected to each other. In general, at high frequencies of 1 GHz, the exact characteristics of the circuit cannot be ascertained without taking into account the parasitic capacitance and parasitic inductance of devices and circuit elements.
  • PD is equivalent by a current source I s supplying a current corresponding to the incident light signal, a semiconductor and a junction capacitance C j of which is connected in parallel thereto, and the connection to the parallel circuit and series with the diffusion resistance R j Is represented by
  • the parasitic inductance L s of the bonding wire connecting the PD chip and the lead bin of the package, and the parasitic capacitance C formed between the lead pin and the package outer lid, etc. s needs to be considered further.
  • the combined equivalent circuit of the PD and the package can be represented as a lumped constant using these.
  • the transfer characteristics V 0 / I s of the optical signal in the equivalent circuit of such an optical receiver are as follows: Assuming that there is no frequency characteristic in the optical-electrical conversion efficiency of the PD and the gain of the preamplifier, determined by interstage coupling capacitors C c which is connected to between an input impedance and the preamplifier and the transformer of the amplifier. On the other hand, on the high-frequency side, the characteristics are as follows: PD parasitic element, inductance component of matching transformer, winding The parasitic capacitance between them, the loss of the transformer core, etc. are complicatedly related, and the gain starts to decrease as soon as around 100 MHz. At 1 GHz, it decreases by 7 to 8 dB compared to the low frequency side.
  • PD chip on a ceramic chip carrier performs such as using air-core coils to the frequency characteristics correction coil L c, to adopt a mounting method of high cost benefit of reduced parasitic capacitance Needed.
  • the PD package is easy to align or fix with the optical fiber, or if a general component such as a transformer or coil that can be mounted on the surface is adopted, it is necessary to secure a 600MHz band. This is a limit, and it is not possible to support the bandwidth of 700MHz or more used for optical CATV.
  • the present invention aims to improve the high-frequency characteristics of an optical receiver by using circuit technology without using such means as improving the high-frequency characteristics of the light-receiving device itself and adopting a special package. And Disclosure of the invention
  • a light receiving device having one end connected to a bias power supply and converting an optical input signal into an electric signal; a preamplifier connected to the other end of the light receiving device and amplifying the electric signal;
  • the secondary side includes an output impedance of the light receiving device, and the secondary side includes an impedance matching transformer that matches an input impedance of the preamplifier.
  • a first frequency characteristic correction circuit between the bias power supply and one end of the light receiving device.
  • the first frequency characteristic correction circuit has an inductance component for frequency characteristic correction.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating circuit connection of an optical receiver according to the present invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the optical receiver according to the present invention in which parasitic elements are considered and lumped constants are represented.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit obtained by simplifying FIG. 2, and is an equivalent circuit diagram represented by using a signal source impedance Z s and a current source Is corresponding to a light input.
  • Fig. 4 is an equivalent circuit diagram of a signal source that also takes into account parasitic elements.
  • FIG. 5 is a graph illustrating the effect of correcting the frequency characteristic.
  • FIG. 6 is a partial circuit diagram illustrating another embodiment according to the present invention, and illustrates first and third frequency characteristic compensation circuits and a light receiving device.
  • FIG. 7 is a partial circuit diagram illustrating another embodiment of the present invention, and illustrates first and third frequency characteristic compensation circuits and a light receiving device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a receiving circuit of an optical receiver according to the present invention.
  • This optical receiver is One end is electrically coupled to the bias power supply 5 and receives a light signal and outputs a corresponding current.
  • the PD 1 is a light receiving device, and a preamplifier circuit that receives and amplifies the electric signal from the PD 1 And an impedance matching transformer 3 whose primary side is electrically coupled to the other end of the PD 1 and whose secondary side is electrically coupled to the input of the preamplifier circuit 2.
  • the transformer 3 is an impedance conversion transformer whose primary side matches the output potential of the PD 1 and whose secondary side matches the input impedance of the preamplifier circuit 2.
  • the output of matching transformer 3 is connected to the input of the preamplifier 2 through the inter-stage connection capacitor C c 6 for DC blocking.
  • the preamplifier 2 converts the current from the PD 1 into a current-to-voltage, and amplifies the signal to the sensitivity required for a circuit connected to the subsequent stage.
  • the input of the matching transformer 3 is connected to one end of a second frequency characteristic compensation circuit 4 described later.
  • a commercially available video amplifier having an input impedance of 75 ⁇ and a band of 50 MHz to 85 MHz can be used.
  • the optical receiver includes a first frequency characteristic compensation circuit 7 between the power supply 5 and the PD 1.
  • the first frequency compensation circuit 7 has two terminals and an inductance element provided as an equivalent impedance between the terminals, and is electrically coupled between the bias power supply 5 and the PD 1. Then, the circuit 7 equivalently increases the signal source impedance or increases the gain of the optical receiving circuit near the upper limit of the band without deteriorating the characteristics of the middle and low frequencies.
  • inductor evening coil L d 7 for frequency characteristic correction provided as Nsu element, one end of the coil 7 to the power supply 5, the other end is connected to one end of the PD 1.
  • the optical receiver includes a second frequency characteristic correction circuit 4 between the PD 1 and the transformer 3.
  • the second frequency characteristic correction circuit 4 has two terminals and an inductance element provided as an equivalent impedance between the terminals, and electrically connects the primary side of the transformer 3 and the PD 1 to each other. Near the high frequencies without impairing the characteristics of the low and mid frequencies Compensate for the decrease in nearby gain.
  • a coil Lc 4 for correcting frequency characteristics is provided as an inductance element, and one end of the coil 4 is connected to the primary side of the transformer 3, and the other end is connected to the other end of the PD 1.
  • PD 1 is a general TO-type package that uses a PIN photodiode mainly composed of GaInAs, which is sensitive to the wavelength 1. or 1.55 ⁇ m band used in optical CATV and has excellent high-speed response. Is used.
  • the parasitic capacitance of this element, C s , and the parasitic inductance L s of the bonding wire, etc. can be estimated to be about 0.4 pF and about 2 nH, respectively.
  • the diffusion resistance Rj and junction capacitance Cj are about 10 ⁇ and about 0.5pF, respectively, depending on the bias condition of the diode.
  • the matching transformer 3 has a core made of a magnetic material having excellent high-frequency characteristics and shaped into a donut shape or an eyeglass shape.
  • the two conductors are wound around the core a number of times corresponding to a predetermined impedance value.
  • the core material is made of NiZn (ferrite), which is shaped like a glass, and two conductors are used four times each for the primary and secondary sides. Wound material was used.
  • the impedance of the primary and secondary sides of the shape and number of turns of this transformer is 300 ⁇ and 75 ⁇ , respectively.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit of the optical receiver shown in FIG. In the following, multiplication is represented by “•” and division is represented by “/” as necessary.
  • the preamplifier 2 is represented as an amplifier having an input impedance R i ⁇ and an amplification degree ⁇ .
  • Matching transformer 3 is assumed an ideal transformer in the band taken into account in the following analysis, the primary net resistance of N 2 ⁇ R in, the secondary side of the N (N current I 1 flowing through the primary side The ratio of the number of turns on the primary side and the secondary side) is shown as a current source that passes twice the current.
  • PD 1 is a current source I that supplies a current corresponding to the incident optical signal. And connected in parallel to this And the diffusion resistance Rj connected in series with the parallel circuit. If the PD chip is assembled in a package, the parasitic inductance L s of the bonding wire connecting the PD chip and the package lead bin, and the parasitic capacitance C formed between the lead bin and the package outer lid, etc. s needs to be considered further.
  • the combined equivalent circuit of the PD and the package can be expressed as a lumped constant using these. That is, the equivalent circuit is constructed by respective ends of an equivalent circuit of the PD Indaku evening connects Nsu L s, it is further connected to a parasitic capacitance C s across the equivalent circuit of the PD.
  • One end of the PD 1 is connected to a bias power supply V dd 5 via the coil L d 7 according to the present invention. Since the bias power supply 5 is considered to be grounded in terms of AC, the equivalent circuit of the present optical receiver is as shown in FIG. In FIG. 2, the inter-stage connecting capacitor C c 6 is omitted for simplicity because analyzing frequency characteristics in the following description.
  • G (s) is a function of the signal source impedance Z s
  • the value of G (s) is large Z s at which the PD can be regarded as an ideal signal source
  • G o A ⁇ N ⁇ R in, which decreases as Z s decreases.
  • Figure 4 is an equivalent circuit when comprising a frequency characteristic correction Koiru L containing d source Inbidansu Z s of the present invention.
  • Equation 4 Becomes On the ⁇ side of the cut-off frequency f c , the transfer characteristic, that is, the gain is reduced.
  • ⁇ 5 is a graph illustrating a frequency characteristic correction effect according to the present invention.
  • Solid line a case where the auxiliary Tadashiyo circuit element is not inserted at all, the solid line b when inserting the only coil L c as the correction circuit element between the PD and the matching transformer, and a solid line c in addition to L c represents the state of the case where the correction circuit elements L d according to the present invention has been input ⁇ to the power supply bias terminal side of the PD, respectively.
  • the parasitic capacitance and the junction capacitance are each 0.5 pF
  • the parasitic inductance is 2 nH
  • the diffusion resistance is 10 ⁇
  • the frequency characteristic correction coils L c and L d have the values shown in the figure, respectively.
  • the high-frequency cutoff frequency is about 550MHz, defined as the frequency whose gain is 3 dB lower than the low-frequency value.
  • the frequency characteristic correcting coil L c is the first resonance frequency: 610 MHz is obtained as 0.
  • the output level in the sea urchin f f 0 by, which is also in the study but did not make it into being restored to the value of the low frequency, and fir the extent to compensate for the decrease in output level.
  • you add ⁇ the correction coil L d the resonance frequency of this Koiru was calculated to be 980 MHz, the output level is shown to be corrected by more than the value at low frequency.
  • the magnitude of the inductance component of the first frequency characteristic compensation circuit is determined by the resonance frequency determined by this inductance and the parasitic capacitance, junction capacitance, etc. of the light receiving device, in the frequency band intended for use of the optical receiver. It is preferable that the frequency be determined so as to coincide with the vicinity of the upper limit frequency. With this configuration, the signal source impedance of the light receiving device can be equivalently increased, so that a decrease in the gain of the optical receiver can be compensated.
  • the magnitude of the inductance component of the second frequency characteristic compensation circuit should be placed near the upper limit frequency of the optical receiver band when there is no frequency characteristic compensation, for example, in the frequency region near the cutoff frequency. Is preferred. In this way, the first frequency Since the lowering of the output level can be compensated for on the low frequency side of the frequency compensated by the characteristic compensation circuit, the gain can be efficiently compensated over the entire band by using a plurality of frequency characteristic compensation circuits.
  • the frequency characteristic correction circuit inserted on the power supply side of the PD is not limited to the present embodiment.
  • a series circuit having a inductor evening and the capacitor as a third frequency characteristic correcting circuit, in contact such as connection configured in parallel with the frequency characteristic correcting coil L d in diagram equivalent circuit
  • the same effect can be expected .
  • it may be inserted a series circuit having a coil L e 8 and a capacitor C e 9 between O urchin shown in FIG. 6, one end of the bias power source side of the PD and the ground.
  • FIG. 7 may be connected in series circuit having a Koi Le L t, 8 and a capacitor C e 9 in parallel with the frequency characteristic correction coil L d.
  • the synthetic vivo one dance Z of the first and third frequency characteristic correcting circuit viewed from the PD side, s' L d and s' L e + l / ( s' C e) and parallel be obtained by connecting, as a result Z s ⁇ L d ⁇ [ (1 + s 2 ⁇ L e ⁇ C e) / (1 + s 2 ⁇ (L d + L e) - C e)] a.
  • the frequency increases: f 2 1Z resonantly Z in [27 ⁇ ⁇ ((L d + L e) ⁇ C e) 1 2] increases.
  • L e if you choose C e to a suitable value f, can show equivalently large L d in even more high-frequency side.
  • a metal-semiconductor-metal (MSM) device as a light receiving device, not limited to a PIN photodiode.
  • MSM metal-semiconductor-metal
  • a preamplifier it is of course possible to use not only a circuit with input impedance of 75 ⁇ but also a circuit with 50 ⁇ system.
  • the coil L c is ⁇
  • the coil L d is inserted in the power supply side terminal of the or One PD between the PD and the matching transformer.
  • the Koi Le L e is not present, that the effect of the frequency characteristic correction of the present invention can be achieved it can be shown in the same manner as the above discussion.
  • the frequency characteristic correction circuit according to the present invention By connecting the frequency characteristic correction circuit according to the present invention to the bias terminal side of the light receiving device of the optical receiver, the frequency characteristics in the middle and low ranges are not affected, and even at frequencies higher than the cutoff frequency on the high range in the conventional circuit.
  • the gain can be appropriately improved.
  • circuit technology is used to improve the high-frequency characteristics of the optical receiver, without being limited to improving the high-frequency characteristics of the light-receiving device itself or adopting special packages as in the past. It became possible to do.

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Description

明 細 書 光受信器 技術分野
本発明は、 光信号を受けこれを電気信号に変換する光受信器の関し、 特に CA TV (Cab le Te levis ion)等におけるアナログ高周波光信号を 受信する光受信器に関する。 背景技術
光受信器は、 光信号を受けこれに対応する微少な電流を発生するフォトダイォ ード （Photo D i ode： PD)等の受光デバイスと、 この微少電流を電' 流—電圧変換した上で後段に接続されるテレビ受像器等に必要な受信感度にまで その信号を増幅する前置増幅器とにより構成される。 このような光受信器の扱う 信号の周波数帯域は、 CATV等の場合にはチャネル数の増加につれて高周波側 に伸び、 現在では 1 GHzにまで達しようとしている。
この様な高周波信号を処理する際には、 信号を伝える伝送系のインビーダンス マッチング （インビーダンス整合） が非常に重要になってくる。 特に、 インピー ダンスマッチングがとれていなレ、伝送系の上で微少信号を伝えようとする時には、 不整合点での信号の反射が生じ、 これが雑音あるいは信号歪の原因となるため信 頼性の高い伝送が不可能になってしまう。
光受信器内で上記インピーダンスマッチングを考える。 PDの出カインビーダ ンスは、 数十 MHzから 1GHzの周波数帯域で数百 Ωから数 ΙίΩである。 一方、 アナログ高周波信号の増幅に適する前置増幅器の入力インピーダンスをこの様な 高い値で設計することは困難である。 このため、 一般には 50 Ωあるいは 75 Ω の入力インピーダンスの増幅器を使用し、 PDを 50 Ωあるいは 75 Ωの抵抗で 終端することによりインビーダンスマツチングを擬似的に実現している。 しかし、 この方法では、 増幅器の等価入力雑音を大きくすることになるため、 雑音特性の 面で好ましくない。 そこで、 P Dと前置増幅器の間に一次側のインピーダンスが 数百 Ω、 二次側のインピーダンスが 5 0 Ωまたは 7 5 Ωのインピーダンスマッチ ングトランスを揷入することがしばしば行われている。 前置増幅器は、 このマツ チングトランスの 2次側に段間結合コンデンサ C cを介して接続される。
ここでマッチングトランスは、 高周波特性の優れた磁性材料をド一ナッツ状等 に整形したものをコアとし、 二本の卷線を所定のィンピーダンス値に対応する回 数だけこのコアに巻き付け、 両卷線の一端を相互に接続した構造を有する。 一般 に 1 G H zもの高周波では、 デバイスおよび回路素子の寄生容量、 寄生インダク 夕ンス等をも考慮しなければ、 回路の正確な特性は把握できない。
P Dは、 入射光信号に対応する電流を流す電流源 I sと、 これに並列に接続さ れた半導体の接合容量 C jと、 この並列回路と直列に接続された拡散抵抗 R jと により等価的に表される。 また、 P Dチップがパッケージに組み立てられている 場合には、 P Dチップとパッケージのリードビンとを結ぶボンディングワイヤの 寄生ィンダクタンス L s、 リードピンとパッケージ外蓋等との間に形成される寄 生容量 C sを更に考慮する必要がある。 P Dおよびパヅケージの合成等価回路は、 これらを用いて集中定数的に表すことができる。 ボンディングワイヤとして数十 〃m径の細線を使用すると、 約 1 nH/mmのインダク夕ンス成分がある。 この ィンダク夕ンス成分は 1 G H zの周波数では数 Ωから数十 Ωのィンビーダンスに なり、 P Dの 散抵抗 R jと同程度の値となるので無視できなくなる。
このような光受信器の等価回路における光信号の伝達特性 V0/ I sは、 P D の光一電気変換効率、 前置増幅器の利得には周波数特性がないと仮定すると、 低 周波側では前置増幅器の入力インピーダンス、 および前置増幅器とトランスとの 間と接続される段間結合コンデンサ C cにより決められる。 一方、 この特性は、 高周波側では P Dの寄生素子、 マッチングトランスのインダク夕ンス成分、 卷線 間の寄生容量、 トランスコアの損失等が複雑に関係し、 おおよそ 100MHz付 近からしだいに利得の減衰が始まり、 1 GH zでは低周波側に比較し 7~8 dB も減衰してしまう。
従来、 高周波側での上記減衰を補償する目的のために、 例えば欧州特許出願公 閧番号第 372、 742号には、 P Dとマッチングトランスとの間に周波数特性 補正用コイル Lcを挿入する方法が報告されている。 この Lcは、 PDの回路素 子 Cj、 Csあるいはマッチングトランスの寄生容量との問で鈍い共振を引き起 こす。 これによつて、 数百 MHz帯の利得を増加させるのには効果があった。 し かし、 この方法により 1 GHz付近の周波数まで利得を増加させ帯域特性を平坦 化するには、 PDの接合容量 Cj、 寄生容量 Cs、 マッチングトランスの寄生容 量等をきわめて小さい値にする必要があった。
このため、 PDチップをセラミックチップキャリア上に実装したり、 周波数特 性補正用コイル Lcに空芯コイルを用いるなどを行って、 寄生容量を減少させた りするコスト高の実装方法を採用する必要があった。 PDのパヅケージに光ファ ィバとの調芯あるいは固定が容易なもの、 あるいは表面実装可能なトランス、 コ ィル等の一般的な部品を採用した場合には、 600MHzの帯域を確保するのが 限界であり、 光 CATVで使用する 700MHz以上の帯域には対応できなかつ た。
そこで、 本発明は、 このような受光デバイス自身の高周波特性の改善、 特殊パ ッケージの採用等の手段によることなく、 回路技術を利用して光受信器の高域特 性を改善することを目的とする。 発明の開示
本発明に係る光受信器では、 一端がバイァス電源に接続され光入力信号を電気 信号に変換する受光デバイスと、 この受光デバイスの他端に接続され前記電気信 号を増幅する前置増幅器と、 該受光デバイスと該前置増幅器との間に挿入され一 次側は該受光デバイスの出力インビ一ダンスに、 二次側が該前置増幅器の入カイ ンビ一ダンスに整合するインピーダンスマッチングトランスとで構成される光受 信器において、 上記の課題を克服するために、 該バイアス電源と該受光デバイス の一端との間に第 1の周波数特性補正回路を備える。 第 1の周波数特性補正回路 は、 周波数特性補正用のインダク夕ンス成分を備える。 このように、 P Dのバイ ァス電源側の端子とバイアス電源との間に上記周波数特性補正回路を接続すると、 中低域の特性を損なうことなく帯域上限近傍の利得を高めることが可能となる。 図面の簡単な説明
本発明は、 添付された図面と以下に記載される詳細な説明とから容易に理解さ れる。
図 1は、 本発明に係る光受信器の回路接続を説明する回路図である。
図 2は、 寄生素子を考慮し、 これを集中定数的に表した本発明の光受信器の等 価回路図である。
図 3は、 図 2を簡略化した等価回路であり、 信号源インピーダンス Z sと光入 力に対応する電流源 I sとを用いて表された等価回路図である。
図 4は、 寄生素子も考慮した信号源の等価回路図である。
図 5は、 周波数特性の補正効果を説明するグラフである。
図 6は、 本発明に係る別の実施の形態を表す部分回路図であり、 第 1および第 3の周波数特性補償回路と受光デバイスとを表す。
図 7は、 本発明に係る別の実施の形態を表す部分回路図であり、 第 1および第 3の周波数特性補償回路と受光デバイスとを表す。 発明を実施するための最良の形態
以下、 実施例をもとに本発明の具体例と原理を説明する。
図 1は、 本発明に係る光受信器の受信回路を示す回路図である。 本光受信器は、 一端がバイァス電源 5に電気的に結合されると共に、 光信号を受けてこれに応じ た電流を流す受光デバイスである P D 1と、 P D 1からの電気信号を受けこれを 増幅する前置増幅回路 2と、 一次側が P D 1の他端に電気的に結合され、 且つ二 次側が前置増幅回路 2の入力と電気的に結合するィンピ一ダンスマツチングトラ ンス 3とを備える。
トランス 3は、 一次側が P D 1の出カイン一ビダンスに整合し、 且つ二次側が 前置増幅回路 2の入力インピーダンスと整合しているィンビーダンス変換トラン スである。 図 1では、 マッチングトランス 3の出力は直流遮断用の段間接続コン デンサ C c 6を介して前置増幅器 2の入力に接続されている。 前置増幅器 2は、 P D 1からの電流を電流一電圧変換すると共に、 後段に接続される回路に必要な 感度にまでその信号を増幅する。 マッチングトランス 3の入力は、 後に説明する 第 2の周波数特性補償回路 4の一端に接続される。 本実施例では、 例えば入カイ ンビ一ダンスが 7 5 Ωで、 帯域が 5 0 MH z〜8 5 0 MH zの市販のビデオ増幅 器を用いることができる。
また、 本光受信器は、 電源 5と P D 1との間に第 1の周波数特性補償回路 7を 備える。 第 1の周波数補償回路 7は、 2個の端子とこの端子間の等価インビーダ ンスとして設けられたィンダクタンス要素とを有し、 バイアス電源 5と P D 1と の間に電気的に結合される。 そして、 回路 7は、 信号源インピーダンスを等価的 に高め、 または中低域の特性を損なうことなく帯域上限近傍の光受信回路の利得 を高める。 図 1では、 インダク夕ンス要素として周波数特性補正用のコイル L d 7を設け、 コイル 7の一端は電源 5に、 その他端は P D 1の一端にそれぞれ接続 されている。
更に、 本光受信器は、 P D 1とトランス 3の間に第 2の周波数特性補正用回路 4を備える。 第 2の周波数特性補正用回路 4は、 2個の端子とこの端子間の等価 インビーダンスとして設けられたインダクタンス要素とを有し、 トランス 3の 1 次側と P D 1との間に電気的に結合され、 中低域の特性を損なうことなく高域近 傍の利得の低下を補う。 図 1では、 インダク夕ンス要素として周波数特性補正用 のコイル Lc 4を設け、 コイル 4の一端はトランス 3の 1次側に接続され、 他端 は PD 1の他端に接続されている。
PD 1は、 光 CATVで使用される波長 1. あるいは 1. 55〃m帯に 感度を有し、 且つ高速応答に優れた Ga I nAsを主材料とする P I Nフォトダ ィオードを、 一般の TO型パッケージに封止したものを用いる。 この素子の寄生 容量を Cs、 ボンディングワイヤ等の寄生インダク夕ンス Lsは、 それそれ 0. 4pF程度、 2nH程度と見積もることができる。 また拡散抵抗 Rj、 接合容量 Cjはダイオードのバイアス条件にも左右されるが、 それぞれ約 10Ω、 約 0. 5pFである。
マッチングトランス 3は、 高周波特性の優れた磁性材料をドーナッツ状、 ある いはめがね状に整形したものをコアとし、 二本の導線を所定のインピーダンス値 に対応する回数だけこのコアに巻き付け、 両卷線の一端を相互に接続した構造を 有することによって、 一次側、 二次側のインビーダンスを所定の値にする。 本実 施例では、 コア材を NiZn (フェライ ト） とし、 これをめがね状に整形加工し たものに、 二本の導線をそれぞれ一次側およひ二次側のために、 各々 4回ずつ巻 き付けたものを使用した。 この卜ランスの形状、 卷数に対し一次側、 二次側のィ ンビ一ダンスはそれぞれ 300 Ω、 75 Ωとなる。
図 2は、 図 1に示した光受信器の等価回路である。 なお、 以下、 必要に応じて 数式内で乗算を 「 ·」 により、 除算を 「/」 により表す。
前置増幅器 2は、 入力インピーダンス R i ηを持つ増幅度 Αの増幅器として表 した。
マッチングトランス 3は理想的なトランスと仮定し、 以下の解析で考慮される 帯域において、 一次側は N2 · R inの純抵抗、 二次側は一次側に流れる電流 I 1のN (Nは 1次側と 2次側の巻数比） 倍の電流を流す電流源として表した。
PD 1は、 入射光信号に対応する電流を流す電流源 I。と、 これに並列に接続 された半導体の接合容量 Cjと、 この並列回路と直列に接続された拡散抵抗 Rj とにより等価的に表される。 PDチップがパッケージに組み立てられている場合 には、 P Dチップとパッケージのリードビンとを結ぶボンディングワイャの寄生 インダク夕ンス Ls、 リードビンとパッケージ外蓋等との間に形成される寄生容 量 Csを更に考慮する必要がある。 PDおよびパッケージの合成等価回路は、 こ れらを用いて集中定数的に表すことができる。 つまり、 この等価回路は、 PDの 等価回路の両端にそれぞれィンダク夕ンス Lsを接続し、 更に PDの等価回路の 両端に寄生容量 C sをそれぞれ接続することにより構成される。
PD 1の一端は、 本発明に係わるコイル Ld 7を介してバイアス電源 Vdd 5に 接続される。 バイアス電源 5は交流的には接地とみなされるため、 本光受信器の 等価回路は、 図 2で表されるものとなる。 なお、 図 2において、 段間接続コンデ ンサ Cc6は、 以下の記述において高周波特性を解析するので簡単のために省略 する。
以下、 本発明の原理について説明する。
第 2の周波数特性補正用コイル L cからみた P D側の信号源ィンビ一ダンスを
Z sとして表すと、 図 2の等価回路図はさらに簡略化されて図 3のように表すこ とができる。 この回路の伝達関数 G (s) ==V0/ISは、 前置増幅器の増幅度 を Aとすれば、 (式 1 )
A N R:_ Z. G Z.
sL +N2 R,_ +Z. sL +N2 R: +Z,
で表される。 すなわち、 G (s) は信号源インピーダンス Zsの関数となり、 G ( s ) の値は P Dが理想的な信号源とみなせる Z sが大き 、低周波では飽和値 G o = A · N · R inに等しく、 Z sが小さくなるのにつれて小さくなる。 伝達関 数の値を高域側でも低下させないためには、 Zsを高周波側でも小さくしない周 波数特性の補正が必要となる。
ここで信号源インビーダンスについてさらに検討する。 図 4は、 本発明に係る 周波数特性補正用コィル L dを含んだ信号源ィンビーダンス Z sを備えるときの 等価回路である。 まず、 補正コイル Ldを備えていない従来の Ld = 0の場合、 すなわち Ldが短絡された場合について検討する。 信号源の出力電圧を Vsとす ると、 信号源インピーダンス ZS==VS/ISは、
(式 2)
V. 1
Z.
sL. s C. C
s(Cs +Cノ） 1 + (Rj +
l+s2 Z, -C. C. +C:
で表される。 PDの寄生容量 Cs、 接合容量 Cj、 寄生インダク夕ンス Ls、 拡散 抵抗 Rjを、 それぞれ 0. 5pF、 0. 5pF、 2ηΗ、 10Ωとして、 周波数 1 GH zでの各項の寄与分を見積もると、 （式 2) の分母の第 2括弧内の項は近 似的に 1とみなせる。 このため、 信号源インピーダンスは寄生容量と接合容量の みにほぼ依存する関係、 つまり Zs= lZs/ (Cs + Cj) と表される。 これを (式 1)へ代入すると、 この時の伝達関数 G (s)は、
(式 3)
G(5)
、 l + s2 -Z,c-(C5 +C ) + N2-«irt -s(C +C.)
となる。 周波数特性補正用コイル Lcのない （ （式 3)で Lc=0としたときであって 周波数特性補正が一切なされていない回路に相当する） 場合には、 理想的なイン ビ一ダンスマッチングトランスを使用しても、 遮断周波数 （カットオフ周波数） は、
(式 4)
Figure imgf000011_0001
となる。 この遮断周波数 fcより髙域側では、 伝達特性、 すなわち利得は低下し てしまう。 寄生容量 Cs、 接合容量 Cjとして上記の値、 また Rin、 Nとして それぞれ 75Ω、 2を用いて、 これらの実際の値を代入して遮断周波数： fcを計 算すると、 f c= 530MHzとなる。
次に、 周波数特性補正用コイル Lcを挿入した場合には、 （式 3) の分母の第 1項と第 2項の和が共振項として作用し、 f 。=lZ [27T ' [Lc - (Cs + C j) ] 1/2] で共振現象が起こる。 例えば、 Lcとして 7 OnHのコイルを用い たとすると f。〜600MHzとなり、 この周波数近傍の利得を増加させること が可能となる。 但し、 共振が最も作用している周波数 f = foでの伝達関数の値 は、
(式 5)
Figure imgf000011_0002
であり、 Lcの挿入されていないときの遮断周波数 fcより高い周波数 （f。>f c)領域における利得は、 Lcを挿入して共振現象を起こし利得を増加させたと しても、 低周波での利得 G0を上回ることはできない。 すなわち、 Lcの挿入を もってしても、 fcより高域側での利得の補償はできないことが示される。
次に、 本発明に係る周波数特性補正用コイル Ldが接続された場合について検 討する。 すなわち、 図 4において Ldが有限の値を持つ場合について考える。 こ の時の信号源ィンビーダンス Z sは近似的に、
(式 6)
z.
s2 (Ls +Ld) C C
1+
となる。 この時、 伝達関数 G (s) は （式 6) を （式 1) に代入することで与え られ、
(式 7) )一
Figure imgf000012_0001
+Ld)Cs Ci
l + [s-N2 Rin (C3 +C;) + s2Lc (Cs + C] )] 1+
+ + ) CJ(C, +C )
となる。 この場合には （式 7) の分母第 2括弧内も共振項として作用し、 この頃 に起因する共振周波数: ,は、
(式 8)
Figure imgf000012_0002
となる。 そして周波数: f iでの伝達関数の値は G (f = f l) =G。となり、 Ld を挿入することによって fcより高い周波数領域において、 少なくとも低周波側 と同じ利得を得ることが可能となる。
闵 5は、 本発明による周波数特性の補正効果を表すグラフである。 実線 aは補 正用回路素子が一切挿入されていない場合、 実線 bは PDとマッチングトランス との間に補正用回路素子としてコイル L cのみを挿入した場合、 そして実線 cは L cに加えて P Dの電源バイアス端子側に本発明に係る補正用回路素子 L dを揷 入した場合の様子をそれぞれ表す。 ここで寄生容量、 接合容量については各々 0. 5pF、 寄生インダク夕ンスは 2 nH、 拡散抵抗は 10Ωを用い、 周波数特性補 正用コイル Lc、 Ldはそれぞれ図中に示された値を用いた。
図 5によれば、 周波数特性補正の一切ない場合には、 高域の遮断周波数は低域 側の値を基準にして利得がこれより 3 d B低下した周波数で定義すると、 約 55 0MHzである。 周波数特性補正用コイル Lcだけを追加する場合には、 第 1の 共振周波数: 0として 610MHzが求められる。 しかし、 上記検討にもあるよ うに f = f0においては出力レベルは低周波の値まで回復されるには至らず、 出 力レベルの低下を補う程度にとどまつている。 補正用コイル L dを追カ卩する場合、 このコィルによる共振周波数 は 980MHzと計算され、 出力レベルは低周 波での値を上回るまで補正されることが示される。
第 1の周波数特性補償回路のィンダク夕ンス成分の大きさは、 このインダクタ ンスと受光デバイスの寄生容量、 接合容量等とにより決定される共振周波数を本 光受信器の使用を意図する周波数帯域の上限周波数付近に一致させて決定するこ とが好ましい。 このようにすれば、 受光デバイスの信号源インピーダンスを等価 的に高めることができるので、 本光受信器の利得低下を補償できる。
また、 第 2の周波数特性補償回路のインダク夕ンス成分の大きさは、 周波数特 性補償の全くない場合の本光受信器の帯域の上限周波数付近、 例えば遮断周波数 近傍の周波数領域に配置することが好ましい。 このようにすれば、 第 1の周波数 特性補償回路が補償する周波数の低域側において出力レベルの低下を補うことが できるので、 複数の周波数特性補償回路によって、 全帯域にわたって効率よく利 得を袖償できる。
P Dの電源側に挿入する周波数特性補正回路としては、 本実施例に限るもので はない。 例えば、 インダク夕とコンデンサとを有する直列回路を第 3の周波数特 性補正回路として、 等価回路図上において周波数特性補正コイル Ldと並列に接 続するような構成でも、 同様な効果が期待できる。 実際には、 図 6に示されるよ うに、 PDのバイアス電源側の一端と接地との間にコイル Le 8とコンデンサ C e 9とを有する直列回路を挿入してもよい。 また、 図 7に示されるように、 コィ ル Lt、 8とコンデンサ Ce 9とを有する直列回路を周波数特性補正用コイル Ldと 並列に接続してもよい。
このような回路においては、 PD側からみた第 1および第 3の周波数特性補正 回路の合成インビ一ダンス Zは、 s ' Ldと s ' Le+l/ (s ' Ce) とが並列 接続したものとなり、 結果として Z = s · Ld · [ ( 1 +s 2 · Le · Ce) / ( 1 + s2 · (Ld + Le) - Ce) ] となる。 この式では、 周波数が低い領域で は Ldのみがみえる。 一方、 周波数が高くなると： f 2= 1Z [27Γ · ( (Ld + L e) · Ce) 1 2] で共鳴的に Zが大きくなる。 このため、 Le、 Ceを好適な値 に選べば f ,よりさらに高域側で L dを等価的に大きくみせることができる。 ただ し、 光受信器を安定に動作させるために、 f 2と: f 3=1/ [2ΤΓ * (Le · C e) 1/2] との間の周波数において回路全体として利得を持たせないようにする ことが求められる。
また、 受光デバイスとしては、 P I Nフォトダイオードに限らずアバランシェ ダイオード、 金属一半導体—金属 (Metal-Semiconduct or- Met al : MSM)型デバイスを用いても同様な効果が期待できる。 前置増幅 器としても入力インビ一ダンスが 75 Ωの回路に限らず 50Ω系の回路を用いる ことももちろん可能である。 本実施例では、 PDとマッチングトランスとの間にコイル Lcが揷入され、 か つ PDの電源側端子にもコイル Ldが挿入される場合を説明した。 しかし、 コィ ル Leが存在していない場合でも、 本発明の周波数特性補正の効果が実現可能で あることを上記の検討と同様にして示すことができる。 つまり、 （式 7) におい て Lc=0とした場合でも、 （式 8) に示される共振周波数 f ！が得られる。 こ の周波数 f tでの伝達関数の値は G (f = f =G。となり、 Ldを挿入するこ とにより fcより高レ、周波数でも、 低周波側と同じ利得を得ることが可能となる。 産業上の利用可能性
本発明による周波数特性補正回路を光受信器の受光デバイスのバイアス端子側 に接続することにより、 中低域の周波数特性に影響を及ぼすことなく、 従来回路 における高域側の遮断周波数より高い周波数でも適切に利得の向上が可能となる。 その結果、 従来のように受光デバイス自身の高周波特性の改良、 あるいは特殊パ ッケージの採用等の手段に限られることなく、 光受信器の高域特性を改善するた めに回路技術を用いて対応することが可能となった。

Claims

請 求 の 範 回
1 . 一端がバイアス電源に接続され光入力信号を電気信号に変換する受光デバイ スと、 この受光デバイスの他端に接続され前記電気信号を増幅する前置増幅器と、 該受光デバイスと該前置増幅器との問に挿入され一次側は該受光デバイスの出力 インピーダンスに、 二次側が該前置増幅器の入力インピーダンスに整合するイン ビーダンスマッチングトランスとで構成される光受信器において、
該バイアス電源と該受光デバイスの一端との間に第 1の周波数特性補正回路を 備えることを特徴とする光受信器。
2 . 前記受光デバイスと前記インピーダンスマッチングトランスとの間に第 2の 周波数特性補正回路を備えることを特徴とする請求項 1記載の光受信器。
3 . 前記第 1の周波数特性補正回路と前記受光デバイスとの接続点が第 3の周波 数特性補正回路を介して接地されてレ、ることを特徴とする請求項 1記載の光受信 4 . 前記第 1の周波数特性補正回路と前記受光デバイスとの接続点が第 3の周波 数特性補正回路を介して接地されていることを特徴とする請求項 2記載の光受信
¾·。
5 . 前記第 3の周波数特性補正回路はコィルとコンデンザの直列回路により構成 されていることを特徴とする請求項 3または請求項 4記載の光受信器。
6 . 前記第 1の周波数特性補正回路、 および前記第 2の周波数特性補正回路はコ ィルにより構成されていることを特徴とする請求項 1ないし請求項 4のいずれか に記載の光受信器。
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