WO1994029714A1 - Procede et appareil pour traiter les signaux d'un detecteur de defauts par ultrasons - Google Patents

Procede et appareil pour traiter les signaux d'un detecteur de defauts par ultrasons Download PDF

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WO1994029714A1
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signal
frequency
echo
echo signal
ultrasonic
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PCT/JP1994/000916
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Yukinori Iizuka
Hidekazu Horigome
Akira Murayama
Shin Nakazawa
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Nkk Corporation
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    • G01N2291/04—Wave modes and trajectories
    • G01N2291/044—Internal reflections (echoes), e.g. on walls or defects

Definitions

  • the present invention relates to an ultrasonic detection and detection apparatus that transmits an ultrasonic pulse to an object and detects a defect existing in the object by analyzing an echo signal detected from the object.
  • the present invention relates to a signal processing method and a signal processing device for once converting a high-frequency echo signal into a digital signal and then reducing the noise of the digital signal.
  • the ultrasonic flaw detector is configured as shown in Fig. 25.
  • Ultrasonic wave transmission and reception unit 1 sends a pulse signal to the probe 3 attached through a delay material such as direct or water into the subject 2 such as steel material in a constant period T Q.
  • the probe 3 converts the received pulse signal into an ultrasonic pulse a and applies it to the subject 2 as shown in FIG.
  • the ultrasonic pulse a applied to the subject 2 is reflected by the bottom surface 2 a of the subject 2 and is received again by the probe 3.
  • the probe 3 converts the reflected wave into an electric signal and transmits the electric signal to the ultrasonic transmission / reception unit 1.
  • the ultrasonic transmission / reception unit 1 amplifies the electric signal and sends it to the signal processing device 4 as an echo signal b.
  • the echo signal b includes a bottom (B) echo 5 a corresponding to the reflected wave of the bottom 2 a and a defect (F) echo 5 b caused by the defect.
  • the frequency f of the ultrasonic pulse a is embedded in the probe 3. It is determined by the thickness of the ultrasonic transducer being used.
  • the frequency f of the ultrasonic pulse a used for flaw detection is several MHz to several tens of MHz, so the frequency range of the signal waveform of the bottom echo 5 a and the defect echo 5 b included in the echo signal b is 0 BZ to It is a wide range of more than a dozen MHZ.
  • the signal processing device 4 performs various signal processing on the echo signal b received from the ultrasonic transmission / reception unit 1, and displays the signal processing result and the presence or absence of a defect on the display unit 6.
  • the signal processing device 4 is supplied with the trigger signal c synchronized with the pulse signal from the ultrasonic transmission / reception unit 1 in order to perform signal processing on the echo signal and display the echo signal.
  • the echo signal b output from the ultrasonic transmission / reception unit 1 includes many noises in addition to the bottom echo 5a and the defect echo 5b. If the noise contained in this echo signal a is large, the reliability of the flaw detection result will be greatly impaired. This noise is roughly divided into two types: electrical noise and material noise.
  • Electrical noise is caused by external noise caused by electromagnetic waves entering the probe 3, the ultrasonic transmission / reception unit 1, the connection cable, and the like, and the internal noise generated by the amplifier incorporated in the ultrasonic transmission / reception unit 1. It is composed of noise, etc.
  • ultrasonic waves propagating in the subject 2 are scattered at the crystal grain boundaries of the material.
  • the scattered ultrasonic waves are received by the probe 3.
  • the echo signal b output from the probe 3 includes the received scattered ultrasonic wave or scattered echo. This scattered echo is Material noise.
  • an analog filter has been used to reduce noise components included in the echo signal b.
  • BPF bandpass, filter
  • LPF low-pass filter
  • BPF bandpass filter
  • LPF low-pass filter
  • BPF low-pass filter
  • the noise component included in the echo signal b can be reduced to a certain level or less.
  • the frequency distribution of the defect echo changes depending on the ultrasonic attenuation characteristics of the subject 2. Therefore, when using BPF for material noise typified by scattered echo and the like, it is desirable to use a filter having optimal characteristics according to the subject 2.
  • a digital signal processing method has been proposed to eliminate such inconveniences. That is, the echo signal b output from the ultrasonic transmission / reception unit 1 is subjected to AZD conversion. And digital signals The noise component is removed using a digital filter for the converted echo signal.
  • the FIR (finite impulse response) digital filter can freely change the pass characteristics, so by setting the pass frequency characteristics according to the material of the subject 2, the optimal noise reduction processing for the echo signal b Can be applied.
  • the echo signal a in order for the echo signal a to be subjected to digital signal processing in the above-mentioned high-frequency steps of several MHz to several tens of MBz, it is necessary to directly perform AZD conversion of this high-frequency echo signal b. Since the echo signal b has a wide frequency distribution of 0 H z ⁇ dozen MH z, at least from the sump-ring theorem must be A / D-converted 2 0 MH z or more sampling frequency f s is there. Furthermore, it is necessary to perform arithmetic processing for each sampling data sequentially created by the high-sampling frequency f s.
  • the digital signal is input / output at the same timing as the sampling frequency of the arithmetic element, and the signal processing operation is performed continuously, so the operation time is longer than the repetition period of the ultrasonic pulse a. It will not be.
  • the frequency of the forest echo is not significant difference between the frequency of the forest echo and the frequency of the defective echo, and if the frequency discrimination method including the digital filter described above cannot completely remove the forest echo There is.
  • the frequency of the pseudo echo and the frequency of the defect echo are basically the same, so that the frequency echo cannot be removed as in the case of the forest echo. That is, there was no method for effectively removing the pseudo echo.
  • a first object of the present invention is to provide a signal processing apparatus for an ultrasonic flaw detector capable of performing digital signal processing on an echo signal and reducing noise while keeping the repetition period of the ultrasonic pulse short. It is to provide a method and a signal processing device.
  • a second object of the present invention is to provide, in addition to the above-mentioned objects, an ultrasonic wave capable of effectively removing a pseudo echo, minute noise and suddenly reducing a ringing tone, and further improving defect detection accuracy.
  • An object of the present invention is to provide a signal processing device for a flaw detector.
  • a high-frequency echo signal output from an ultrasonic transmitting / receiving unit that receives a reflected wave from a subject is converted into a digital signal at a predetermined sampling frequency. Then, a measurement period in the repetition period of the ultrasonic pulse is designated, and each sampling data in the measurement period of the echo signal converted into the digital signal is sequentially stored at a writing frequency equal to the sampling frequency. The stored sampling data are sequentially read out at a read frequency lower than the write frequency, and the sequentially read echo signals are subjected to frequency discrimination by a digital filter, and the presence or absence of a defect is determined based on the frequency discriminated echo signals. Is determined.
  • the repetition period T Q of the ultrasonic pulse a is several ms or less.
  • the measurement period T M required to actually determine the defect is the time from the transmission time of the ultrasonic pulse a to the time when the bottom echo is shot. And at most a number 10 / s, which is much shorter than the repetition period T D of the ultrasonic pulse a (T M ⁇ T Q ).
  • the echo signal b within this measurement period T M Becomes a digital signal is AZD converted in-ring frequency f s.
  • each sampling data that falls within the measurement period ⁇ ⁇ is, for example, FIF 0 using the same writing frequency f w as the sampling frequency f s.
  • (First-in-first-out) Data is stored in the storage unit consisting of type registers. Each sampled data stored in the storage unit is less than the write frequency f w, ie the next digital filter are sequentially read out with a read frequency f R of sufficient data processing.
  • the read digital echo signal is subjected to frequency discrimination processing in the next digital filter with a frequency characteristic that attenuates noise most effectively. Therefore, the noise component included in the digital echo signal passing through this digital filter is greatly reduced. Then, the presence or absence of a defect is determined based on the echo signal with the reduced noise component.
  • T R T M (C ... digits) Then, if the read time T R and the measurement period time which is a sum of a tau Micromax is shorter than the repetition period T g of the said ultrasonic pulse, the next period T Q start At this point, the previous sampling data does not remain in the FIF 0 type register.
  • digital full I Noreta can be provided by carrying out the process for the digital evening Lumpur data that are sequentially output at a slower read frequency f R than the previous supporttown ring frequency fs.
  • the number of digital data N M that needs to be processed within the repetition period T Q of one ultrasonic pulse a is much larger than the number of digital data existing in the entire repetition period T n of the echo signal b. Therefore, sufficient processing can be performed within the repetition period Td . That is, it is not necessary to use a high-performance digital filter capable of executing particularly high-speed processing as the digital filter.
  • a synchronous averaging filter is used in addition to the digital filter in the signal processing device having the above configuration.
  • a synchronous averaging circuit is used instead of a digital filter.
  • the echo signal can be averaged for each repetition period T Q of each ultrasonic pulse a, and the noise reduction efficiency can be further increased.
  • averaging filter Similar to the digital filter ⁇ averaging filter is synchronization addition and averaging circuit used in place of the aforementioned, that have a function to average the digitized echo signals in each measurement period tau Micromax. Since the noise components included in each echo signal have random phases, each noise component is canceled out by adding and averaging a large number of echo signals, and the noise component as a whole is reduced. The S / N of the defective echo included in the echo signal increases. [Brief description of drawings]
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic flaw detector in which a signal processing device according to one embodiment of the present invention is incorporated.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a digital filter incorporated in the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 3 is a time chart showing the operation of the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 4A is a waveform diagram of an echo signal input to the FIF0 type register of the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 4B is a waveform diagram of an echo signal output from the FIF0 type register of the device of the embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic testing device in which a signal processing device according to another embodiment of the present invention is incorporated.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic wave scoring device in which a signal processing device of still another embodiment is incorporated.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic flaw detector in which a signal processing device of still another embodiment is incorporated.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic inspection apparatus in which a signal processing apparatus according to still another embodiment is incorporated.
  • FIG. 9 is a time chart showing the operation of the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic flaw detector in which a signal processing device of still another embodiment is incorporated.
  • FIG. 11 is a time chart showing the operation of the apparatus of the embodiment c .
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic flaw detector in which a signal processing apparatus of another embodiment is incorporated.
  • FIG. 13 is a time chart showing the operation of the embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic flaw detector in which a signal processing device of still another embodiment is incorporated.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of a synchronous averaging circuit in the device of the embodiment.
  • FIG. 16 is an echo signal waveform diagram showing the effect of the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the average number of times Na and S showing the effect of the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 18 is a schematic diagram showing a main part of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to still another embodiment.
  • FIG. 19 is an echo signal waveform diagram including a general reflected echo, a defective echo, and a pseudo echo.
  • FIG. 20 is an echo signal waveform diagram showing the operation of the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 21 is a waveform diagram of an echo signal in which the pseudo echo has been reduced in the apparatus of the embodiment.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a main part of a signal processing device according to still another embodiment.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic testing device in which a signal processing device of still another embodiment is incorporated.
  • FIG. 24 is a time chart for explaining the effect of the apparatus of this embodiment.
  • FIG. 25 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a general ultrasonic flaw detector.
  • Fig. 26 is a timing chart showing the operation of the ultrasonic flaw detector. is there.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the entire ultrasonic flaw detector in which the signal processing device of the embodiment is incorporated. The same parts as those of the ultrasonic flaw detector shown in FIG. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the clock signal d output from the clock signal generation circuit 10 is applied to the ultrasonic transmission / reception unit 1.
  • the clock signal d is also sent to the AZD converter 11, FIFO type register 12, delay circuit 13, write time counter 14, read time counter 15, and frequency divider 16. .
  • a pulse signal every predetermined period T Q ultrasonic transceiver unit 1 divides the clock signal d inputted, the probe 3 attached through a delay material such as direct or water to the subject 2 Send out.
  • the probe 3 converts the received pulse signal into an ultrasonic pulse a and applies it to the subject 2.
  • the ultrasonic pulse a applied to the subject 2 is reflected by the bottom surface 2 a of the subject 2 and is received again by the probe 3.
  • the probe 3 converts the reflected wave into an electric signal and sends it to the ultrasonic transmitting / receiving unit 1.
  • the ultrasonic transmission / reception unit 1 amplifies the received electric signal and sends it to the AZD converter 11 as an echo signal b.
  • a ZD converter 1 1 by using the frequency of the click lock signal d as sampled in g Frequency i s, converts the input echo signal b to the n bit Bok digital signal, for example. Convert to digital signal
  • the echo signal b ⁇ is applied to the data input terminal D ⁇ of the next FIFO type register 12.
  • the ultrasonic transmission / reception unit 1 transmits the trigger signal c to the delay circuit 13 in synchronization with the timing of transmitting the pulse signal to the probe 3.
  • the delay circuit 13 is composed of a kind of power counter, and when the trigger signal c is input, starts clocking the preset delay time T D using the clock signal d, and counts the delay time T D When the processing is completed, the start signal e is sent to the writing time counter 14.
  • the delay time T D is provided to delay the measurement start time of the echo signal b when water or other delay material is inserted between the probe 3 and the subject 2. I have. In the apparatus of the embodiment, the distance between the probe 3 and the subject 2 is 100 mm in water, so that the reflected wave from the subject 2 can be captured.
  • the underwater velocity of the sound wave is 1480 mZ s.
  • the write time counter 14 When the start signal e is input, the write time counter 14 sends a write enable signal g to the write control terminal of the FIFO type register 12 as shown in FIG. When the predetermined measurement period T M ends, the write time counter 14 releases the write enable signal g. The write enable signal g is also sent to the next read time counter 15.
  • the read time counter 15 sends the read enable signal h to the read control terminal of the FIF 0 type register 12 in synchronization with the falling timing of the write enable signal g. And a predetermined reading When the ejection period T R is finished, releasing the read enable signal h.
  • the read enable signal h is also sent to the synchronous averaging filter 17.
  • the readout period T R is set to be 5 times the value of the measurement period tau Micromax.
  • N M is in said measurement period T M
  • the frequency divider 16 is the frequency f s of the input clock signal d.
  • the FIFO type register 12 converts the n-bit sampling data input to the data input terminal D ⁇ during the H-level period (measurement period T M ) from the write enable signal g to the frequency of the clock signal d.
  • the read enable signal h sequentially outputs each sampling data stored in the H level period (read period T R ) from the data output terminal D 2 at the read frequency f R equal to the frequency of the divided clock signal dj. I do.
  • Digital echo signals which are sequentially read out with a read frequency f R is input to the next digital filter 1 8.
  • this FIR digital finoleta has 128 multiplications. It consists of a delay unit 18a, 128 adders 18b, and 128 delay units 18c. Note that C i to C i ⁇ ⁇ are coefficients. In addition, each delay unit 18c performs a delay of 200 ns corresponding to the cycle of the divided clock signal di. Then, the FIR digital filter performs a product-sum operation represented by equation (2) on a total of 102 input data X (kT j) sequentially input, and outputs output data y (k) Get.
  • Digital Fi with at filter 1 8 (2) digital echo signal b 3 to another processing operation frequency valve is performed as shown in formula is input to the next synchronous averaging filter 1 7.
  • the synchronous averaging filter 17 repeats the ultrasonic pulse a for each of the 10 24 data items constituting the echo signal b 3 sequentially output from the digital filter 18 and represented by the equation (2). Calculate the average for each cycle TJJ. Specifically, the synchronous averaging filter 17 synchronizes with the rise of the read enable signal h from the read time counter 15 to output the same signal output from the digital filter 18 in the next cycle. Calculate the averaging of each data for the specified number of times in the past at the mining position and calculate the new averaging code. Have a single signal b 4 and sends it to the next defect determining section 1-9.
  • averaged echo signal b 4 input is converted into an echo signal b 5 analog I even DZA converter 1 9 a.
  • Echo signal b 5 are compared by the comparator 1 9 b.
  • the analog echo signal bp is also sent to the display unit 20.
  • the trigger signal c is output in synchronization with the transmission of the ultrasonic pulse a.
  • the echo signal b is output from the ultrasonic transmission / reception unit 1.
  • the echo signal b is converted into a digital echo signal by the AZD converter 11.
  • the write enable signal g rises after the delay time T D due to the delay material such as water from the trigger signal c output, and the digital echo signal b 1 output from the A / D converter 11 1,024 sampling data are written to the FIF 0 register 12.
  • the time required to write these 1,024 (-N ,,) sampling data that is, the measurement period T M, is written at the same frequency as the 25 MHz sampling frequency f s of the A / D converter 11. Therefore, it is 40 ns for one data, which is 40.96 s in total.
  • the reading interval is 200 ns next sampling data
  • the operation time is 204.8 us since the output interval of the data output from the digital filter 18 is 200 ns.
  • defect determination section 19 is constituted by an analog circuit, the time required for the determination can be almost ignored.
  • the digital signal processing for the echo signal b output in response to one ultrasonic pulse a is the repetition period T n of the ultrasonic pulse a required for online flaw detection processing. Can be implemented within ms. Therefore, it is not necessary to use a high-performance computer with a high arithmetic processing speed. The adoption of digital signal processing does not significantly increase the manufacturing cost of the entire ultrasonic flaw detector.
  • digital filter processing and synchronous addition average filter processing can be easily performed on high-frequency echo signals b that contain a lot of electrical noise and material noise.
  • the optimal filter conditions for noise By setting the optimal filter conditions for noise, the noise component contained in one echo signal can be effectively removed, and the defect detection accuracy of the ultrasonic flaw detector can be greatly improved.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the clock signal d divided by the divider 16 to 1Z5 is input to the clock terminal of the read time counter 15a.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the write enable signal g output from the write time counter 14 is only sent to the FIF 0 type register 12 and not input to the read time counter 15c. Then, the read time counter 15 c outputs the output from the ultrasonic transmitting / receiving section 1.
  • the trigger signal c has been manually input.
  • the readout time counter 1 5 c is collected by the trigger signal c is input, and starts the time count of the delay time T, the waiting time obtained by adding the measured period ⁇ ⁇ (T R + ⁇ ⁇ ) shown in FIG. 3, At the end of this waiting time (T R + ⁇ ⁇ ), the read enable signal h is set to H level. Then, when read out measurement of the time T R is finished, to release the read enable signal h of the H level to L level.
  • the read time counter 1 5 c so measures between the read T R shown in FIG. 3, it is possible Rukoto obtain substantially the same effect as the embodiment of FIG.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the delay time between T D of the delay circuit 1 3 d is counting, the readout time T R the write time counter 14 d is the measurement period T M Contact and readout time counter 1 5 d is clocked to count
  • the setting can be arbitrarily changed by the external time setting unit 21.
  • the subject 2 to be inspected by the ultrasonic flaw detector Therefore, depending on the shape of the subject 2, it may be necessary to specify the area to be flaw-detected particularly as a portion shallow or deep from the surface. Further, the thickness of the subject 2 also changes greatly.
  • the flaw detection range is changed or the flaw detection range is enlarged or reduced in this way, it is necessary to move the position of the measurement period T M in the echo signal b or to extend or shorten the measurement period ⁇ ⁇ .
  • This Such a case as, by the time setting unit 21 sets the delay time T D, a measurement period tau Micromax and readout time T R to the optimum value. Therefore, the applicable range of the ultrasonic flaw detector incorporating the signal processing device can be greatly expanded.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to still another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 7 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the AZ converter 11, the first FIFO type register 12 a, the digital filter 18, and the second filter 18 are arranged along the signal path of the echo signal b output from the ultrasonic transmission / reception unit 1.
  • a FIF 0 type register 12b, a DZA converter 22, and an external defect determination unit 23 are provided.
  • Clock signal d having a sampling frequency f s that is output from the clock signal generating circuit 1 0, the first FIF 0 type register 1 2 a Shokomiku lock through the AND gate 14 e
  • the signal is applied to the read clock terminal of the second FIFO register 12b via the AND gate 24a. Further, the clock signal d is applied to the clock terminal of the DZA converter 22.
  • the activation signal e output from the delay circuit 13 d is applied to the write time counter 14 d and the processing time counter 15 a.
  • the write time counter 14d applies the H-level write enable signal g for the measurement period (AZD conversion time) T M to the AND gate 14e.
  • the first FIF type 0 register 12a stores the sampling frequency of each digital echo signal bi output from the A / D converter 11 for the measurement period (AZD conversion time) T M
  • the data is sequentially captured at the same writing frequency as f s and stored.
  • the processing time counter 1 5 a applies a timed readout time by setting unit 2 1 (signal processing time) T R by H-level read permission signal h to an AND gate 1 5 b.
  • the first FIF 0 type register 1 2 a is reads each data stored by the read time (between time signal processing) T R in turn read frequency f R of 1 Z5 sampling frequency f s, Digital echo — sent to digital filter 18 as signal b 2 .
  • Digital filter 18 may implement a frequency discrimination processing before mentioned in real time with respect to the echo signal b 2 sequentially input at a speed corresponding to the read frequency f n, E code signal from which a noise component has been removed Send b 2 to the second FIFO register 1 2 b.
  • the read enable signal h for the first FIF 0 type register 12a output from the processing time counter 15a is the read time counter of the second FIFO type register 12b in addition to the AND gate 15b. Applied to 24.
  • the read time counter 24 When the read enable signal h for the FIFO type register 1 a of the 2 a falls from the H level to the L level and falls to the H level for the read time (measurement time) T M set by the time setting unit 21 from the fall time Apply enable signal m to AND gate 24a.
  • the second FIF type 0 register 12 b outputs the digital filter 18 in synchronization with the read start time of the echo signal b 2 of the first FIFO type register 12 a.
  • each data of the echo signal b 3 being, stored in ipecac sequentially in equal write frequency to the read frequency f n of the first FIFO-type register 1 2 a.
  • the second FIFO type register 1 2 b are, based on this stored respective data were It reads have at the sampling frequency f s 5 times the read frequency equal to, applied as an echo signal b 6 to the next D / a strange exchanger 22.
  • D / A converter 22 crowded obtain respective data echo signals b, at sampling frequency f s and converted into an analog echo signal b 7, and sends to the outside of the defect determination unit 23.
  • FIG. 9 is a time chart showing the operation of the embodiment apparatus shown in FIG.
  • the delay circuit 13 d measures the delay time T D in synchronization with the trigger signal c, and then the write time (measurement period) ⁇ ⁇ and the signal processing time (read time) T R Timing starts.
  • the signal processing time (reading time) T D ends, the reading time T M for the second OF IF 0 type register 1 2 b starts.
  • the time axis of the echo signal is set to 2 during the period in which the digital filter 18 performs the frequency discrimination process on the input echo signal. It has expanded from 5 MHz to 5 times 5 MHz. Then, back to the original time axis the frequency discrimination process is completed in the digital filter 1 8, is converted into an echo signal b 7 analog.
  • Defect determination process on an analog echo signal b 7 is defective events in E co first signal can be even 2 5 be a high frequency of approximately MH z sufficiently defect determination processable. Therefore, flaw detection for the subject 2 can be easily performed by applying the echo signal b ? Of the analog aperture to a general ultrasonic flaw detector.
  • the noise component of the echo signal b 7 is because it is largely suppressed by the digital filter 1 8, can have contact to the general ultrasonic detector can accurately detect a defect.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to still another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 8 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the time setting unit 21a can calculate the data processing time required for the frequency discrimination processing in the digital filter 18a in addition to the delay time T D , the write time (measurement period) ⁇ ⁇ , and the read time TD. Set T p .
  • the read permission signal h of the first FIFO type register 12a is applied to the AND gate 15b and also to the data processing time counter 26. As shown in the time chart of FIG. 11, the data processing time counter 26 synchronizes with the falling edge of the read enable signal h and sets the data processing time set by the time setting unit 21 a ⁇ ⁇ And outputs the H-level data processing time signal o.
  • the second FIFO type register 1 2 b as shown in Taimuchiya one bets FIG. 1, the digital filter 18 at the time when you Keru data processing time T [rho has ended a, the digital full I filter 1 8 c and go written echo signal b output from a, each data at the frequency f R of 1 Z 5 Sa Prix ring frequency f s, at the time when the process of writing all of the data is completed, the original Data is sequentially read out at the fast sampling frequency f s and applied to the next DZA converter 22 as an echo signal b 6 .
  • the signal processing device configured ultrasonic flaw detector, the echo signal b 3 which is frequency discrimination process in the digital Fi le evening 1 8 a second FIFO type register 1 2 b it Accordingly, since it is revert to the echo signal b 6 having the original time axis, it is possible to obtain substantially the same effect as the embodiment shown in FIG.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to still another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 8 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • Digital filter 18, second FIFO type register 12 b, of DZA converter 22, first FIFO type register 12 a, first digital filter 18, second FIF 0 type register 1 For the signal storage processing circuit consisting of 2b, another signal storage processing circuit consisting of the third FIF 0 type register 12aa, the second digital filter 18b, and the fourth FIFO type register 12bb They are connected in parallel.
  • the first and second FIFO type registers 12a and 12b of the upper signal storage circuit are paired.
  • the delay time T D , write time (measurement time) ⁇ ⁇ , and read (processing time) T R , the first and second FIFO registers of the lower signal storage processing circuit 12 aa, 12 bb Delay time T dd , write time (measurement time) ⁇ ⁇ , and read (processing time) T RR can be set individually.
  • the write time (measurement time) ⁇ ⁇ ⁇ is added to the delay time T dd of the lower signal storage processing circuit and the delay time T D of the upper signal storage processing circuit. by the amount of time (T D + T M) than the setting child, a plurality of defect E Coat 5 a at different time positions in the echo signal on the b, 5 b, respectively and individually extracted, each digital filter 1 8, 18 frequency discrimination process using the b is feasible c then, the digital signal processed each echo signal b 6, b 66 synthesized by the echo of the original one analog by the D / a converter 22 it can be obtained signal b 7.
  • Each defect echo on the echo signal b 5 a, 5 b for measurement time (writing time) tau Micromax, scale defects tau Myumyu respectively, can be set to an optimum time width depending of the kind.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to still another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 8 are denoted by the same reference numerals. According to Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the synchronous averaging circuit 27 converts the digital echo signal b 2 output from the first FIF type 0 register 12 a every time the output cycle T Q of the ultrasonic pulse a elapses into a plurality of cycles (N a times). It has the function of averaging over all. Then, averaged for N a number of echo signals b 2, a digital echo signal b 8 is input to the second FIFO type register 1 2 b below.
  • Synchronization addition and averaging circuit 27 performs an averaging process of the echo signal b 2 by dividing click lock signal of a frequency f upsilon outputted from the frequency divider 1 6.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of the synchronous averaging circuit 27.
  • Each data of the write address constituting the echo signals b 2 for the first signal memory 28 is first write add- Specified by Rescue Counter 30a.
  • read der Dress RA j of when reading an echo signal b 2 stored in the first signal memory 2 8 is specified by the first read A Doresukau printer 3 0 b.
  • Each of the counters 30a and 30b is driven by the frequency-divided clock signal dj.
  • the read address of the first read address counter 30b is the average number of times Na in the area 28a with respect to the write address WAi of the first write address counter 30a. Initially, the value is delayed (smaller).
  • RA j WA j - N M ⁇ N a
  • each input echo signal b are sequentially stored in each address specified by the write address WA i which increases in synchronization with the frequency-divided clock signal.
  • WA i which increases in synchronization with the frequency-divided clock signal.
  • N a of times before the data of the same waveform position of the stored echo signals b 2 to the first signal Note Li 2 8 read ud d Re in synchronism with the write operation * S) o
  • Each data N a of times before the E co first signal b 2 read out from the first signal memory 2 8 is input to a subtracter 3 1 for next digital subtracting process.
  • the second signal memory 32 stores the added echo signal b, that is, the added echo signal b 88.
  • Has the N M ( 1 024) number of addresses, each te Isseki of 1 6 pit in each address can be stored.
  • Each data of the added echo signal output from the subtractor 31 is sequentially written into the second signal memory 32. Further, the added echo signal b 88 read from the second signal memory 32 is added to the adder
  • Shokomia drain scan WA 2 of each data of the addition echo signal from the subtracter 3 1 is designated by the second write address counter 33 a. Further, the read address RA 2 of each data of the addition the echo signal b 88 to be sent to the adder 29 is designated by the second read A Doresukau printer 33 b.
  • Each of the counters 30a and 30b is driven by the frequency-divided clock signal. Further, in synchronization with the divided clock signal, each of the four address counters 30a, 30b,
  • 33 and 33b are initially set to specify the same position on the waveform signal of the echo signal, that is, the same address in each area 28a and 1 to 1024 in the first signal memory 32. ing.
  • the adder 29 is the data of the second and the data of the signal memory 32 is read from the sum E code signal b 88 constituting a 6-bit configuration, 8-bit structure constituting the echo signals b 2 input And are added, and an added echo signal composed of 16-bit data is sent to the subtractor 31.
  • the subtractor 31 subtracts the 8-bit data of the echo signal read from the first signal memory 28 from the 16-bit data of the added echo signal input from the adder 29. Then, an addition echo signal composed of the subtracted 16-bit data is sent to the second signal memory 32 and also sent to the divider 34.
  • Divider 34 is composed of, for example, in bit Bok shifter foremost, by dividing the sum echo signal by an average number N a, the second FIF 0 type register 14 as the echo signal d 8, averaged Send to 1 2 b.
  • the first echo signal b 2 is input from the first FIF 0 type register 12 a
  • the first echo signal b 2 is stored in the first area 28 a of the first signal memory 28.
  • it is stored in the second signal memory 32.
  • nothing is serial billion in each ⁇ address area 28 a the read address is specified by the second signal memory 32 and the first signal memory 28, echo signals b 2 input adder
  • the signal passes through 29 and the subtractor 31 and is stored in the second signal memory 32.
  • the adder 29 adds the current echo signal and the previous (first) echo signal to generate an added echo signal.
  • the read address RA i of the first signal memory 28 is still Since nothing is stored in each address of the designated area 28 a, the added echo signal passes through the subtractor 31 and is stored in the second signal memory 32.
  • the echo signals are sequentially added to the second signal memory 32 until the average number of Na echo signals b 2 are input.
  • the average number N a more echo signals b 2 is Once entered, sent from the echo signal b 2 input to the new N a or to the subtracter 3 1 echo signal is read out previously entered.
  • the addition echo signal b 8 stored in the second signal memory 32.
  • the new echo signal b 2 is added, and the N a previous echo signal b 2 is subtracted. Therefore, the second signal memory 32 always adds the latest Na echo signals to the added echo signal b 88 3 ⁇ 4r ⁇ IB ".
  • the noise is lower than the method of synchronously averaging the waveforms of the one-sided amplitude after envelope detection of the echo signal.
  • the reduction effect can be increased.
  • the average number of times Na may be set as appropriate in the relationship between the count values WA ⁇ and R Aj of the first write address counter 30a and the first read address counter 30b. Can be changed easily.
  • the presence or absence of a defect is determined by comparing the signal level of the echo signal b and the threshold value for each ultrasonic pulse a . Therefore, even if it is sudden noise, it is determined that there is a defect.
  • the level of sudden noise exceeding this threshold can be reduced to lZNa, and this sudden noise is erroneously determined as a defect. Can be prevented from occurring. Therefore, the reliability of the entire device can be further improved.
  • Figure 16 shows the comparison between each echo signal waveform before input to the synchronous averaging circuit 27 and the echo signal waveform averaged by the synchronous averaging circuit 27 when the averaging count Na is set to 4. It can be understood that the SZN of the defect echo (F echo) in the averaged echo signal is greatly improved, as shown in the actual measurement diagram.
  • the synchronous averaging circuit 27 having the excellent noise reduction function described above can be applied to the embodiment device shown in FIG.
  • the noise component included in the echo signal output from the FIFO type register 12 can be significantly reduced.
  • FIG. 18 is a schematic view showing a main part of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to another embodiment of the present invention.
  • the signal processing unit for the echo signal b after the ultrasonic transmission / reception unit 1 is the same as that in the embodiment shown in FIG.
  • the subject 2a is conveyed at a speed V in a certain direction by, for example, an inspection line in a manufacturing factory by each conveying roller 35a, 35b, 36a, 36b. I have.
  • the probe 3 is provided in a non-contact manner with the subject 2 a by a support mechanism 38 in which water 37 is sealed.
  • the incident period T Q to the subject 2 a of the ultrasonic pulse a to adjust the moving velocity V of the object 2 a, with respect to the traveling direction of the subject 2 a for example
  • Each ultrasonic pulse a is incident on a different position in one interval.
  • Each echo signal b obtained by each ultrasonic pulse a. are averaged by a synchronous averaging circuit 27.
  • each of the Na echo signals d 2 sequentially input to the synchronous averaging circuit 27 becomes an echo signal at a position different by 1 mm.
  • each echo signal b contains many pseudo echoes due to the spread of reflection echo (S echo) and forest echo.
  • Each of these pseudo echoes greatly changes, including the phase, when the incident position of the ultrasonic pulse a with respect to the subject 2a is minutely changed. Therefore, by averaging a large number of echo signals, pseudo echoes included in the echo signals can be reduced.
  • FIG. 21 is a diagram showing an echo signal obtained by averaging each echo signal obtained by moving the incident position of the echo signal shown in FIG. 19 by a very small distance. As shown in the figure, it can be understood that the pseudo echoes near each of the surface echo (S echo) and the defect echo (F echo) are greatly reduced.
  • FIG. 22 is a schematic view showing a main part of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to another embodiment of the present invention.
  • seven probes 3a are arranged in one direction. For example, they are arranged at minute intervals such as 1 mm intervals. In addition. A plurality of probes arranged in this state are generally called array probes.
  • a pulse signal is applied to each probe 3 from a dedicated transmitting unit 39.
  • Each of the echo signals output from each of the seven probes 3a is received by a dedicated receiving unit 40, and each of the transmitting units 39 and each of the receiving units 40 has four multiplexers 41, 42, respectively. Is connected.
  • Each of the multiplexers 41 and 42 is switched by a multiplexer control unit 43 to which a trigger signal cj of, for example, an lms period is input from a trigger circuit 45. Also.
  • the echo signals output from the multiplexers 42 are combined and amplified by the amplifier 46.
  • the echo signal b amplified by the amplifier 46 is input to the AZD converter 11 in FIG.
  • the signal processing unit for the echo signals after the AZD converter 11 is the same as the signal processing unit shown in FIG. 14.
  • the c multiplexer control unit 43 controls the switching of each of the multiplexers 41 and 42 as follows. When the first trigger signal ci is output from the trigger circuit 45, the first multiplexer 41 selects the first transmitter 39, and the second multiplexer 41 selects the second transmitter 39. 3.
  • the fourth multiplexer 41 selects the third and fourth transmitters 39, respectively. Further, the first to fourth multiplexers 42 select the first to fourth receivers 40, respectively.
  • each of the first to fourth probes 3a is driven, and each echo signal is received from each of the first to fourth probes 3a and each of the first to fourth receivers 3a
  • the signals are received by the first to fourth multiplexers 42 through the section 40.
  • the four echo signals output from the first to fourth multiplexers 42 are combined and amplified by the amplifier 46 and sent to the AZD converter 11 as a new echo one signal b.
  • the first to fourth multiplexers 41 select the second to fifth transmitters 39, respectively, and the first to fourth multiplexers 41 are selected.
  • Each of the multiplexers 42 selects the second to fifth receiving units 40.
  • the amplifier 46 outputs an echo signal b for each of the second to fifth probes 3a.
  • the trigger circuits 45 to 3 When the third trigger signal ci is output, the first through fourth multiplexers 41 select the third through sixth transmitters 39, respectively, and the first through fourth multiplexers 42 each output the third multiplexer 34. -Select the sixth receiver 40. As a result, an echo signal b for each of the third to sixth probes 3a is output from the amplifier 46 in synchronization with the third trigger signal Cl.
  • the echo signal b corresponding to each of the fourth to seventh probes 3a is output from the amplifier 46.
  • the amplifier 46 When the fifth trigger signal c i is output from the trigger circuit 45, the amplifier 46 outputs the echo signal b for each of the first to fourth probes 3a.
  • the combination of the probe 3a selected for each trigger signal c ⁇ is limited to the combination of [1-4] [2-5] [3-6] [4-7] described above. It is not something to be done. For example, when nine probes 3a are used, every other one may be selected, such as an odd number or an even number, as in [1 3 5 7] [2468] [3579].
  • FIG. 23 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing device of an ultrasonic flaw detector according to still another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. Therefore, the detailed description of the overlapping part is omitted.
  • the clock signal d output from the clock signal generation circuit 10 is frequency-divided by the frequency divider 47 to 1 Zn i.
  • the divided clock signal is shaped into a trigger signal c with a short pulse width by a monostable circuit 48 (one-shot multivibrator MU).
  • the trigger signal c is applied to the delay circuit 13 d and the ultrasonic transmission / reception unit 1.
  • the clock signal generating circuit 10, the frequency divider 47, and the monostable circuit 48 constitute a trigger generating means.
  • the frequency range of the ultrasonic pulse a incident on the subject 2 Since the range is very large, 10 MBz or more, the sampling frequency f s indicated by the frequency of the clock signal d is about 25 MHz in order to satisfy the sampling theorem in the A / D converter 1]. It is necessary. On the other hand, in order to reduce the manufacturing cost of the AZD converter 11, a slightly lower frequency is desirable.
  • a clock signal generation circuit 10 sends a clock signal d for sampling from the clock signal generation circuit 10 to the AZD converter 11 and divides the same clock signal d to generate a trigger signal c. To the ultrasonic transmission / reception unit 1 and the delay circuit 13 d. The ultrasonic transceiver 1 synchronizes with the trigger signal c. To send a pulse signal to the probe 3.
  • the sampling frequency f. Of the A / D converter 11 is low, the amount of jitter can be greatly suppressed, the noise component contained in the echo signal can be surely canceled, and the manufacturing cost is low. As a result, the SZN of the echo signal can be further improved.
  • the present invention is not limited to the embodiments described above.
  • the FIF0 type register was used as storage means for storing each sampling data of the AZD-converted echo signal.

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Description

明 細 書 超音波探傷装置の信号処理方法及び信号処理装置 [技術分野]
本発明は、 被検体に超音波パルスを送波し、 被検体から検 出されたエコー信号を解析することにより被検体に存在する 欠陥を検出する超音波探検出装置に係わり、 特に、 検出され た高周波のエコー信号を一旦デジタル信号に変換した後、 こ のデジタル信号の雑音を低減させる信号処理方法及び信号処 理装置に関する。
[従来の技術]
超音波探傷装置は図 2 5に示すように構成されている。 超 音波送受信部 1は一定周期 T Q で鉄鋼材料等の被検体 2に直 接または水等の遅延材を介して取付けられた探触子 3へパル ス信号を送出する。 探触子 3は受信したパルス信号を、 図 2 6に示すように、 超音波パルス aに変換して被検体 2へ印 加する。 被検体 2内へ印加された超音波パルス aは被検体 2 の底面 2 aで反射して再度探触子 3で受波される。 探触子 3 は反射波を電気信号に変換して超音波送受信部 1へ送信する。 超音波送受信部 1はその電気信号を増幅してエコー信号 b と して信号処理装置 4へ送出する。
エコー信号 bには、 底面 2 aの反射波に対応する底面 （ B ) エコー 5 a と欠陥に起因する欠陥 （ F ) エコー 5 b とが含ま れる。 また、 超音波パルス aの周波数 f は探触子 3内に組込 まれている超音波振動子の厚さ等によって定まる。 探傷に使 用される超音波パルス a周波数 f は数 M H z〜十数 M H Zである, したがって、 エコー信号 bに含まれる底面エコー 5 aや欠陥 エコー 5 bの信号波形の周波数範囲は 0 B Z〜十数 M H Zの広い 範囲である。
信号処理装置 4は、 超音波送受信部 1から受信したエコー 信号 bに対して種々の信号処理を実施し、 信号処理結果およ び欠陥の有無を表示部 6に表示する。 この場合、 エコー信号 に対する信号処理を実施し、 エコー信号を表示するために、 信号処理装置 4には、 超音波送受信部 1から前記パルス信号 に同期する ト リガ信号 cが供給される。
このような構成の欠陥探傷装置において、 超音波送受信部 1から出力されるェコー信号 bには、 前記底面ェコ一 5 aお よび欠陥ェコ一 5 bの他に多く の雑音が含まれる。 このェコ 一信号 aに含まれる雑音が大きいと、 探傷結果の信頼性が大 きく損なわれる。 この雑音は大きく分けて電気性雑音と材料 性雑音の 2種類がある。
電気性雑音は、 探触子 3や超音波送受信部 1および接続ケ 一ブルなどに電磁波が混入することに起因する外部雑音や、 超音波送受信部 1内に組込まれた増幅器等が発生する内部雑 音等で構成される。
一方、 被検体 2内を伝搬する超音波は材料の結晶粒界で散 乱される。 この散乱された超音波が探触子 3で受波される。 探触子 3から出力されるエコー信号 b に前記受波された散乱 超音波か散乱エコーとして含まれる。 この散乱エコーが前記 材料性雑音である。
エコー信号 bに含まれるこれらの雑音を低減することは超 音波探傷を高精度で実施する上で極めて重要である。
従来、 このエコー信号 bに含まれる雑音成分を低減するた めにアナログフィ ルタが用いられていた。 例えば、 広い周波 数成分を持った電気性雑音に対しては超音波エコーの周波数 成分を通過させる B P F (バン ドパス ， フィ ルタ） が用いら れる。 また、 材料性雑音に対しては、 欠陥エコー 5 bの周波 数分布が散乱エコーのそれと比べて低く なることを利用して、 L P F (ローパス · フィ ルタ） または B P Fが用いられる。 このように、 アナログフイ ノレタを用いることによって、 ェコ 一信号 bに含まれる雑音成分を一定レベル以下に低減できる。 一般に、 欠陥エコーの周波数分布は被検体 2の超音波減衰 特性によって変化することが知られている。 したがって、 散 乱エコー等で代表される材料性雑音に対して B P Fを用いる 場合、 被検体 2に応じて最適な特性のフィ ルタを用いること が望ま しい。 しかし、 アナログフィ ルタの通過周波数特性は 簡単に変更できないので、 被検体 2の材質毎にその材質の超 音波減衰特性に対応した通過周波数特性を有した多数のフィ ルタを準備しておく必要がある。 このように、 被検体 2の材 料特性に応じてフィ ルタを使い分けることは、 操作性や経済 性を考慮すると、 実際問題と して困難である。
このような不都合を解消するためにデジ夕ル信号処理手法 が提唱されている。 すなわち、 超音波送受信部 1から出力さ れるエコー信号 bを A Z D変換する。 そして、 デジタル信号 に変換されたエコー信号に対してデジタルフィ ルタを用いて、 雑音成分を除去する。
例えば F I R (有限イ ンパルス応答） デジタルフィ ルタは 通過特性を自由に変更できるので、 被検体 2の材質に応じた 通過周波数特性を設定することによって、 エコー信号 bに対 して最適な雑音低減処理を施すことが可能である。
こ の方法を用いた場合の信号処理演算速度について試 算する。 例えば 1 2 8次の F I Rデジタルフ ィ ルタ処理 を 1 0 2 4点のデータについて行う ためには、 1 2 8 x 1 0 24回の積和演算が必要である。 1回の積和演算を 5回 の命令ステップで行うとすると、 （ 1 2 8 X 1 0 2 4 X 5 ) 回の命令ステップが必要である。 したがって、 例えば 4 0 M I P S程度の一般的なコンピュータを用いるとすると、 上 記演算処理に対して 1 2 8 X 1 0 24 X 5 Z (4 0 x 1 06 ) -約 1 6 m s の時間が必要である。 実際には、 この時間にメ モリ と C P U間のデータ転送の時間が加わるので、 さらに余 分に時間が必要である。
また、 製鉄所等では、 例えば鋼板等の移動している被検体 2に対して探傷するオンライ ン探傷が行われている。 この場 合、 被検体 2における探傷される部位は超音波パルス aの入 射した部位であるから、 超音波パルス aの繰り返し周期 T Q が長いと被検体 2の全面を探傷できないことになる。 このた め、 超音波パルス aの繰り返し周期 T Q は一般的に 1 m s以 内である。 エコー信号 bに対して前述したデジタル信号処理 を行うためには、 超音波パルス aの繰り返し周期 Τ β である 1 m s以内に信号処理演算を終了させる必要がある。
次に、 エコー信号 aが前述した数 M H z〜十数 M B zの高周波 の階段でデジタル信号処理するためには、 この高周波のェコ 一信号 bを直接 A Z D変換する必要がある。 エコー信号 bは 0 H z〜十数 M H zの広い周波数分布を有しているので、 サンプ リ ング定理から少なく とも 2 0 M H z以上のサンプリ ング周波 数 f s で A / D変換する必要がある。 さらに、 この高いサン プリ ング周波数 f s で順次作成される各サンプリ ングデータ に対して演算処理を行う必要がある。
以上説明したデジタル信号処理に関する 2つの条件を満た すためには、 1000 M I P S程度の演算速度を持つ高速なコン ピュー夕が必要である。 そのようなシステムは非常に高額で あるので、 実際の超音波探傷装置に組込むことは実際的でな い。
そこで、 デジタル信号を連続的に処理演算できる演算素子 の利用が考えられる。 この場合、 演算素子のサンプリ ング周 波数の周期に等しいタイ ミ ングでデジタル信号が入出力され、 連続的に信号処理演算が行われるので、 超音波パルス aの繰 り返し周期 より演算時間が長く なることはない。
しかしながら、 サンプリ ング周波数 f s = 2 Ο Μ Η ζ以上の 速度で動作するデジタルフィ ルタ演算素子は、 現状では実現 されていない。
このため、 超音波パルス aの繰り返し周期 T Q が 1 m s以 下の条件で動作させる必要のあるオンライ ン超音波探装置に おいては、 エコー信号に対してデジタル信号処理を行う こと は困難であつた。
また、 一般に、 超音波探傷においては、 前述した被検体材 料の結晶粒界からの反射に起因する林状エコーが発生する。 さ らに、 図 1 9に示すように、 被検体の表面で反射する表面 エコー （ Sエコー） のパルス幅が広く なる。 このような林状 エコーや表面エコーの近傍に生じるエコーは欠陥に起因する エコーではなく、 疑似エコーと呼ばれる。
この疑似エコーを低減する対策と して、 広帯域幅を有した 超音波パルスを被検体に入射して得られたエコー信号から周 波数フィ ルタを用いて疑似エコーを除去することが提唱され ている （特開平 2— 1 8 6 2 6 1号公報） 。 この除去方法は、 林状エコーの周波数に比較して欠陥エコーの周波数が低く な つていることを利用する。
しかし、 被検体材料によっては、 林状エコーの周波数と欠 陥エコーの周波数との間に顕著な差がなく、 上述したデジ夕 ルフィ ルを含む周波数弁別手法では林状エコーを除去しきれ ない場合がある。 また、 表面エコーの近傍の疑似エコーに関 しては、 この疑似エコーの周波数と欠陥エコーの周波数は基 本的に等しいので、 林状エコーの場合と同様に周波数フィ ル 夕では除去できない。 すなわち、 この疑似エコーを効果的に 除去する手法がなかった。
[発明の開示]
本発明の第 1の目的は、 超音波パルスの繰返し周期を短く 維持したままで、 ェコー信号に対するデジタル信号処理を行 つて雑音を低減することができる超音波探傷装置の信号処理 方法及び信号処理装置を提供するこ とである。
本発明の第 2の目的は、 上述した各目的に加えて、 効果的 に疑似エコーを除去でき、 微細な雑音及び突発的に札音も確 実に低減でき、 より欠陥検出精度を向上できる超音波探傷装 置の信号処理装置を提供することである。
第 1の目的を達成するために、 本発明においては、 被検体 からの反射波を受波する超音波送受信部から出力される高周 波のエコー信号を所定のサンプリ ング周波数でデジタル信号 に変換し、 超音波パルスの繰返し周期内における測定期間を 指定し、 デジタル信号に変換されたエコー信号の測定期間内 における各サンプリ ングデータをサンプリ ング周波数に等し い書込周波数で順次記憶し、 この記憶した各サンプリ ングデ 一夕を書込周波数より低い読出周波数で順次読出し、 この順 次読出したエコー信号をデジタルフィ ルタで周波数弁別処理 し、 この周波数弁別処理されたエコー信号に基づいて欠陥の 有無を判定する。
このように構成された本発明の動作原理を説明する。
前述したようにオンライ ン探傷を実行するためには超音波 パルス aの繰返し周期 T Q は数 m s以下である。 そして、 超 音波送受信部から出力される高周波のエコー信号 bのうち、 実際に欠陥の判定に必要な測定期間 T M は、 超音波パルス a 送波時刻から底エコーが人射されるまでの時間であり、 高々 数 1 0 / sであり、 前記超音波パルス aの繰り返し周期 T D 比べて格段に短い （T M 《T Q ) 。
そこで、 この測定期間 T M 内のエコー信号 bは高いサンプ リ ング周波数 f s で A Z D変換されてデジタル信号になる。 このデジタルに変換されたエコー信号を構成する各サンプリ ングデータのうち前記測定期間 τ Μ 内に入る各サンプリ ング データは前記サンプリ ング周波数 f s と 同一の書込周波数 f w を用いて例えば F I F 0 (先入れ先出し） 型レジスタか らなる記憶部へ記憶されていく。 そして、 この記憶部に記憶 された各サンプリ ングデータは書込周波数 f w より低い、 す なわち次のデジタルフィ ルタが十分データ処理できる読出周 波数 f R でもって順次読出される。
読出されたデジタルのエコー信号は次のデジタルフィ ルタ において雑音を最も効果的に減衰させる周波数特性でもって 周波数弁別処理される。 よって、 このデジタルフィ ルタを通 過したデジタルのエコー信号に含まれる雑音成分は大幅に低 減される。 そして、 雑音成分が低減されたエコー信号に基づ いて欠陥の有無が判定する。
この場合、 F I F 0型レジスタ等の記億部に記憶されるェ コー信号のサンプリ ングデータ数 N M は測定期間 T M 内に存 在するデータ数であるので、 記憶部に記憶された N M 個のサ ンプリ ングデータ全部を読出すために必要な時間 T R は（1 )
J¾wとなる o
T R = T M ( ハ … け） そして、 この読出時間 T R と前記測定期間 τ Μ とを加算し た時間が前記超音波パルスの繰り返し周期 T g より短ければ、 次の周期 T Q が開始された時点で、 F I F 0型レジスタに前 回のサンプリ ングデータが残ることはない。 よ って、 デジタルフ ィ ノレタは、 先のサ ンプリ ング周波数 f s より遅い読出周波数 f R で順次出力されてく るデジ夕ル データに対する処理を実施すればよい。 また、 一つの超音波 パルス aの繰り返し周期 T Q 内に演算処理する必要のあるデ ジタルデータ数 N M は、 エコー信号 bにおける繰り返し周期 T n 全期間に存在するデジタルデータ数に比較して格段に少 ないので、 前記繰り返し周期 T d 内で十分処理可能である。 すなわち、 デジタルフィ ルタと して特に高速処理を実行可 能な高性能のデジタルフィ ルタを用いる必要はない。
第 2の目的を達成するために、 本発明においては、 上述し た構成を有する信号処理装置におけるデジタルフィ ル夕の他 に同期加算平均フィ ルタが用いられる。 また、 デジタルフィ ル夕の代りに同期加算平均回路が用いられいる。
同期加算平均フィ ルタを用いることによって、 各超音波パ ルス aの繰り返し周期 T Q 毎にエコー信号を平均化でき、 雑 音低減化効率をさらに上昇できる。 この場合も、 デジタルフ ィ ルタと同様に特に高速処理を実行可能な高性能のフィ ルタ を用いる必要がない。
デジタルフィ ルタの代りに用いられる同期加算平均回路は 前述した伺期加算平均フィ ルタと同様に、 各測定期間 τ Μ 内 のデジタル化されたエコー信号を平均化する機能を有してい る。 各エコー信号に含まれる雑音成分はそれぞれ位相がラン ダムであるので、 多数のエコー信号を加算平均することによ つて、 各雑音成分が相殺されて、 全体と しての雑音成分は低 下し、 エコー信号に含まれる欠陥エコーの S / Nが上昇する。 [図面の簡単な説明]
図 1 は本発明の一実施例に係わる信号処理装置が組込まれ た超音波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 2は同実施例装置に組込まれたデジタルフィ ルタの概略 構成を示す模式図である。
図 3は同実施例装置の動作を示すタイムチヤ ー 卜である。 図 4 Aは同実施例装置の F I F 0型レジス夕へ入力される エコー信号の波形図である。
図 4 Bは同実施例装置の F I F 0型レジスタから出力され るエコー信号の波形図である。
図 5は本発明の他の実施例の信号処理装置が組込まれた超 音波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 6はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超音 波採傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 7はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超音 波探傷装置の概略構成を示すブロッ ク図である。
図 8はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超音 波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 9は同実施例装置の動作を示すタイムチヤー トである。 図 1 0はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超 音波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 1 1 は同実施例装置の動作を示すタイムチヤ ー トである c 図 1 2はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超 音波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 1 3は同実施例装置の動作を示すタイムチヤ一トである。 図 1 4はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超 音波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 1 5は同実施例装置における同期加算平均回路の概略構 成を示すブロッ ク図である。
図 1 6は同実施例装置の効果を示すエコー信号波形図であ る 0
図 1 7は同実施例装置の効果を示す平均回数 N a と S との関係を示す図である。
図 1 8はさ らに別の実施例の超音波探傷装置の信号処理装 置の要部を取出して示す模式図である。
図 1 9は一般的な反射エコーと欠陥エコーと疑似エコーと を含むエコー信号波形図である。
図 2 0は同実施例装置の動作を示すエコー信号波形図であ 0
図 2 1は同実施例装置にて疑似エコーが低減されたエコー 信号の波形図である。
図 2 2はさらに別の実施例の信号処理装置の要部を取出し て示すプロッ ク図である。
図 2 3はさらに別の実施例の信号処理装置が組込まれた超 音波探傷装置の概略構成を示すプロッ ク図である。
図 2 4は同実施例装置の効果を説明するためのタイ ムチヤ ー トである。
図 2 5は一般的な超音波探傷装置の概略構成を示す模式図 こ、'ある。
図 2 6は同超音波探傷装置の動作を示すタイ ムチヤ一トで ある。
[発明を実施するための最良の形態]
以下本発明の一実施例を図面を用いて説明する。
図 1は実施例の信号処理装置が組込まれた超音波探傷装置 全体を示すブロッ ク図である。 図 25に示す超音波探傷装置 と同一部分には周一符号が付してある。 したがって、 重複す る部分の詳細説明は省略されている。
クロッ ク信号発生回路 1 0は、 例えば、 周波数 f P = 25 MHZのク ロ ッ ク信号 dを出力する。 ク ロ ッ ク信号発生回路 1 0から出力されたクロック信号 dは超音波送受信部 1へ印 加される。 また、 このクロッ ク信号 dは、 A ZD変換器 1 1 , F I F O型レジスタ 1 2, 遅延回路 1 3, 書込時間カウンタ 14， 読出時間カウ ンタ 1 5, 分周器 1 6へも送出される。 超音波送受信部 1は入力されたクロッ ク信号 dを分周して 一定周期 TQ 毎にパルス信号を、 被検体 2に直接または水等 の遅延材を介して取付けられた探触子 3へ送出する。 探触子 3は受信したパルス信号を超音波パルス aに変換して被検体 2へ印加する。 被検体 2内へ印加された超音波パルス aは被 検体 2の底面 2 aで反射して再度探触子 3で受波される。 探 触子 3は反射波を電気信号に変換して超音波送受信部 1へ送 出する。 超音波送受信部 1は受信した電気信号を増幅してェ コー信号 bとして AZD変換器 1 1へ送出する。
A ZD変換器 1 1はク ロ ッ ク信号 dの周波数をサンプリ ン グ周波数 i s として用いて、 入力されたエコー信号 bを例え ば n ビッ 卜のデジタル信号に変換する。 デジタル信号に変換 されたエコー信号 b } は次の F I F O型レジスタ 1 2のデー 夕入力端子 D { へ印加される。
一方、 超音波送受信部 1はパルス信号を探触子 3へ送出す るタイ ミ ングに同期して ト リガ信号 cを遅延回路 1 3へ送出 する。 遅延回路 1 3は、 一種の力ゥンタで構成されており、 ト リガ信号 cが入力するとクロッ ク信号 dを用いて予め設定 された遅延時間 TD の計時を開始し、 遅延時間 TD の計時が 終了すると起動信号 eを書込時間カウンタ 14へ送出する。
なお、 この遅延時間 TD は、 探触子 3と被検体 2との間に 水やその他の遅延材が介挿された場合に、 エコー信号 bの測 定開始時間を遅らせるために設けられている。 実施例装置に おいては、 探触子 3と被検体 2との距離を水中 1 00 mmと しており、 被検体 2からの反射波を捉えるため
T D = 2 x l 00 mm ' 1480 m ' s = 1 35 ^ s に設定している。 なお、 音波の水中速度を 1480 mZ s と している。
書込時間カウ ンタ 14は、 起動信号 eが入力されると、 図 3に示すように、 F I F O型レジスタ 1 2の書込制御端子へ 書込許可信号 gを送出する。 そして、 予め定められた測定期 間 TM が終了すると、 書込時間カウンタ 14は前記書込許可 信号 gを解除する。 なお、 書込許可信号 gは次の読出時間力 ゥンタ 1 5へも送出される。
読出時間カウンタ 1 5は、 前記書込許可信号 gの立下りタ イ ミ ングに同期して、 F I F 0型レジスタ 1 2の読出制御端 子へ読出許可信号 hを送出する。 そして、 予め定められた読 出期間 TR が終了すると、 前記読出許可信号 hを解除する。 読出許可信号 hは同期加算平均フィ ルタ 1 7へも送出される。 なお、 この実施例においては、 読出期間 TR は測定期間 τΜ の 5倍の値に設定されている。 前記測定期間 TM 内には NM
( = 1 024) 個のサンプリ ングデータが含まれる。
—方、 分周器 16は入力したクロッ ク信号 dの周波数 f s
(= 25 MBz) を 1 /5 (N = 5) に分周して分周クロッ ク 信号 d j (周波数 f R = 5 MHz) と して、 F I F O型レジス 夕 1 2およびデジタルフィ ルタ 1 8, 同期加算平均フィ ルタ 1 7へ印加する。
F I F O型レジスタ 1 2は、 書込許可信号 gが Hレベル期 間 （測定期間 TM ) にデータ入力端子 D} へ入力されてく る nビッ トの各サンプリ ングデータをクロッ ク信号 dの周波数
(サンプリ ング周波数） に等しい書込周波数 f w でもって順 次記憶していく。 この実施例においては、 合計 1 024個の サンプリ ングデータが書込まれる。 そして、 読出許可信号 h が Hレベル期間 （読出期間 TR ) に記憶されている各サンプ リ ングデータを分周クロック信号 d j の周波数に等しい読出 周波数 f R でもってデータ出力端子 D2 から順次出力する。 読出周波数 f R でもって順次読出されたデジタルのエコー信 号 は次のデジタルフィ ルタ 1 8へ入力される。
デジタルフィ ルタ 1 8は、 例えば図 2に示すような、 分 周ク ロ ッ ク信号 d jの周波数 （ f R = 5 MHz) で動作する 1 28次の F I Rデジタルフ ィ ルタで構成されている。 す なわち、 この F I Rデジタルフ ィ ノレタは、 1 28俾の乗算 器 1 8 a と， 1 2 8個の加算器 1 8 b と、 1 2 8個の遅延 器 1 8 c とで構成されている。 なお、 C i 〜 C i ゥ βは 係 数 である。 また、 各遅延器 1 8 c は、 分周クロッ ク信号 d i の 周期 に相当する 2 0 0 n sの遅延を行う。 そして、 この F I Rデジタルフィ ルタは順次入力される合計 1 0 24個の 入力データ X ( k T j ) に対して（2) 式で示される積和演算 を実施して、 出力データ y ( k ) を得る。
128
y ( k T j ) = ∑ C j · x ( k - i T j )
i =l
k =一 oo〜 oo
… (2) なお、 この （2) 式に示される周波数弁別処理演算は当然前記 周期 1^ ( = 200ns ) 内に行われる。
デジタルフィ ルタ 1 8でもって（2) 式に示される周波数弁 別処理演算が実施されたデジタルのエコー信号 b 3 は次の同 期加算平均フィ ルタ 1 7へ入力される。
同期加算平均フィ ルタ 1 7は、 デジタルフィ ルタ 1 8から 順次出力される （2) 式で示されるエコー信号 b 3 を構成する 1 0 24個の各データに対して、 超音波パルス aの繰り返し 周期 T JJ 毎の平均を算出する。 具体的には、 同期加算平均フ ィ ルタ 1 7は、 読出時間カウ ンタ 1 5からの読出許可信号 h の立上がりに同期して、 次の周期にデジタルフィ ルタ 1 8か ら出力される同一タイ ミ ング位置の過去予め定められた規定 回数分の各データの加算平均を算出して、 新たな平均化工コ 一信号 b 4 と して次の欠陥判定部 1 9へ送出する。
欠陥判定部 1 9において、 入力された平均化エコー信号 b 4 は DZA変換器 1 9 aでも ってアナログのエコー信号 b 5 へ変換される。 エコー信号 b 5 は比較器 1 9 bによって. 予め定められた閥値 vs と比較され、 この閥値 vs を越える エコーが存在すると、 欠陥信号 kを次の表示部 20へ送出す る。 また、 アナログのエコー信号 b p も表示部 20へ送出さ れる。 表示部 20は、 エコー信号 b 5 および欠陥の有無情報 ¾■表不する。
このように構成された超音波探傷装置の信号処理装置の動 作を図 3に示すタイムチャー トを用いて説明する。
超音波パルス aの送波に同期して、 ト リガ信号 cが出力さ れる。 そして、 エコー信号 bが超音波送受信部 1から出力さ れる。 エコー信号 bは AZD変換器 1 1でデジタルのエコー 信号 へ変換される。 ト リガ信号 c出力から水等の遅延材 に起因する遅延時間 TD 経過後に、 書込許可信号 gが立上が り、 A/D変換器 1 1から出力されたデジタルのエコー信号 b 1 の 1 024個のサンプリ ングデータが F I F 0型レジス タ 1 2へ書込まれる。 この 1 024 (-N,, ) 個のサンプリ ングデータを書込むために所要時間、 すなわち測定期間 T M は、 A/D変換器 1 1の 25 MHzのサンプリ ング周波数 f s と同じ周波数で書込むので、 1個のデータに対して 40 n s となり、 全部で 40. 96 sである。
書込みが終了する と、 読出許可信号 hが立上がり、 F I F O型レジスタ 1 2に記憶されている 1 024個のサン プリ ングデータが順次読出される。 5MHzの読出周波数 f R で読出されるので、 読出には書込み所要時間に対して 5倍 の時間を要する。 したがって、 読出時間 TR は 40.49 X 5 = 203 sである。 例えば、 図 4 Aに示すエコー信号波形の場 合、 読出すと、 図 4 Bに示すように、 時間軸が 5倍に拡大さ れる。
次に、 デジタルフィ ルタ 1 8の演算時間について考える。 分周器 1 6でクロッ ク信号 d j の周波数 f R が先のサンプリ ング周波数 f s の 1 Z5の 5MHzであるので、 サンプリ ング データの読出間隔が 200 n s となり、 超音波パルス aの 1つ の繰り返し周期 TQ におけるエコー信号 b 2 に対する演算時 間は 1 024 x 200 n s = 204. 8 sである。
次に、 同期加算平均フィ ルタ 1 7の演算時間について考え る。 この同期加算平均フィ ルタ 1 7はデジタルフィ ルタ 18 から出力信号と して有効なデジタル信号が出力され始める 1 28 x 200 n s = 25. 6 u s後に演算を開始する。 そ して演算時間はデジタルフィ ルタ 1 8から出力されるデータ の出力間隔が 200 n sなので 204. 8 u s となる。
なお、 欠陥判定部 1 9はアナログ回路で構成されているの で、 判定に要する時間はほとんど無視できる。
このように、 一つの超音波パルス aに応じて出力されるェ コー信号 bに対するデジタル信号処理を、 オンライ ン探傷処 理に必要とされる超音波パルス aの繰り返し周期 Tn である 0. 5 m s以内で十分実施できる。 よって、 特に演算処理速 度が高い高性能のコンピュータを使用する必要がないので、 デジタル信号処理を採用することによって超音波探傷装置全 体の製造費が大幅に上昇することはない。
また、 電気性雑音や材料性雑音が多く含まれる高周波のェ コー信号 bに対してデジタルフィ ル夕処理演算や同期加算平 均フィ ルタ処理演算を容易に実施できるので、 材料種類や測 定条件に最適なフィ ルタ条件を設定するこ とによって、 ェコ 一信号に含まれる雑音成分を効果的に除去でき、 超音波探傷 装置の欠陥検出精度を大幅に向上できる。
図 5は本発明の他の実施例に係わる超音波探傷装置の信号 処理装置の概略構成を示すプロッ ク図である。 図 1の実施例 と同一部分には同一符号が付してある。 したがって、 重複す る部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 読出時間カウンタ 1 5 aのクロッ ク端子に分周器 1 6で 1 Z 5に分周されたクロッ ク信号 d が入力されている。 このような読出時間カウ ンタ 1 5 aにお いても、 図 3で示す読出時間 T n を計時するので、 図 1 の実 施例とほぼ同様の効果を得ることが可能である。
図 6は本発明の他の実施例に係わる超音波探傷装置の信号 処理装置の概略構成を示すプロッ ク図である。 図 1の実施例 と同一部分には同一符号が付してある。 したがって、 重複す る部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 書込時間カウンタ 1 4から出力さ れる書込許可信号 gは F I F 0型レジスタ 1 2へ送出される のみで、 読出時間カウンタ 1 5 cへは入力されない。 そして、 読出時間カウンタ 1 5 c には、 超音波送受信部 1から出力さ れる ト リ ガ信号 cが人力されている。 この読出時間カウ ンタ 1 5 cは、 ト リガ信号 cが入力すると、 図 3に示す遅延時間 T, と測定期間 τΜ を加算した待ち時間 （TR + τΜ ) の計 時を開始し、 この待ち時間 （TR + τΜ ) の計時が終了した 時点で、 読出許可信号 hを Hレベルに設定する。 そして、 読 出時間 TR の計時が終了すると、 この Hレベルの読出許可信 号 hを Lレベルに解除する。
したがって、 読出時間カウ ンタ 1 5 cは図 3で示す読出時 間 TR を計時するので、 図 1の実施例とほぼ同様の効果を得 ることが可能である。
図 7は本発明の他の実施例に係わる超音波探傷装置の信号 処理装置の概略構成を示すブロッ ク図である。 図 1の実施例 と同一部分には同一符号が付してある。 したがって、 重複す る部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 遅延回路 1 3 dが計時する遅延時 間 TD 、 書込時間カウンタ 14 dが計時する測定期間 TM お よび読出時間カウ ンタ 1 5 dが計時する読出時間 TR を外部 の時間設定部 2 1によって任意に設定変更可能と している。 超音波探傷装置が探傷する被検体 2の種類は様々である。 したがって、 被検体 2の形状によっては、 特に探傷したい範 囲を表面から浅い部分や、 深い部分等のように指定する必要 が生じる場合がある。 また、 被検体 2の厚みも大きく変化す る。 このように探傷範囲を変更したり、 探傷範囲を拡大 *縮 小すると、 エコー信号 bにおける測定期間 TM の位置を移動 したり、 測定期間 τΜ を延長または短縮する必要がある。 こ のような場合には、 時間設定部 21によって、 遅延時間 TD ， 測定期間 τΜ および読出時間 TR を最適値に設定する。 した がって、 この信号処理装置が組込まれた超音波探傷装置の適 用範囲を大幅に広げることができる。
図 8は本発明のさらに別の実施例に係わる超音波探傷装置 の信号処理装置の概略構成を示すブロッ ク図である。 図 7の 実施例と同一部分には同一符号が付してある。 したがって、 重複する部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 超音波送受信部 1から出力される エコー信号 bの信号路に沿って、 AZ変換器 1 1 , 第 1の F I F O型レジスタ 1 2 a， デジタルフィ ルタ 1 8, 第 2の F I F 0型レジスタ 1 2 b , DZA変換器 22, 及び外部の 欠陥判定部 23が配設されている。
クロッ ク信号発生回路 1 0から出力されるサンプリ ング周 波数 f s を有するクロ ッ ク信号 dは、 ANDゲー ト 14 eを 介して第 1の F I F 0型レジスタ 1 2 aの書込ク ロッ ク端子 へ印加される と共に、 A N Dゲー ト 24 aを介して第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bの読出クロッ ク端子へ印加される。 さ らに、 クロッ ク信号 dは DZA変換器 22のクロッ ク端子 へ印加される。
また、 分周器 16から出力される周波数 f R (= f s /5) を有する分周クロッ ク信号 は、 ANDゲー ト 1 5 bを介 して第 1の F I F 0型レジスタ 1 2 aの読出クロッ ク端子及 び第 2の F I F 0型レジスタ 1 2 bの書込クロッ ク端子へ印 加されると共に、 デジタルフィ ルタ 18のクロッ ク端子へ印 加される。
遅延回路 1 3 dから出力される起動信号 eは書込時間カウ ンタ 14 d及び処理時間カウンタ 1 5 aへ印加される。 書込 時間カウンタ 14 dは、 図 9のタイムチヤ一卜に示すように、 測定期間 （AZD変換時間） TM だけ Hレベルの書込許可信 号 gを A N Dゲー ト 1 4 eへ印加する。 その結果、 第 1の F I F 0型レジスタ 1 2 aは、 測定期間 （AZD変換時間） T M だけ A / D変換器 1 1から出力されたデジタルのエコー 信号 b i の各サンプリ ングデータをサンプリ ング周波数 f s と同一の書込周波数で順番に取込んで記億する。
また、 処理時間カウンタ 1 5 aは時間設定部 2 1にて設定 された読出時間 （信号処理時間） TR だけ Hレベルの読出許 可信号 hを A N Dゲー ト 1 5 bへ印加する。 その結果、 第 1の F I F 0型レジスタ 1 2 aは、 読出時間 （信号処理時 間） TR だけ記憶した各データをサンプリ ング周波数 f s の 1 Z5の読出周波数 f R で順番に読出して、 デジタルのェコ —信号 b 2 と して、 デシタルフィ ルタ 1 8へ送出する。
デジタルフィ ルタ 18は、 読出周波数 f n に対応する速度 で順次入力されるエコー信号 b 2 に対してリ アルタイムで前 述した周波数弁別処理を実施して、 雑音成分が除去されたェ コー信号 b 2 を第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bへ送出する。 処理時間カウ ンタ 1 5 aから出力された第 1の F I F 0 型レジスタ 1 2 aに対する読出許可信号 hは A N Dゲー ト 1 5 bの他に第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bの読出時間力 ゥンタ 24へ印加される。 読出時間カウ ンタ 24はこの第 1 の F I F O型レジスタ 1 2 aに対する読出許可信号 hが Hレ ベルから Lレベルへの立下り時刻から時間設定部 2 1にて設 定された読出時間 （計測時間） TM だけ Hレベルとなる読出 許可信号 mを ANDゲー ト 24 aへ印加する。
したがって、 第 2の F I F 0型レジスタ 1 2 bは、 図 9に 示すように、 第 1の F I F O型レジスタ 1 2 aのエコー信号 b 2 の読出開始時刻に同期して、 デジタルフィ ルタ 18から 出力されるエコー信号 b 3 の各データを、 第 1の F I F O型 レジスタ 1 2 aの読出周波数 f n に等しい書込周波数で順番 に取込んで記憶する。 そ して、 信号処理時間 （読出時間） TR が終了してエコー信号 b 3 の全部のデータが格納される と、 第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bは、 この記憶された各 データを元のサンプリ ング周波数 f s に等しい 5倍の読出周 波数でもって読出して、 エコー信号 b 6 として次の D/A変 換器 22へ印加する。
D/ A変換器 22は、 サンプリ ング周波数 f s でエコー信 号 b , の各データを取込んでアナログのエコー信号 b 7 へ変 換して、 外部の欠陥判定部 23へ送出する。
図 9は、 図 8に示した実施例装置の動作を示すタイムチヤ ー トである。 図示するように、 ト リガ信号 cに同期して遅延 回路 1 3 dが遅延時間 TD を計時し、 その後、 書込時間 （測 定期間） τΜ 及び信号処理時間 （読出時間） TR の計時が開 始される。 信号処理時間 （読出時間） TD が終了すると第 2 OF I F 0型レジスタ 1 2 bに対する読出時間 TM が開始す このように構成された超音波探傷装置の信号処理装置であ れば、 デジタルフィ ルタ 1 8において入力エコー信号に対す る周波数弁別処理を実施している期間のみ、 エコー信号の時 間軸を 2 5 M H zから 5 M H zの 5倍に拡大している。 そして、 デジタルフィ ルタ 1 8における周波数弁別処理が終了すると 元の時間軸に戻して、 アナログのエコー信号 b 7 に変換して いる。
アナログのエコー信号 b 7 に対する欠陥判定処理は、 ェコ 一信号における欠陥事象がたとえ 2 5 M H z程度の高い周波数 であっても十分欠陥判定処理可能できる。 したがって、 この アナ口グのエコー信号 b ? を一般の超音波探傷器に印加する ことによつて簡単に被検体 2に対する探傷を実施できる。
この場合、 エコー信号 b 7 の雑音成分はデジタルフィ ルタ 1 8で大幅に抑制されているので、 一般の超音波探傷器にお いても欠陥を精度よく検出できる。
図 1 0は本発明のさらに別の実施例に係わる超音波探傷装 置の信号処理装置の概略構成を示すプロッ ク図である。 図 8 の実施例と同一部分には同一符号が付してある。 したがって、 重複する部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 デジタルフィ ルタ 1 8 a と して、 第 1の F I F O型レジスタ 1 2 aから出力されるエコー信号 b 2 の全部のデータを一旦内部に格納した後、 この全部のデ ータを用いて周波数弁別処理を行い、 処理終了後にその処理 結果をデシタルのエコー信号 b 6 として出力するフィ ルタを 用いている。 したがって、 時間設定部 2 1 aは、 遅延時間 TD , 書込時 間 （測定期間） τΜ , 読出時間 TD の他に、 デジタルフィ ル タ 1 8 aにおける周波数弁別処理に必要なデータ処理時間 Tp を設定する。
第 1の F I F O型レジスタ 1 2 aに対する読出時問カウ ン 夕 1 5 aの読出許可信号 hは A N Dゲー ト 1 5 bへ印加され ると共に、 データ処理時間カウンタ 26へ印加される。 デー タ処理時間力ゥンタ 26は、 図 1 1のタイムチャー トに示す よ う に、 読出許可信号 hの立下り に同期して、 時間設定部 2 1 aにて設定されたデータ処理時間 Τρ の計時を開始し、 Hレベルのデータ処理時間信号 oを出力する。
データ処理時間 Τρ が終了すると、 データ処理時間信号 o が Lレベルへ立下り、 次の書込時間カウ ンタ 26 bが前記読 出時間 TR に相当する時間だけ Hレベルが継続する書込許可 信号 nを A N Dゲー ト 26 bへ印加すると共に、 第 2のの F I F O型レジスタ 1 2 bの読出時間カウ ンタ 24へ印加す O
したがって、 第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bは図 1 1の タイムチヤ一トに示すように、 デジタルフィ ルタ 18 aにお けるデータ処理時間 Τρ が終了した時点で、 このデジタルフ ィ ルタ 1 8 aから出力されるエコー信号 b , の各データをサ ンプリ ング周波数 f s の 1 Z 5の周波数 f R で書込んでいく c そして、 全部のデータの書込処理が終了した時点で、 元の速 いサンプリ ング周波数 f s でデータを順次読出して、 エコー 信号 b 6 と して次の DZA変換器 22へ印加する。 このように構成された超音波探傷装置の信号処理装置にお いても、 デジタルフィ ル夕 1 8 aにおいて周波数弁別処理さ れたエコー信号 b 3 を第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bを用 いることによって、 元の時間軸を有したエコー信号 b 6 に戻 すことができるので、 図 8に示した実施例とほぼ同じ効果を 得ることができる。
さらに、 この実施例においては、 時間設定部 2 1 aのデー タ処理時間 Tp を変更することによって、 デジタルフィ ルタ 18 aにおける周波数弁別処理内容を任意に変更できる。
図 1 2は本発明のさらに別の実施例に係わる超音波探傷装 置の信号処理装置の概略構成を示すブロッ ク図である。 図 8 の実施例と同一部分には同一符号が付してある。 したがって、 重複する部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 図 8に示す超音波送受信部 1から 出力されるエコー信号の信号路に揷入された A/D変換器 1 1 , 第 1の F I F O型レジスタ 1 2 a， 第 1のデジタルフ ィ ルタ 1 8， 第 2の F I F O型レジスタ 1 2 b, DZA変換 器 22のうち、 第 1の F I F O型レジスタ 1 2 a , 第 1のデ ジタルフィ ノレタ 18, 第 2の F I F 0型レジスタ 1 2 bから なる信号記憶処理回路に対して、 第 3の F I F 0型レジスタ 1 2 a a , 第 2のデジタルフィ ルタ 18 b, 第 4の F I F O 型レジスタ 1 2 b bからなる別の信号記憶処理回路が並列接 続されている。
そして、 時間設定部 2 1 bにおいて、 上段の信号記億処理 回路の第 1 , 第 2の F I F O型レジスタ 1 2 a, 1 2 bに対 する遅延時間 TD ， 書込時間 （計測時間） τΜ , 読出 （処理 時間） TR に対して、 下段の信号記憶処理回路の第 1 , 第 2 の F I F O型レジスタ 1 2 a a , 1 2 b bに対する遅延時間 Tdd, 書込時間 （計測時間） τΜΜ, 読出 （処理時間） TRRが 個別に設定可能である。
したがって、 図 1 3のタイムチャー トに示すように、 下段 の信号記憶処理回路の遅延時間 Tddを、 上段の信号記憶処理 回路の遅延時間 TD に書込時間 （計測時間） τΜ を加算した 時間 （TD + TM ) 以上に設定するこ とによって、 エコー信 号 b上における互いに異なる時間位置における複数の欠陥ェ コー 5 a , 5 bをそれぞれ個別に抽出して、 各デジタルフィ ルタ 1 8, 18 bを用いた周波数弁別処理が実施可能である c そして、 デジタル信号処理された各エコー信号 b 6 , b 66を 合成して D/ A変換器 22で元の一つのアナログのエコー信 号 b 7 を得ることができる。
このように構成することによって、 図 8の実施例とほぼ同 様の効果が得られるのみならず、 AZD変換器 1 1及び DZ A変換器 22がそれぞれ 1台で、 複数の欠陥エコー 5 a , 5 bを解析できる。
また、 エコー信号 b上の各欠陥エコー 5 a, 5 bに対する 計測時間 （書込時間） τΜ , τΜΜをそれぞれ欠陥の規模， 種 類の応じて最適時間幅に設定できる。
図 14は、 本発明のさらに別の実施例に係わる超音波探傷 装置の信号処理装置の概略構成を示すブロッ ク図である。 図 8の実施例と同一部分には同一符号が付してある。 したがつ て、 重複する部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 図 8に示す実施例装置におけるデ ジタルフィ ルタ 1 8が同期加算平均回路 27に置き換えられ ている。 この同期加算平均回路 27は第 1の F I F 0型レジ スタ 1 2 aから超音波パルス aの出力周期 TQ 経過する毎に 出力されるデジタルのエコー信号 b 2 を複数周期 （N a回） に亘つて平均化する機能を有する。 そして、 N a個のエコー 信号 b 2 の平均化された、 デジタルのエコー信号 b 8 が次の 第 2の F I F O型レジスタ 1 2 bへ入力される。
同期加算平均回路 27は分周器 1 6から出力された周波数 f υ の分周ク ロ ッ ク信号 にてエコー信号 b 2 の加算平均 処理を実行する。
図 1 5は同期加算平均回路 27の概略構成を示すプロッ ク 図である。 第 1の F I F O型レジスタ 1 2 aから分周クロッ ク信号 の周波数 f R と同一の読出周波数 f R で順次読出 されるエコー信号 b 2 を構成する NM (- 1 024) 個の 8 ビッ ト （ n = 8) 構成の各データは第 1の信号メモ リ 28へ 書込まれると共に、 デジタル加算処理を行う加算器 29に入 力される。
第 1の信号メ モ リ 28は、 図示するよ う に、 ェコー信号 b 2 を記億する 256個の領域 28 aが形成されている。 し たがって、 各領域 28 aは NM (= 1 024) 個のア ドレス を有し、 各ア ドレスには 8ビッ トの各データが記憶可能であ る。 この第 1の信号メモリ 28に対する前記エコー信号 b 2 を構成する各データの書込ア ドレス は第 1の書込ア ド レスカウ ンタ 3 0 aで指定される。 また、 この第 1 の信号メ モリ 2 8に記憶されているエコー信号 b 2 を読出す場合の読 出ア ドレス R A j は第 1 の読出ア ドレスカウ ンタ 3 0 bで指 定される。 各カウンタ 3 0 a , 3 0 bは前記分周ク ロッ ク信 号 d j で駆動される。
さらに、 第 1の読出ア ドレスカウンタ 3 0 bの読出ァ ドレ ス は第 1 の書込ア ドレスカウ ンタ 3 0 aの書込ァ ドレ ス W A i に対して領域 2 8 a の平均回数 N a倍だけ遅れた (小さい） 値になるように初期設定されている。
R A j = W A j - N M · N a
= W A j - 1 0 2 4 · N a ··· (3) すなわち、 入力された各エコー信号 b。 の各データは分周 ク ロ ッ ク信号 に同期して増加する書込ア ドレス W A i の 指定する各ア ドレスに順番に格納されていく。 同時に、 N a 回前にこの第 1 の信号メ モ リ 2 8に記憶されたエコー信号 b 2 の同一波形位置の各データがこの書込動作に同期して読 ud dれ *S) o
なお、 書込ァ ドレス W A i 及び読出ァ ドレス R A i は第 1 の信号メモリ 2 8の最終ァ ドレスまで達すると、 先頭のァ ド レスに戻る。
この第 1の信号メモリ 2 8から読出された N a回前のェコ 一信号 b 2 の各データは次のデジタル減算処理を行う減算器 3 1 に入力される。
また、 第 2の信号メモリ 3 2は加算された 1個のエコー信 号 b、 すなわち加算エコー信号 b 88を構成する記憶するため の NM (= 1 024) 個のア ドレスを有し、 各ア ドレスには 1 6ピッ トの各テ一夕が記憶可能である。 この第 2の信号メ モリ 32には、 前記減算器 3 1から出力された加算エコー信 号の各データが順次書込まれる。 さ らに、 この第 2の信号メ モリ 32から読出ざれた加算エコー信号 b 88は前記加算器
29へ人力される。
減算器 3 1からの加算エコー信号の各データの書込ァ ドレ ス WA2 は第 2の書込ア ドレスカウンタ 33 aで指定される。 また、 加算器 29へ送出する加算エコー信号 b 88の各データ の読出ア ドレス RA2 は第 2の読出ア ドレスカウ ンタ 33 b で指定される。 各カウンタ 30 a, 30 bは前記分周ク ロッ ク信号 で駆動される。 さらに、 分周ク ロ ッ ク信号 に 同期して、 前記 4個の各ア ドレスカウンタ 30 a , 30 b,
33 , 33 bがエコー信号の波形信号上における同一位置、 すなわち各領域 28 a及び第 1の信号メ モ リ 32内の 1〜 1 024のなかの同一ァ ドレスを指定するように初期設定さ れている。
加算器 29は第 2の信号メモリ 32から読出された加算ェ コー信号 b 88を構成する 1 6ビッ ト構成の各データと、 入力 されたエコー信号 b 2 を構成する 8ビッ ト構成の各データと を加算して、 それぞれ 1 6ビッ ト構成のデータからなる加算 エコー信号を減算器 3 1へ送出する。
減算器 3 1は、 加算器 29から入力された加算エコー信号 の 1 6ピッ ト構成の各データから第 1の信号メモリ 28から 読出されたエコー信号の 8ビッ ト構成の各データを減算する。 そして、 減算された 1 6ビッ ト構成のデータからなる加算ェ コー信号を第 2の信号メモ リ 32へ送出すると共に、 除算器 34へ送出する。
除算器 34は、 例えばビッ 卜 シフタ一で構成されており、 加算エコー信号を平均回数 N aで除算して、 平均化された エコー信号 d 8 と して図 14の第 2の F I F 0型レジスタ 1 2 bへ送出する。
このように構成された同期加算平均回路 27の動作を説明 する。
最初、 エコー信号 b 2 が全く入力していない初期状態にお いては、 第 1の信号メモリ 28の各領域 28 a及び第 2の信 号メモリ 32には全く エコー信号の各データは記憶されてい ない。
そして、 第 1の F I F 0型レジスタ 1 2 aから第 1回目の エコー信号 b 2 が入力すると、 第 1の信号メモリ 28の先頭 の領域 28 aに記億される。 同時に、 第 2の信号メモリ 32 に記憶される。 最初は第 2の信号メモリ 32及び第 1の信号 メモリ 28の読出ア ドレス が指定する領域 28 aの各 ァ ドレスには何も記億されていないので、 入力したエコー信 号 b 2 は加算器 29及び減算器 3 1を素通り して第 2の信号 メモリ 32に格納される。
第 2回目のエコー信号 b 2 が入力すると、 加算器 29は今 回のエコー信号と前回 （ 1回目） のエコー信号とを加算して、 加算エコー信号を作成する。 しかし、 平均回数 N a > 2の場 合は、 まだ、 第 1の信号メモリ 28の読出ア ドレス R A i が 指定する領域 2 8 aの各ァ ドレスに何も記億されていないの で、 加算エコー信号は減算器 3 1を素通り して第 2の信号メ モリ 3 2に格納される。
このように、 平均回数 N a個のエコー信号 b 2 が入力され るまでは、 第 2の信号メモリ 3 2にエコー信号が順次加算さ れていく。 そして、 平均回数 N a以上のエコー信号 b 2 が入 力されると、 新規に入力したエコー信号 b 2 から N a個前に 入力したエコー信号が読出されて減算器 3 1へ送出される。
すなわち、 第 2の信号メモリ 3 2に記憶されている加算ェ コー信号 b 8。は新規のエコー信号 b 2 が入力されると、 この 新規のエコー信号 b 2が加算され、 N a個前のエコー信号 b 2 が減算される。 したがって、 第 2の信号メモリ 3 2は常 時最新の N a個のエコー信号を加算した加算エコー信号 b 88 ¾r δύ IB "る。
よって、 除算器 3 4からは、 最新の N a個のエコー信号を 平均化したエコー信号 b 8 が出力される。
このように構成された超音波探傷装置の信号処理装置にお いては、 前述したように、 各エコー信号 b 2 に含まれる各雑 音成分はそれぞれ位相がランダムであるので、 多数のエコー 信号を加算平均することによって、 各雑音成分が相殺されて、 全体と しての雑音成分は低下し、 エコー信号に含まれる欠陥 エコーの S が上昇する。
また、 エコー信号の両側振幅波形のデータに対する同期平 均とすることができるので、 ェコー信号を包絡線検波した後 の片側振幅信号波形を同期平均する手法に比較して、 雑音低 減効果を大き く できる。
さ ら に、 平均回数 N aを第 1の書込ア ド レスカ ウ ン タ 30 a及び第 1の読出ァ ドレスカウ ンタ 30 bのカウ ン ト値 WA } , R Aj の関係を適宜設定するこ とによって簡単に変 更できる。
また、 多数のエコー信号を平均化することによって、 突発 的な大きな雑音を抑制できる。 すなわち、 超音波パルス aは 1秒間に 1000回以上入射されているので、 目視で観察してい る限りにおいては、 たとえ閥値を越える突発的な大きな雑音 が入力したとしても人間は識別できない。
しかし、 オンライ ン探傷装置においては、 各超音波パルス a毎に、 エコー信号 bの信号レベルと閥値とを比較して、 欠 陥の有無を判定している。 したがって、 たとえ突発的な雑音 であっても、 欠陥有り と判断される。
そこで、 エコー信号を平均化することによって、 上述した 通常の雑音の他に、 この閥値を越える突発的な雑音のレベル を l ZN aに低減でき、 この突発的な雑音を欠陥と誤判定す ることを未然に防止できる。 よって、 装置全体の信頼性をさ らに向上できる。
図 1 6は平均回数 N aを 4に設定した場合における、 同期 加算平均回路 27へ入力前の各エコー信号波形と、 同期加算 平均回路 27にて平均化されたエコー信号波形との比較を示 す実測図である、 図示するように、 平均化されたエコー信号 における欠陥エコー （Fエコー） の SZNが大幅に向上して いるこ とが理解できる。 また、 上述した優れた雑音低減機能を有する同期加算平均 回路 2 7を図 1 に示した実施例装置に適用することが可能で ある。
すなわち、 図 1 の実施例装置におけるデジタルフィ ルタ 1 8を前記同期加算平均回路 2 7に置き換えると共に、 同期 加算平均フィ ルタ 1 7を除去することが可能である。
このよ う に、 デジタルフ ィ ルタ 1 8を同期加算平均回路 2 7に置き換えたとしても、 F I F O型レジスタ 1 2から出 力されるエコー信号に含まれる雑音成分を大幅に低減できる。
図 1 8は本発明の他の実施例に係わる超音波探傷装置の信 号処理装置の要部を取出して示す模式図である。 なお、 超音 波送受信部 1以降のエコー信号 b に対する信号処理部は図 1 4に示す実施例と同じてある。
この実施例においては、 被検体 2 aは例えば製造工場にお ける検査ライ ンを各搬送ローラ 3 5 a , 3 5 b , 3 6 a , 3 6 bでもって一定方向に速度 Vで搬送されている。 そして、 探触子 3は水 3 7が封入された支持機構 3 8によって、 被検 体 2 aに非接触に設けられている。
そして、 この実施例においては、 超音波パルス aの被検体 2 aに対する入射周期 T Q と前記被検体 2 aの移動速度 Vと を調整して、 被検体 2 aの進行方向に対して、 例えば 1 間 隔のそれぞれ異なる位置に各超音波パルス aが入射される。 各超音波パルス a にて得られる各エコー信号 b。 は同期加算 平均回路 2 7で平均化される。
このように構成された超音波探傷装置の信号処理装置にお いては、 同期加算平均回路 2 7へ順次入力される N a個の各 ェコー信号 d 2 はそれぞれ 1 mmずつ異なる位置のエコー信号 となる。 各エコー信号 b には、 図 1 9に示すように、 反射ェ コー （ Sエコー） の広がりや林状エコーに起因する疑似ェコ 一が多く含まれる。
この各疑似エコーは超音波パルス a の被検体 2 a に対する 入射位置を微小位置変化させると位相を含めて大きく変化す る。 よって、 多数のエコー信号を加算平均するこ とによって、 エコー信号に含まれる疑似エコーを低減できる。
図 2 1は図 1 9に示すエコー信号を入射位置を微小距離づ つ移動させたて得られる各エコー信号を平均化したエコー信 号を示す図である。 図示するように表面エコー （ Sエコー） や欠陥エコー （ Fエコー） の各近傍の疑似エコーは大幅に低 減されることが理解できる。
図 2 0は、 被検体 2 aの移動速度 Vを 2 . 5 m Z s と し、 超音波パルス aの入射周期 T を 1 m s (周波数 f Q = 1 k H z ) とし、 平均回数 N aを 4に設定した場合における、 同 期加算平均回路 2 7へ入力される 4つの各位置 P i , Ρ 2 , P , , Ρ Α の各エコー信号 b 2 と、 同期加算平均回路 2 7か ら出力された平均化された 1つのエコー信号 b 8 との関係を 示す図である。 欠陥エコーの近傍に存在してたて林状エコー (疑似エコー） のレベルが大幅に低減したことか理解できる。 図 2 2は本発明の他の実施例に係わる超音波探傷装置の信 号処理装置の要部を取出して示す模式図である。
この実施例においては、 7個の探触子 3 aが一方方向に例 えば 1 mm間隔等の微小間隔で配列されている。 なお。 この状 態に配列された複数の探触子を一般にァレイ探触子と称して いる。 各探触子 3 にはそれぞれ専用の送信部 39からパル ス信号が印加される。 そして、 7個の各探触子 3 aから出力 される各エコー信号はそれぞれ専用の受信部 40で受信され 各送信部 39及び各受信部 40にはそれぞれ 4台づつのマ ルチプレクサ 4 1 , 42が接続されている。 そして、 各マル チプレクサ 4 1 , 42は ト リガ回路 45から例えば l m s周 期の ト リガ信号 c j が入力されるマルチプレクサ制御部 43 にて切換制御される。 また。 各マルチプレクサ 42から出力 されるエコー信号は増幅器 46で合成されて増幅される。 増 幅器 46で増幅されたエコー信号 bは図 14の AZD変換器 1 1へ入力される。 この AZD変換器 1 1以降のエコー信号 に対する信号処理部は図 14に示す信号処理部と同じである c マルチプレクサ制御部 43は各マルチプレクサ 4 1， 42 を次のように切換制御する。 ト リガ回路 4 5から 1番目の ト リガ信号 c i が出力されると、 1番目のマルチプレクサ 4 1 は 1番目の送信部 3 9を選択し、 2番目のマルチプレクサ 4 1は 2番目の送信部 39を選択し、 3. 4番目の各マルチ プレクサ 4 1はそれぞれ 3, 4番目の各送信部 39を選択す る。 さ らに、 1〜4番目の各マルチプレクサ 42はそれぞれ 1〜4番目の各受信部 40を選択する。
その結果、 1〜4番目の各探触子 3 aが駆動され、 1〜4 番目の各探触子 3 aから各エコー信号が 1〜4番目の各受信 部 4 0を介して 1〜4番目の各マルチプレクサ 4 2へ受信さ れる。 1〜4番目の各マルチプレクサ 4 2から出力された 4 つのエコー信号は増幅器 4 6で合成， 増幅されて新たなェコ 一信号 b として AZD変換器 1 1へ送出される。
ト リガ回路 4 5から 2番目の ト リガ信号 c i が出力される と、 1〜4番目の各マルチプレクサ 4 1 はそれぞれ 2〜 5番 目の送信部 3 9を選択し、 1 〜 4番目の各マルチプレクサ 4 2はそれぞれ 2〜 5番目の受信部 4 0を選択する。 その結 果、 2番目の ト リガ信号 c に同期して、 増幅器 4 6から 2 〜 5番目の各探触子 3 aに対するエコー信号 bが出力される, 同様に、 ト リガ回路 4 5から 3番目の ト リガ信号 c i が出 力されると、 1〜4番目の各マルチプレクサ 4 1 はそれぞれ 3〜 6番目の送信部 3 9を選択し、 1〜4番目の各マルチプ レクサ 4 2はそれぞれ 3〜 6番目の受信部 4 0を選択する。 その結果、 3番目の ト リガ信号 C l に同期して、 増幅器 4 6 から 3〜 6番目の各探触子 3 aに対するエコー信号 bが出力 される。
さらに、 ト リガ回路 4 5から 4番目の ト リガ信号 c j が出 力されると、 増幅器 4 6から 4〜 7番目の各探触子 3 aに対 するェコー信号 bが出力される。
また、 ト リガ回路 4 5から 5番目の ト リガ信号 c i が出力 されると、 増幅器 4 6から 1〜4番目の各探触子 3 aに対す るエコー信号 bが出力される。
すなわち、 ト リガ信号 c iが 4回出力される と、 探触子 3 aの組合わせが順番に変化していく 4種類のエコー信号 b が出力される。
この 4種類のエコー信号 bは、 実質的に図 1 8に示す被検 体 2 aを 1 rainづっ移動させることと同様に、 超音波パルス a の入射位置を移動させる効果を有する。 したがって、 同期加 算平均回路 27における平均回数 N aを 4に設定することに よって、 被検体 2を実際に移動させる事なく 、 エコー信号に 含まれる疑似エコーを低減できる。
なお、 各 ト リガ信号 c { 毎に選択する探触子 3 aの組合わ せは、 上述した [ 1〜4] [2〜 5] [3〜6] [4〜 7] の組合わせに限定されるものではない。 例えば、 探触子 3 a を 9個用いた場合においては、 [ 1 3 5 7] [2468] [3579] のように、 奇数番目また偶数番目のように一つ おきに選択してもよい。
図 23は本発明のさらに別の実施例に係わる超音波探傷装 置の信号処理装置の概略構成を示すプロ ッ ク図である。 図 1 の実施例と同一部分には同一符号が付してある。 したが つて、 重複する部分の詳細説明は省略されている。
この実施例においては、 クロッ ク信号発生回路 1 0から出 力されるクロッ ク信号 dは分周器 47で 1 Zn i に分周され る。 分周されたクロッ ク信号は単安定回路 48 ( 1 ショ ッ ト マルチバイブレータ MU) でパルス幅が短い ト リガ信号 cに 波形整形される。 ト リガ信号 cは遅延回路 1 3 d及び超音波 送受信部 1へ印加される。 クロッ ク信号発生回路 1 0, 分周 器 47及び単安定回路 48は ト リガ発生手段を構成する。
—般に、 被検体 2に入射される超音波パルス aの周波数範 囲は 1 0 MBz以上と非常に広いので、 A /D変換器 1 ] にお けるサンプリ ング定理を満たすためにはク ロッ ク信号 dの周 波数で示されるサンプリ ング周波数 f s は 25 MHz程度必要 である、 一方、 AZD変換器 1 1の製造費を抑制するために は、 少しでも低い周波数か望ま しい。
しかし、 単に 25 MHzのクロッ ク信号 dで駆動するのみで は、 図 24に示すように、 A ZD変換器 1 1に印加されるク 口ッ ク信号 dと超音波送受信部 1から出力される ト リガ信号 c とが同期していないので、 A ZD変換器 1 1におけるサン プリ ングタイ ミ ングが最大 40 n sだけ変動する。 この変動 量 （ジッ夕） は、 同期加算平均回路 27において、 図示する ように、 各エコー信号 b。 の各データの採取位置 （サンプリ ング位置） において、 最大 40 n sずれることが生じること を意味する。
例えば、 周波数 1 0 MBzの超音波パルス aの場合、 1周期 が 1 00 n sであるので、 上述した変動誤差 4 O n sはこの 周期のほぼ半波長に相当する。 したがって、 N a個のテ一夕 信号 b 2 を加算平均した場合に、 雑音成分がうま く相殺され ない場合も発生して、 最良の S Nを確保できない懸念があ そこで、 図 23に示すように、 一つのク ロ ッ ク信号発生回 路 1 0から A ZD変換器 1 1へサンプリ ング用のクロッ ク信 号 dを送出すると共に、 同一クロッ ク信号 dを分周して、 ト リガ信号 c として超音波送受信部 1及び遅延回路 1 3 dへ印 加している。 超音波送受信部 1はこの ト リガ信号 cに同期し て探触子 3へパルス信号を送出する。
よって、 たとえ A/D変換器 1 1に対するサンプリ ング周 波数 f . が低く ても、 ジッタの発生量を大幅に抑制でき、 ェ コー信号に含まれる雑音成分を確実に相殺でき、 低い製造費 用でもってエコー信号の S ZNをより一層向上できる。
なお、 本発明は上述した各実施例に限定されるものでは ない。 各実施例装置においては、 AZD変換されたエコー 信号の各サンプリ ングデータを記憶する記憶手段と して、 F I F 0型レジスタを用いた。 しかし、 F I F O型レジスタ の代りに、 書込端子と読出端子とが個別に設けられたデュア ルポ一ト RMAを用いることも可能である。

Claims

請求の範囲
1 . 被検体に一定周期で超音波パルスを送波し、 反射波を受 波する超音波送受信部から出力される高周波のエコー信号に 基づいて前記被検体に存在する欠陥を検出する超音波探傷装 置の信号処理方法において、
前記エコー信号を所定のサンプリ ング周波数でデジタル信 号に変換し、
前記一定周期内における測定期間を指定し、
前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記測定期間 内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング周波数 に等しい書込周波数で順次記憶し、
この記憶した各サンプリ ングデータを前記書込周波数より 低い読出周波数で順次読出し、
この順次読出したエコー信号をデジタルフィ ル夕で周波数 弁別処理し、
この周波数弁別処理されたエコー信号に基づいて前記欠陥 の有無を判定する超音波探傷装置の信号処理方法。
2 . 被検体に一定周期で超音波パルスを送波し反射波を受波 する超音波送受信部から出力される高周波のエコー信号に基 づいて前記被検体に存在する欠陥を検出する超音波探傷装置 の信号処理装置において、
前記エコー信号を所定のサンプリ ング周波数でデジ夕ル信 号に変換する A Z D変換手段と、
前記一定周期内における測定期間を指定する測定期間指定 手段と、
前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記測定期間 内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング周波数 に等しい書込周波数で順次記憶し、 この記億した各サンプリ ングデータを前記書込周波数より低い読出周波数で順次出力 する記憶手段と、
この記憶手段から順次出力されたエコー信号を周波数弁別 処理するデジタルフィルタと、
この周波数弁別処理されたエコー信号に基づいて前記欠陥 の有無を判定する欠陥判定手段と
を備えた超音波探傷装置の信号処理装置。
3 . 前記測定期間指定手段は、 前記一定周期の開始時刻から 所定の遅延時間を計時する遅延回路と、 この遅延回路におけ る遅延時間の計時終了後に、 前記記記憶手段へ前記測定期間 だけ書込許可信号を送出する書込時間カウンタとで構成され た請求の範囲 2記載の超音波探傷装置。
4 . 前記測定期間指定手段は、 前記一定周期の開始時刻から 設定された遅延時間を計時する遅延回路と、 この遅延回路に おける遅延時間の計時終了後に、 前記記憶手段へ前記測定期 間だけ書込許可信号を送出する書込時間カウンタと、 前記遅 延回路及び書込時間力ゥンタに対して前記遅延時間及び測定 期間を設定する時間設定部とで構成された請求の範囲 2記載 の超音波探傷装置。
5 . 前記記憶手段は F I F 0型レジスタである請求の範囲 2 記載の超音波探傷装置の信号処理装置。
6 . 前記デジタルフィ ルタと前記欠陥判定手段との間に、 前 記デジタルフィ ルタから前記一定周期経過する毎に出力され るエコー信号を複数周期に亘つて平均化する同期加算平均フ ィ ルタを設けた請求項 2記載の超音波探傷装置の信号処理装
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7 . 前記欠陥判定手段は、 前記同期加算平均フィ ルタから出 力された平均化エコー信号をアナ口グ信号に変換する D A 変換手段と、 この D Z A変換手段から出力される平均化工コ 一信号の最大信号レベルが所定の閥値を越えたとき欠陥信号 を出力する比較手段とで構成された請求項 6記載の超音波探 傷装置の信号処理装置。
8 . 被検体に一定周期で超音波パルスを送波し、 反射波を受 波する超音波送受信部から出力される高周波のエコー信号に 基づいて前記被検体に存在する欠陥を検出する超音波探傷装 置の信号処理装置において、
前記エコー信号を所定のサンプリ ング周波数でデジタル信 号に変換する A Z D変換手段と、
前記一定周期内における測定期間を指定する測定期間指定 手段と、
前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記測定期間 内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング周波数 に等しい書込周波数で順次記憶し、 この記憶した各サンプリ ングデータを前記書込周波数より低い読出周波数で順次出力 する第 1の記憶手段と、
この第 1の記億手段から順次出力されたエコー信号を周波 数弁別処理するデジタルフィルタと、
このデジタルフィルタから出力されるエコー信号の各デー タを順次記憶し、 この記憶された各データを前記サンプリ ン グ周波数と同一周波数の読出周波数でもつて順次出力する第 2の記億手段と、
この第 2の記憶手段から順次出力されるエコー信号をアナ 口グ信号に変換する D Z A変換手段と
を備えた超音波探傷装置の信号処理装置。
9 . 前記デジタルフィ ルタは、 前記第 1の記憶部から出力さ れるエコー信号の全部のデータを一旦内部に格納した後、 こ の全部のデータを用いて周波数弁別処理を行い、 処理終了後 にその処理結果をデシタルのエコー信号として出力すること を特徴とする請求の範囲 8記載の超音波探傷装置の信号処理
1 0 . 前記 D / A変換手段にてアナログ信号に変換されたェ コー信号に基づいて前記欠陥の有無を判定する欠陥判定手段 を備えた請求の範囲 8記載の超音波探傷装置の信号処理装置,
1 1 . 被検体に一定周期で超音波パルスを送波し、 反射波を 受波する超音波送受信部から出力される高周波のエコー信号 に基づいて前記被検体に存在する欠陥を検出する超音波探傷 装置の信号処理装置において、
前記エコー信号を所定のサンプリ ング周波数でデジタル信 号に変換する A Z D変換手段と、
前記一定周期内における互いに異なる第 1 , 第 2の測定期 間を指定する測定期間指定手段と、 前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記第 1 の測 定期間内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング 周波数に等しい書込周波数で順次記憶し、 この記憶した各サ ンプリ ングデーダを前記書込周波数より低い読出周波数で順 次出力する第 1 の記憶手段と、
この第 1の記憶手段から順次出力されたエコー信号を周波 数弁別処理する第 1のデジタルフィルタと、
この第 1のデジタルフィ ルタから出力されるエコー信号の 各データを順次記憶し、 この記憶された各データを前記サン プリ ング周波数と同一周波数の読出周波数でもつて順次出力 する第 2の記憶手段と、
前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記第 2の測 定期間内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング 周波数に等しい書込周波数で順次記憶し、 この記憶した各サ ンプリ ングデータを前記書込周波数より低い読出周波数で順 次出力する第 3の記憶手段と、
この第 3の記億手段から順次出力されたエコー信号を周波 数弁別処理する第 2のデジタルフィルタと、
この第 2のデジタルフィ ルタから出力されるエコー信号の 各データを順次記憶し、 この記憶された各データを前記サン プリ ング周波数と同一周波数の読出周波数でもつて順次出力 する第 4の記憶手段と、
前記第 2， 第 4の記憶手段から出力された各エコー信号を 信号合成して一つのアナ口グ信号に変換する A変換手段 と を備えた超音波探傷装置の信号処理装置。
1 2 . 前記 D Z A変換手段にてアナログ信号に変換されたェ コー信号に基づいて前記欠陥の有無を判定する欠陥判定手段 を備えた請求の範囲 1 1記載の超音波探傷装置の信号処理装 } ο
1 3 . 前記第 1， 第 2 , 第 3及び第 4の記憶手段は F I F 0 型レジスタである請求の範囲 1 1記載の超音波探傷装置の信 号処理装置。
1 4 . 被検体に一定周期で超音波パルスを送波し、 反射波を 受波する超音波送受信部から出力される高周波のエコー信号 に基づいて前記被検体に存在する欠陥を検出する超音波探傷 装置の信号処理装置において、
前記エコー信号を所定のサンプリ ング周波数でデジ夕ル信 号に変換する A Z D変換手段と、
前記一定周期内における測定期間を指定する測定期間指定 手段と、
前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記測定期間 内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング周波数 に等しい書込周波数で順次記憶し、 この記憶した各サンプリ ングデータを前記書込周波数より低い読出周波数で順次出力 する記憶手段と、
この記憶手段から前記一定周期経過する毎に出力されるェ コー信号を複数周期に直って平均化する同期加算平均回路と、 この同期加算平均回路から出力されるエコー信号に基づい て前記欠陥の有無を判定する欠陥判定手段と を備えた超音波探傷装置の信号処理装置。
1 5 . 被検体に一定周期で超音波パルスを送波し、 反射波を 受波する超音波送受信部から出力される高周波のエコー信号 に基づいて前記被検体に存在する欠陥を検出する超音波探傷 装置の信号処理装置において、
前記ェコ一信号を所定のサンプリ ング周波数でデジ夕ル信 号に変換する A Z D変換手段と、
前記一定周期内における測定期間を指定する測定期間指定 手段と、
前記デジタル信号に変換されたエコー信号の前記測定期間 内における各サンプリ ングデータを前記サンプリ ング周波数 に等しい書込周波数で順次記憶し、 この記憶した各サンプリ ングデータを前記書込周波数より低い読出周波数で順次出力 する第 1 の記憶手段と、
この第 1 の記憶手段から前記一定周期経過する毎に出力さ れるエコー信号を複数周期に亘つて平均化する同期加算平均 回路と、
この同期加算平均回路から出力されるエコー信号の各デー タを順次記憶し、 この記憶された各データを前記サンプリ ン グ周波数と同一周波数の読出周波数でもって順次出力する第 2の記憶手段と、
この第 2の記憶手段から順次出力されるエコー信号をアナ 口グ信号に変換する D Z A変換手段と
を備えた超音波探傷装置の信号処理装置。
1 6 . 前記 D Z A変換手段にてアナログ信号に変換されたェ コー信号に基づいて欠陥の有無を判定する欠陥判定手段を備 えた請求の範囲 1 5記載の超音波探傷装置の信号処理装置。
1 7 . 前記第 1 , 第 2の記憶手段は F I F 0型レジスタであ る請求の範囲 8又は 1 5記載の超音波探傷装置の信号処理装 置。
1 8 . 前記同期加算平均回路は、
前記記憶手段から順次出力されるエコー信号を常に最新の 所定個数記憶する第 1の信号メモリ と、
加算された 1個の加算エコー信号を記憶する第 2の信号メ モリ と、
前記第 1の信号メモリ における最新のエコー信号から規定 個数先に書込まれれたエコー信号を読出す信号読出手段と、 前記 F I F 0型レジスタから順次出力されるエコー信号と 前記第 2の信号メモリから読出された加算エコー信号とを加 算する加算部と、
この加算部から出力された加算エコー信号から前記信号読 出手段にて読出された 1個のエコー信号を減算する減算部と、 この減算部から出力された加算エコー信号を前記第 2の信 号メモリへ新たな加算エコー信号と して書込む加算エコー信 号更新手段と、
前記減算部から出力された加算エコー信号を除算して平均 化されたエコー信号を得る除算部と
で構成された請求項 1 5記載の超音波探傷装置の信号処理装
IS. 0
1 9 . 前記被検体に対する前記超音波パルスの入射位置を相 対移動させる相対移動手段を備えたことを特徴とする請求項 1 5記載の超音波探傷装置の信号処理装置。
2 0 . 前記 A Z D変換手段のサンプリ ングタイ ミ ングに同期 し、 かつサンプリ ング周期より長い周期の ト リガ信号を前記 超音波送受信部に印加する ト リガ信号発生手段を備えたこと を特徴とする請求項 1 5記載の超音波探傷装置の信号処理装
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