WO1997019536A1 - Dispositif de diversite ameliore pour reproduire une porteuse dans une detection synchrone - Google Patents

Dispositif de diversite ameliore pour reproduire une porteuse dans une detection synchrone Download PDF

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WO1997019536A1
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Toshinori Iinuma
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Sanyo Electric Co., Ltd.
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    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals

Definitions

  • the present invention relates to a diversity apparatus that performs synchronous detection for detecting a received signal by generating a carrier wave.
  • an information signal is transmitted by modulating a carrier signal with a digital information signal (baseband signal) to improve transmission efficiency.
  • a modulation method an amplitude modulation method in which the amplitude of a carrier signal is changed according to a digital baseband signal [modulation signal:].
  • ASK Amplitude Shift Keying
  • PSK Various methods such as Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation that change the amplitude and phase of the carrier signal according to the modulation signal are used.
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • synchronous detection generates a carrier wave from a received signal and demodulates the signal to obtain the highest ⁇ reception performance.
  • the performance depends on the carrier recovery capability. Therefore, the carrier recovery method is the most important factor in creating a synchronous detection demodulation signal.
  • the carrier recovery method there are a Costas method in which the received signal is multiplied, an inverse modulation method in which the modulation result is fed back, and a remodulation method.
  • the inverse modulation system and the ran modulation system can reproduce a carrier wave with lower reception sensitivity than the Costas system, and thus are widely used in non-fusing lines such as satellite communication.
  • the conventional diversity device performs diversity after synchronous detection, it is considered that carrier recovery is performed for each receiving system.
  • the improvement effect of diversity cannot be obtained for carrier recovery.
  • the coherent detection the reception sensitivity is improved compared to the case of Germany, or the C / N (Carrier / Noise ratio;) of the received signal is deteriorated.
  • the number of diversity combinations increases, operation under worse C / N is required, and the issue of improving carrier recovery capability is an issue.
  • an object of the present invention is to provide a diversity device with improved carrier recovery capability.
  • the diversity device that achieves the above purpose is composed of a plurality of synchronous detection means for detecting a received signal using a carrier recovered from a received signal to obtain received data, and a combining device for generating a plurality of received data. Means and demodulation means for demodulating data from the received data after the combination.
  • the synchronous detection means refers to the demodulated data obtained from the received data after the combination and outputs a reference carrier from the signal. Is configured to be played.
  • the reference carrier is reproduced using the demodulated data obtained from the reception data after the diversity combining, a stable carrier can be generated. Furthermore, since carrier recovery is possible even in a receiving system with an inferior C / N ratio, received data can be obtained well, and better diversity combining can be achieved, and demodulated data accuracy can be improved. Will increase. It can also be applied to mobile communications that are susceptible to fusing.
  • the diversity device uses a plurality of synchronization devices that detect the I component and the Q component of the received phase data for each symbol included in the received signal using the reference carrier reproduced from the received signal.
  • Detecting means for synthesizing I and Q components from a plurality of synchronous detecting means; and demodulating means for obtaining digital symbol data from the synthesized I and Q components.
  • Is configured to reproduce a reference carrier from a received signal by referring to symbol data obtained from the combined I component and Q component. According to this configuration, the same effect as described above can be obtained in a diversity device that performs synchronous detection of digital phase-modulated reception it ⁇ such as QPSK.
  • the synchronous detection means includes: a carrier recovery stage for recovering a reference carrier from a received signal using phase data corresponding to the demodulated symbol data; and a difference between the reference carrier and the received signal for each symbol. Accordingly, a configuration may be provided that includes phase detection means for detecting reception phase data included in the reception signal, and conversion means for converting the detected reception phase data into an I component and a Q component.
  • the carrier recovery means generates a phase data corresponding to the symbol data of each symbol, a phase generator, and a subtractor for obtaining a difference between the received phase data and the phase data from the phase generator as a symbol mother.
  • the thread generating unit may be configured to have a table for manually outputting a binary demodulated data from the demodulating means as an address and outputting a phase amount corresponding to the demodulated data.
  • phase generation unit described in claim 4 is an ellipse that forms a modulation circuit that modulates the reference carrier from the clock generation unit with binary demodulated data from the demodulation means. It may be good.
  • the subtractor may be configured to delay the received phase data detected by the phase detection means, thereby synchronizing a symbol section and obtaining the difference.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a diversity device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a carrier recovery unit according to the embodiment.
  • ⁇ FIG. 3A is a time chart illustrating an operation timing of the carrier recovery unit according to the embodiment.
  • FIG. 3B is a diagram showing a correspondence relationship between a phase angle in IQ coordinates and demodulated data in the same embodiment.
  • FIG. 3C is a diagram showing the correspondence between the phase angle and the phase data in the embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing diversity combining at IQ coordinates in the same embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing another example of the configuration of the carrier recovery unit according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a diversity device according to an embodiment of the present invention.
  • this diversity device has human-powered terminals 1-4, phase detectors 5-8, carrier recovery units 9-12, detectors 13-16, input terminals 17-20, I Component generation units 21 to 24, Q component generation units 25 to 28, addition unit 29, addition unit 30, clock reproduction unit 31 and judgment unit 32, and QPSK (Quadrature Phase Shift It is configured to simultaneously detect the phase-modulated received signal such as Keying) by four receiving systems simultaneously.
  • QPSK Quadratture Phase Shift It is configured to simultaneously detect the phase-modulated received signal such as Keying
  • phase detectors 5 to 8 detect received phase data from the received signals input from the input terminals 1 to 4.
  • the received phase data is represented by several voyages obtained by digitizing the phase ft. For example, if the phase angle (1;! To Tr rad.) Is divided into 64 stages, the received data will be 0 to 63 decimal. It is represented by a numerical value.
  • the carrier recovery units 9 to 12 use the demodulated data from the determination unit 32 to recover the carrier components included in the received phase data.
  • the carrier component reproduced here is represented not by the analog carrier signal itself, but by a digitized numerical value representing the phase of the carrier, similarly to the reception phase data.
  • the detectors 13 to 16 detect phase data (hereinafter referred to as detected phase data) from the received phase data and the recovered carrier. Specifically, the detection phase data is obtained by subtracting the recovered carrier (the phase of the carrier) from the reception phase data.
  • Input terminals 17 to 20 receive data representing the square of the received electric field strength from a circuit (not shown) that detects the level of the received radio wave.
  • the I (Inphase) component generators 21 to 24 generate the I component of the detected phase data weighted by the sine of the detected phase data and the power of the electric field strength, that is, weighted by the electric field strength. . Specifically, it is realized by a ROM in which a plurality of calculation results representing the product are stored in advance, and the detection phase data and the data representing the power of the electric field strength are input as an address, so that the weighted I Axial component:
  • the Q (Quadrature) component generation units 25 to 28 generate the Q component of the detection phase data weighted by the product of the cosine of the detection phase data and the square of the field strength, that is, the electric field strength. . Specifically, it is realized by a ROM in which a plurality of calculation results representing the product are stored in advance, and the detection phase data and the data representing the square of the electric field strength are input as addresses, so that the weighted Q axis is obtained. Generate components.
  • the adder 29 obtains an I composite component by adding the respective I-axis components obtained by the I component generators 21 to 24.
  • the adder 30 obtains a Q composite component by adding the respective Q-axis components obtained by the Q component generators 21 to 24.
  • the clock recovery unit 31 performs one symbol period based on the I-combined component and the Plays back a clock signal (hereinafter referred to as a playback clock.) Synchronized with the question.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the determination unit 32 determines binary symbol data (hereinafter referred to as “demodulation data”) for each symbol section based on the I-combined component and the Q-combined component using the reproduced clock.
  • demodulation data binary symbol data
  • FIG. 2 is a block diagram showing a more detailed circuit configuration example of the carrier recovery unit 9. c
  • the carrier recovery units 10 to 12 are the same.
  • the carrier recovery unit 9 includes a phase data generation circuit 41, a delay circuit 42, a subtractor 43, a filter circuit 44, a clock phase generation circuit 4 ⁇ , and an adder 46.
  • the carrier wave is reproduced using the demodulated data, that is, a digital value representing the phase of the carrier wave is obtained. This configuration will be described with reference to FIGS. 3D, 3D and 3C1).
  • the phase data generation circuit 41 receives the demodulated data obtained by the determination unit 32 and generates a modulation phase corresponding to the demodulated data.
  • the demodulation data of one symbol is two bits, as shown in FIG. 3B, in this embodiment, the demodulation data of two bits 00, 0 1, 1 0, 1 1 force, each nowadays / 4, one ⁇ ./ 4,
  • the phase angle is represented by digital values of ⁇ to ⁇ and decimal numbers 0 to 63.
  • the phase data generation path 41 outputs phase data corresponding to the demodulation data. That is, as shown in FIG. 3, 40, 24, 56, and 8 are output as the phase data for the demodulated data 00, 01, 10 and 11 respectively.
  • the delay [3 ⁇ 4] path 42 is provided by a latch circuit that delays received moving data, for example, delays by ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ symbol period in order to match the symbol timing of the demodulated data and the received phase data from the phase detector 5. Be composed. As shown in Figure 3A, the difference between the demodulated data and the received phase data does not completely match because of the clock phase generation circuit.
  • the subtractor 43 obtains a difference between the phase data from the phase data generating circuit 41 and the received phase shift data from the delay line 42. This difference represents the deviation of ⁇
  • the phase difference data that is, the error between the clock generated by the clock phase generation circuit 45 and the carrier component of the received signal. Since this error is based on the highly reliable final demodulated data from diversity, the accuracy is improved.
  • the filter circuit 44 smoothes the phase difference data by calculating the average of the phase data of three symbols obtained from the subtractor 43 to obtain difference data.
  • the clock phase detection circuit 45 internally generates a clock signal having the same frequency as the carrier component of the received signal, and outputs a digital value representing the phase.
  • the clock phase generation circuit 45 is a PLL circuit that feeds back the phase of the carrier output from the adder 46, and, for example, as shown in FIG.
  • the digital value 0 (carrier phase data) representing" - ⁇ " is output as the base.
  • the addition 46 adds the smoothed phase difference data to the output of the clock phase generation circuit 45.
  • the phase data of the carrier output from the clock phase generation circuit 45 is corrected by the phase difference data (error data) smoothed by the filter circuit 44, so that the phase of the carrier wave with high accuracy is reproduced. can do.
  • Fig. 4 is a theory showing the combination of I and Q components obtained separately by multiple receivers on the IQ scale! ]! FIG. In this figure, only two receiving systems including a detection unit 13 and a detection unit 14 are shown to facilitate understanding of the theory.
  • the detection phase data 0 1 and 2 detected by the detectors 13 and 14 represent only the phase of the received signal, they are represented as concentric points (vectors) on the IQ plane. It is written like
  • mapping of the two vectors indicating the detection phase data 0 1 and 0 2 onto the I axis is S 1 I, S 2 I is represented by the following equation (1.
  • the mapping onto the Q axis S 1 Q, S 2 Q is represented by the following equation) (2.) (2.2)
  • the weighting component (1, Q) can be obtained from the detection phase data 0 and the reception level data R by the following equation.
  • the mouthpiece reproducing unit 31 extracts a clock component that is included in the diversity combined signal, that is, a reproduced clock synchronized with the symbol period. Further, Ri by the determination section 3 2, diversity combining signal which the digital symbol data at a the one determined by c judgment result is outputted to the subsequent circuit of the diversity device as a demodulated data (not shown), It is supplied to the carrier recovery units 9 to 12.
  • the carrier recovery sections 9 to 12 perform the carrier recovery operation based on the demodulated data based on the diversity combined signal, that is, the demodulated data reflecting the improvement effect of the diversity as follows. Done.
  • the phase data generation circuit 41 to which the demodulated data (the digital symbol of symbol)) is input generates phase data corresponding to the demodulated data (third A 1st and 2nd data in the figure). Furthermore, the generated phase data is compared with the received phase data (the third stage data in FIG. 3A) of the same symbol section delayed by the delay circuit 42 (the fourth stage data in FIG. 3A). (Data from ⁇ ) is taken. The differences for the three symbols are flattened by the filter circuit 44 and output as a delay (the fifth data in FIG. 3A).
  • the clock phase generation circuit 45 generates the phase data of the uncorrected carrier.
  • the phase data of this carrier is corrected by the adder 46 due to the above error data, and is used as a reference carrier (data in the sixth row in FIG. 3A). Is output to the detector 13. In this way, the reference carrier is corrected with the error data obtained from the demodulated data, so that it can be reproduced with high accuracy.
  • FIG. 5 shows another example of the circuit configuration of the carrier recovery units 9 to 12.
  • This carrier wave reproducing unit is provided with a phase modulation circuit 51 in place of the phase data generation circuit 41 shown in FIG. 2, and therefore the same points are not described, and only different points will be described.
  • the phase modulation circuit 51 is configured so that the recovered reference carrier and demodulated data as the data to be modulated are manually input, and the c remodulation is configured to remodulate the reference carrier with the demodulated data. Since the phase modulation circuit 51 is obtained by adding a phase corresponding to the demodulated data to the signal, an adder can be used for the phase modulation circuit 51.
  • the diversity apparatus having four receiving systems has been described.
  • the number of receiving systems may be any other number.
  • the adding units 29 and 30 are configured to add the same number of human powers as the number of receiving systems.
  • the description has been given using an example in which the received signal is QPSK-modulated, but a received signal of another modulation method may be used as long as the reception system performs synchronous detection.
  • the phase data corresponding to the phase angle has a resolution of 64 steps as shown in FIG. 3C.
  • the present invention can be applied to other decompositions, and the phase angle and the phase angle The correspondence with the phase data may be different.
  • a stable carrier wave can be reproduced even in a poor communication environment such as fading.
  • azimuth detection it is now possible to apply azimuth detection to mobile communications, etc., which was difficult in the past.
  • the diversity device includes a plurality of receiving systems for synchronously detecting a received signal, and improves the accuracy of carrier recovery for performing carrier detection for synchronous detection in each receiving system. It is useful as a diversity device H, and is particularly suitable when there is a receiving system with a poor C ⁇ - ratio under the influence of fading or the like.

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Description

明 細 書 同期検波における搬送波再生能力を向上させたダイバーシチ装 ϋ: 技術分野
本発明は、 搬送波を F 生して受信信^を検波する同期検波を行うダイバーシチ 装置に関する。 背景技術
従来、 デジタル方式の通信機器においては、 伝送の効率化のためにデジタルの 情報信号 （ベースバン ド信号） で搬送波信号を変調することによって、 情報信号 の伝送が行われている。 このような変調の方式としては、 デジタルのベースバン ド信号 〔変調信号：） に応じて搬送波信号の振幅を変化させる振幅変調方式
( A S K： Amplitude Shift Keying) 、 変調信号に応じて搬送波信号の周波数を 変化させる周波数変調方式 （ F S K frequency Shift Keying!) 、 変調信号に応 じて搬送波信号の位相を変化させる位相変調方式 （ P S K : Phase Shift Keying) 、 変調信号に応じて搬送波信^の振幅及び位相を変化させる直行振幅変 調方式 (： Q A M Quadrature Amplitude Modulation ) などの種々の方式が用いら れている。
これらのデジタル変調信号を復調する方法として、 I司期検波、 遅延検波、 周波 数検波等が知られている。 この中でも同期検波は、 受信信号から搬送波を^生し、 信号を復調するため最も βい受信性能を得ることができる。
この同期検波の場合、 性能は搬送波再生能力に依存するため、 同期検波方式の 復調信^を作成する上では搬送波再生の実現方法が最も重要な要素となる。
この搬送波再生方法と しては、 受信信号を遁倍するコスタス方式、 調結果を フ ィー ドバックする逆変調方式、 再変調方式等がある。 逆変調方式および冉変調 方式は、 コスタス方式に比べて、 低い受信感度でも搬送波を再生することができ るため衛 ½通信等の非フュージング回線では現在多く実用化されている。
デジタル変調方式では、 移動通信等に適用した場合、 ' 波の反射や散乱などの 影響で受信レベル （R S S I ： Recieved Signal Strength Indicated が激しく 変動するフニ一ジング現象によつて受信性能が著しく劣化することが知られてい る。
そ して、 このフ ヱ一ジングによる受信レベルの低下を補う有効な方法と して 複数の受信系を用いて受信を行うダイバーシチ受信等が ¾用化されている。 そこ で、 同期検波にこのダイバーシチを組み合わせることで、 フヱ一ジングの下での 性能を向 hさせることが可能となる。
従来のダイバーシチ装置は、 同期検波後にダイバーシチを行うため、 搬送波再 生を各受信系統毎に行う構成となると考えられる。
しかしながら、 この構成によれば、 各受信系において同期検波後にダイバーシ チを行う構成であるため、 搬送波再生にはダイバーシチによる改善効果が得られ ない。 すなわち、 従来の構成では同期検波— -独の場合に比べると受信感度の向上 は見られるか、 受信信号の C / N ( Carrier/Noise ratio; が悪くなつた場合. 搬送波再生能力の低 ドにより受信性能が劣化してしまう。 特に、 ダイバーシチの 合成数が多くなると、 より劣悪な C / Nの下での動作が要求されるため、 搬送波 再生能力の向 ヒが課題となっている。
このことは、 安定した搬送波再生を必須とする同期検波を移動体通 ί等に適用 することが困難な原因になっている。 発明の開不
上^課題と解決するため本発明は、 搬送波再生能力を向上させたダイバーシチ 装置を提供することを 5的とする。
ヒ記目的を達成するダイバ一シチ装置は、 受信信兮から再生した基^搬送波を 用いて受信信号を検波し受信データを得る複数の同期検波手段と、 複数の受^ データを仓成する合成手段と、 合成後の受信データから復調データを^る復調手 段とを備え、 ^記同期検波手段は、 合成後の受信デ一夕から得られた復調データ を参照して 信信 から基準搬送波を再生するよう構成されている。
この構成によれば、 ダイバーシチ合成後の受信デ一夕から得られる復調データ を用いて基準搬送波の再生を行うので、 安定した搬送波を冉生することができる' さらに、 C / N比の劣悪な受信系においても搬送波再生が可能になるので、 受 データも良好に得ることができ、 より良好なダイバ一シチ合成を実現することが でき、 復調データの正確さを増すことになる。 また、 フヱ一ジングの影響を受け 易い移動体通信への適用も可能になる。
また、 上記目的を達成するダイバーシチ装置は、 受信信号から再生した基準搬 送波を用いて、 受信信 -に含まれるシンボル毎の受信位相データの I成分と Q成 分とを検出する複数の同期検波手段と、 複数の同期検波手段からの I 成分、 Q成 分をそれぞれ合成する合成手段と、 合成された I成分及び Q成分からデジタルの シンボルデータを得る復調手段とを備え、 前記同期検波手段は、 合成された I 成 分及び Q成分から得られたシンボルデータを参照して受信信号から基準搬送波を 再生するよう構成されている。 この構成によれば、 Q P S Kなどのデジタル位相 変調された受信 i t ^を同期検波するダイバ一シチ装置において、 上記と同様の効 果が得られる。
ここで、 上記同期検波手段は、 復調されたシンボルデータに対応する位相デー タを用いて受信信 ·から基準搬送波を再生する搬送波再生于-段と、 基準搬送波と 受信信号との差をシンボル毎にとることにより受信信 に含まれる受信位相デー タを検出する位相検波手段と、 検出された受信位相データを I 成分と Q成分とに 変換する変換手段とを備える構成と してもよい。
ここで、 上記搬送波再生手段は、 シンボル毎のシンボルデータに対応する位相 データを発生.する位相発生部と、 受信位相データと位相発生部からの位相データ との差分をシンボル母に求める減算器と、 所定数のシンボル分の前記差分を平滑 化して誤差データを得るフ ィルタ手段と、 搬送波信号を発生するとともに誤差 データによりこれを補正して基準搬送波を発生する基準搬送波発生部とを備える 構成と してもよい。
また、 上記位扣発生部は、 復調手段からの二値の復調デ一夕をア ドレスと して 人力し、 復調データに対応する位相量を出力するテ一ブルを有する構成と しても よい。
さらに、 請求の範囲第 4 ¾に記載の位相発生部は、 クロック発生部からの基準 搬送波を、 復調手段からの二値の復調データにより変調する変調回路を する楕 成と してもよい。
また、 上記減算器は、 位相検波手段に検出された受信位相データを遅延させる ことにより、 シンボル区間を同期させて前記差分をとる構成としてもよい。 図面の簡 な説明
第 1図は、 本発明の実施形態におけるダイバーシチ装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。
第 2図は、 同実施形態における搬送波再生部の構成例を示すプロ ッ ク冈である < 第 3 A図は、 同実施形態における搬送波再生部の動作タイ ミ ングを示すタイム チャー トである。
第 3 B図は、 同実施形態における I Q座標における位相角と復調データとの対 応関係を示す図である。
3 C図は、 同実施形態における位相角と位相データの対応関係を示す図であ る。
第 4図は、 同実施形態における I Q座標におけるダイバーシチ合成を示す説明 図である。
第 5図は、 同実施形態における搬送波再生部の他の構成例を示すプロッ ク図で あ 発明を実施するための最良の形態
<ダイバ一シチ装置の構成〉
第 1図は、 本発明の 施形態におけるダイバーシチ装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 同図のように、 本ダイバ一シチ装置は人力端子 1 〜 4、 位相検出部 5〜 8、 搬送波再生部 9〜 1 2、 検波部 1 3〜 1 6、 入力端子 1 7〜 2 0、 I成 分生成部 2 1 〜 2 4、 Q成分生成部 2 5〜 2 8、 加算部 2 9、 加算部 3 0、 ク ロッ ク再生部 3 1 、 判定部 3 2を備え、 Q P S K ( Quadrature Phase Shift Keying)など位相変調された受信信号を 4つの受信系により同時に同期検波する よう構成されている。
同図において入力端子 1 〜 4は、 それぞれ受信信- 位相検出部 5 〜 8は、 入力端子 1 〜 4から入力される受信 ί 号から受信位相 データを検出する。 この受信位相データは、 位相 ftをデジタル化した数航で表さ れ、 例えば位相角 （一 ；！〜 Tr rad .) を 6 4段階に分割した場合には、 十進数で 0〜 6 3の数値で表される。
搬送波再生部 9 〜 1 2 は、 判定部 3 2からの復調データを用いて、 受信位相 データに含まれる搬送波成分を再生する。 ここで再生される搬送波成分は、 アナ ログ的な搬送波信号そのものではなく、 受信位相データと同様に、 搬送波の位相 を表すデジタル化された数値で表される。
検波部 1 3 〜 1 6 は、 受信位相データと再生された搬送波とから位相データ (以下、 検波位相データと呼ぶ.） を検出する。 具体的には、 受信位相データから 再生された搬送波 （搬送波の位相） を減算することにより検波位相データを求め る。
入力端子 1 7〜 2 0は、 受信電波のレベルを検出する回路 （図外） からの受信 電界強度の自乗を表すデータが入力される。
I ( Inphase :同相） 成分生成部 2 1 〜 2 4は、 検波位相データの正弦と電界強 度の 乗との穑、 つま り電界強度により重み付けされた、 検波位相データの I成 分を生成する。 具体的には、 前記積を表す複数の計算結果を予め格納している R O Mにより実現され、 検波位相データと電界強度の 乗を表すデータとをァ ド レスとして入力することにより、 重み付けされた I 軸成分を ：成する。
Q ( Quadrature :直交） 成分生成部 2 5 〜 2 8は、 検波位相デ一夕の余弦と 界強度の自乗との積、 つま り電界強度により重み付けされた、 検波位相データの Q成分を生成する。 具体的には、 前記積を表す複数の計算結果を予め格納してい る R O Mにより実現され、 検波位相データと電界強度の自乗を表すデータとをァ ドレスとして入力することにより、 重み付けされた Q軸成分を生成する。
加算部 2 9は、 I 成分生成部 2 1 〜 2 4で得られた各 I 軸成分を加算すること により、 I 合成成分を求める。
加算部 3 0は、 Q成分生成部 2 1 〜 2 4で得られた各 Q軸成分を加算すること により、 Q合成成分を求める。
クロック再生部 3 1 は、 I 合成成分と Q合成成分とに基づいて、 1 シンボル期 問に同期したク 口 ッ ク信号 （以下再生ク ロ ッ ク と呼ぶ . > を再生する。 例えば
P L L (Phase Locked Loop)回路により実現される。
判定部 3 2は、 再生クロックを用いて、 I 合成成分と Q合成成分とに基づいて. シンボル区間毎に二値のシンボルデータ （以 卜— '復調デ一夕と呼ぶ.） を判定する。 ぐ搬送波再生部の詳細構成 >
第 2図は、 搬送波再生部 9のより詳細な回路構成例を示すプロ ッ ク図である c 搬送波再生部 1 0〜 1 2についても同様である。
同図のように搬送波再生部 9は、 位相データ発生回路 4 1 、 遅延回路 4 2、 減 算器 4 3、 フ ィ ルタ回路 4 4、 クロック位相発生回路 4 δ、 加算器 4 6 とから構 成され、 復調データを用いて搬送波の再生、 すなわち搬送波の位相を表すデジ夕 ル値を求める。 この構成を第 3 Α、 3 Β、 3 C l )を/ Dいて説明する。
位相データ発生回路 4 1 は、 判定部 3 2により得られる復調データが入力され、 復調データに相当する変調位相を生成する。 こ こで、 Q P S Kの場合には 1 シン ボルの復調デ一夕は 2 ビッ 卜であるので、 第 3 B図に示すように、 本実施形態で は 2 ビッ トの復調デ一タ 0 0、 0 1、 1 0、 1 1力 、 それぞれ ?！ / 4、 一 ττ ./ 4 、
3 τι / 4 , 一 3 7Γ / 4 の位相角にマッ ピングされている ものとする。 また、 第
3 C図に示すように、 位相角— π〜 π 、 十進数 0〜 6 3のデジタル値で表され るものとする。 この場合、 位相データ発生 ^路 4 1は、 復調デ一夕に対応する位 相データを出力する。 すなわち、 第 3 Α図に示すように、 復調データ 0 0、 0 1 、 1 0 , 1 1 に対して、 それぞれ位相データとして 4 0、 2 4、 5 6、 8を出力す る。
遅延 [¾]路 4 2は、 復調データと位相検出部 5からの受信位相データのシンボル タイ ミ ングを合わせるために、 受信移動データを遅延させ、 例えば丄 シンボル期 間遅延させるラ ッチ回路により構成される。 第 3 A図に示すように、 復調デ一夕 と受信位相データとの値が完全に一致していないのは、 クロ ッ ク位相発生回路
4 5によるクロ ックと受信^号の搬送波成分とに少しずつズレが生じてしまうか らである。
減^器 4 3は、 位相データ発生回路 4 1 からの位相データと遅延 路 4 2から の受信位相移動データとの差分を求める。 この差分は、 上^のズレを表している 位相差データ、 つま りクロック位相発生回路 4 5によるクロッ クと受信信号の搬 送波成分との誤差を表している。 この誤差は、 ダイバーシチによる信頼性の高い 最終的な復調データに基づいているので、 精度が向上していることになる。 フィルタ冋路 4 4は、 減算器 4 3から得られる 3 シンボル分の位相 データの 平均を求めることにより、 位相差データを平滑化して 差データを求める。 クロック位相究生回路 4 5は、 受信信号の搬送波成分と同じ周波数のクロ ッ ク 信号を内部で生成し、 その位相を表すデジタル値を出力する。 具体的には、 ク ロック位相発生回路 4 5は、 加算器 4 6から出力される搬送波の位相をフィ一ド バックする P L L回路であり、 例えば第 3 A図に示すように、 クロック^号の位 相角'' - π " を基準とする場合には、 " - π " を表すデジタル値 0 (搬送波の位 相データ） を基: と して出力する。
加算 4 6は、 平滑化された位相差データをクロ ック位相発生回路 4 5の出力 に加算する。 これにより、 クロック位相発生回路 4 5から出力される搬送波の位 相データは、 フィルタ回路 4 4 により平滑化された位相差データ （誤差データ） で補正されるので、 精度の高い搬送波の位相を再生することができる。
ぐ動作説明 >
以上のように描成された本実施形態におけるダイバーシチ装 iS:について、 その 動作を説明する。
笫 4図は、 複数の受信系で個別に得られた I成分及び Q成分の合成過 :を I Q 平而上に示した説！]！]図である。 同図では、 説叨を理解し易くするために検波部 1 3 と検波部 1 4を含む 2つの受信系のみを示している。
検波部 1 3、 検波部 1 4に検出される検波位相データ 0 1、 2は、 受信信号の 位相のみ表しているので、 I Q平面上では同心円上の点 （べク トル.） と して次の ように ¾される。
検波位相データ 0 1、 0 2を示す 2つのべク トルの I ·軸への写像 S 1 I、 S2 Iは、 数 式（1. で表され、 Q軸への写像 S1Q、 S2Qは、 数式（2. )（2. 2 )で ¾される。
S ll =COS Θ！ ( 1. 1 ) S21 =cos Θ 2 (し 2)
Figure imgf000010_0001
これらのべク トル成分に対する受信データレベル Rl、 R2の it!乗の重み付けは 次式により表される。
Figure imgf000010_0002
ここで、 重みづけ成分 （ 1、 Q) は、 検波位相データ 0、 受信レベルデータ R とから、 次式で一^的に求めることができる。
I=R2* COS θ (5.1)
0=R2* SIN Θ C5.2) これらの式の §ι:は、 各 I成分生成部、 各 Q成分生成部において生成される。
I成分生成部、 各 Q成分生成部は、 検波位相データ及び受信レベルデータをア ド レスとして、 ァ ドレスに対応する （ I、 Q) の計算結果を予め格納しているメモ リ （ROMなど） により構成され、 上記ア ドレスが入力されると、 格納してある データを出力する。 さらに、 Eみづけされた各 I 成分、 各 Q成分は、 加^部 2 9、 加算部 3 0によ りそれぞれ加算されることにより合成される。 合成後の I成分、 Q成分は、 ダイ バ一シチ合成信号であり、 次式で表される。 I成分 =S„'+S2I' ( 6. 1 )
Q成分 =S1Q +S2Q ( 6. 2 ) 上式では 2つの受信系の成分しか示していないが、 受信系の数 （図 1では 4成 分） だけ加算されることになる。
ク口ック再生部 3 1 は、 このダイバーシチ合成信号に含まれるク口ック成分つ まりシンボル期問に同期した再生クロックを抽出する。 さらに、 判定部 3 2によ り、 ダイバーシチ合成信号がどのデジタルシンボルデータであるのか判定される c 判定結果は、 復調データと してダイバーシチ装置の後段の回路 （図外） に出力さ れるとともに、 搬送波再生部 9〜 1 2に供給される。
さらに、 搬送波再生部 9〜 1 2では、 既に説明したように、 ダイバ一シチ合成 信号による復調データ、 つま りダイバーシチによる改善効果を反映した復調デー 夕に ¾づいて以下のように搬送波再生動作が行われる。
笫 2冈に示した搬送波再生部において、 復調データ （シンボル每のデジタルシ ンボルデ一夕） が入力された位相データ発生冋路 4 1 は、 復調データに対応する 位相データを発生する （第 3 A図の 1段目と、 2段目のデータ） 。 さらに、 発生 された位相データは、 ¾延回路 4 2に遅延された同シンボル区間の受信位相デ一 夕 （第 3 A図の 3段目のデータ） との差分 （第 3 A図の 4段 Θのデータ） が取ら れる。 3 シンボル分の前記差分は、 フィルタ回路 4 4 により平沿化され ズデ一 夕と して出力される （¾ίϊ 3 A図の 5段目のデータ） 。
一方、 クロック位相発生回路 4 5は、 補正されていない搬送波の位相データを 発生している。 この搬送波の位相データは、 加算器 4 6によって上記誤 ¾デ一夕 により補正されて基準搬送波 （第 3 A図の 6段目のデータ） 。 と して検波部 1 3 に出力される。 このようにして、 基準搬送波は、 復調データから得られる誤差データで補正さ れるので、 精度良く再生することができる。
また、 上記搬送波再生部 9〜 1 2の他の回路構成例を第 5図に示す。 この搬送 波再生部は、 第 2図の位相データ発^回路 4 1の代わりに位相変調回路 5 1 を備 える構成であるので、 同じ点は説明を省略して異なる点のみを説明する。
位相変調冋路 5 1 は、 再生された基準搬送波と、 変調すべきデータと して復調 データとが人力され、 基準搬送波を復調データで再変調するよう構成されている c 再変調は、 搬送は信号に復調データに相当する位相を加算することによ り得られ るので、 位相変調回路 5 1 は加算器を用いることができる。
なお、 h記実施形態では、 4つの受信系をもつダイバ一シチ装置について説明 したが、 受信系の数は他の任意の数でもよい。 この場合、 加算部 2 9、 3 0は、 受 系の数と同数の人力を加算する構成となる。
また、 受信信号が Q P S K変調されている例を用いて説明したが、 同期検波を 行う受信系でさえあれば、 他の変調方式の受信信号でも構わない。
位相角に対応する位相データと して、 第 3 C図のような 6 4段階の分解能をも つ例を示したが、 これ以外の分解であっても本発明を適用できる し、 位相角と位 相データとの対応関係も、 異なる対応関係と してもよい。
以上説明してきたように本発明のダイバーシチ装置によれば、 フェージングな ど劣悪な通信環境においても、 安定した搬送波の再生を行う ことができる。 その 結果、 従来では難しかった移動体通信等に冏期検波を適用することが可能となる 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明に係るダイバーシチ装置は、 受信信号を同期検波する複 数の受 系を備え、 各受信系での同期検波用の搬送波再牛.を行う搬送波再生の精 度を向上させたダイバーシチ装 Hと して有用であり、 特に、 フェージング等の影 響下で C Ζ λ—比の劣悪な受信系が存¾する場合に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 受信信号から再生した基準搬送波を用いて受信信号を検波し受信データを得 る複数の 期検波手段と、 複数の受信データを合成する合成手段と、 合成後の受 信データから復調データを得る復調手段とを備え、
前記同期検波手段は、 合成後の受信データから得られた復調データを参照して 受信信号から基準搬送波を再生することを特徴とするダイバーシチ装置。
2 . 受信信号から再生した基準搬送波を用いて、 受信信号に含まれるシンボル毎 の受信位相データの I成分と Q成分とを検出する複数の同期検波手段と、 複数の同期検波手段からの I 成分、 Q成分をそれぞれ合成する合成手段と、 合成された I成分及び Q成分からデジタルのシンボルデ一夕を得る復調手段と を備え、
前記同期検波手段は、 合成された I成分及び Q成分から得られたシンボルデ一 夕を参照して受信信号から基準搬送波を再生することを特徴とするダイバ一シチ
3 . 請求の範囲第 2項に記載の同期検波手段は、
復調されたシンボルデータに対応する位相デ一タを用いて受信^号から基準搬 送波を再生する搬送波再生手段と、
基準搬送波と受信信号との差をシンボル毎にとることにより受信信号に含まれ る受信位相データを検出する位相検波手段と、
検出された受信位相データを I成分と Q成分とに変換する変換手段と を備えることを特徴とするダイバーシチ装置。
4 . 求の範囲第 3項に ¾載の搬送波再生手段は、
シンボル毎のシンボルデータに対応する位相データを発生する位相発生部と、 受信位相デ一夕と位相発生部からの位相データとの差分をシンボル毎に求める 減算器と、 所定数のシンボル分の前記差分を平滑化して誤差データを得るフィルタ手段と 搬送波 if!号を発生するとともに誤差データによりこれを補正して基準搬送波を 発生する基準搬送波発生部と、
を備えることを特徴とするダイバ一シチ装置。
5 . 請求の範囲第 4頃に記載の位相発生部は、 復調手段からの二値の復調データ をァ ドレスとして入力し、 復調データに対応する位相量を出力するテーブルを有 することを特徴とするダイバ一シチ装 S。
6 . 請求の範囲第 4項に記載の位相発生部は、 クロック発生部からの基準搬送波 を、 復調手段からの二値の復調データにより変調する変調回路を有することを特 徴とするダイバーシチ装置。
7 . 請求の範^第 4 ¾に記載の減算器は、 位相検波手段に検出された受信位相 データを遅延させることにより、 シンボル区間を同期させて (^記差分をとること を特徵とするダイバーシチ装置。
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