TWI591953B

TWI591953B - Actuator with brushless two-phase DC motor and the use of the DC motor

Info

Publication number: TWI591953B
Application number: TW104129720A
Authority: TW
Inventors: Adrian Huwiler; Sacha Soltermann
Original assignee: Siemens Schweiz Ag
Priority date: 2014-10-30
Filing date: 2015-09-09
Publication date: 2017-07-11
Also published as: EP3213402B1; TW201622338A; WO2016066307A1; EP3016266A1; US20170244345A1; CN107112875A; CN107112875B; EP3213402A1; US10033311B2

Description

具有無刷二相直流馬達的致動器及該直流馬達的用途

本發明涉及一種用於活門或閥之致動器(actuator)，其用於調整氣體形式的或流動的體氣流(volume gas flow)，特別是用於大廈之暖氣、通風或空調。此致動器具有一無刷的直流馬達、一連接在該直流馬達之後的減速傳動器、以及一用於活門或閥之傳動器側的驅動器。此致動器另外包括：一馬達控制單元，用於控制該直流馬達；以及一電壓供應單元。該直流馬達具有：一具有電樞繞組的靜子；以及一可相對於該靜子而旋轉的轉子，其具有在圓周方向中交替的永久磁極。

相對於靜子而言，轉子位於徑向外側。此外，轉子係與彈簧單元相連接，藉此使轉子在由一種靜止狀態偏移時被施加一種反驅動力。於是，在電壓供應器故障時對該致動器而言仍可使活門或閥安全地閉鎖。馬達控制單元具有電性可控制的開關元件，其作為直流馬達用的定位單元以便以可預設的旋轉方向來施加一種旋轉動量(moment)。馬達控制單元另外須設置成使電樞繞組依據預設的旋轉方向及轉子的旋轉狀態以經由該開關元件而連接至電壓供應單元。直流馬達之轉子另外與一彈簧單元連接，藉此使轉子在由一種靜止狀態偏移時被施加一種反驅動力。

直流馬達中在操作時必須進行相位(phase)的整流。直流馬達之相位的接通因此另外與直流馬達之轉子的旋轉狀態有關。該整流可提供正確的電流至直流馬達之各相位。

整流藉由所謂整流電刷來進行。然而，此種構成具有損耗性。因此，先前技術中整流通常以電子方式來進行。轉子之旋轉狀態的偵測或測得例如可藉由所謂霍爾(Hall)感測器來達成，其原理例如可由US-專利申請案2005/0001570 A1之揭示內容得知。

由國際性的揭示內容WO 2005/119898 A2及WO 2013/045186 A2中已知另一致動器，其允許在未設有感測器下偵測出轉子的旋轉狀態。

由前述的先前技術開始，本發明的目的是提供一種致動器，其在技術上較不昂貴且因此成本較有利。

本發明的上述目的以請求項之獨立項的特徵來達成。有利的實施形式描述在請求項之附屬項中。

本發明的核心在於使用無刷二相直流馬達以取代用於致動器之三相無刷直流馬達。此種二相直流馬達長久以來以高的件數使用在全部之其它技術領域，即，用於驅動個人電腦(PC)-通風機。相較於三相直流馬達，此種二相直流馬達在建造上和電路技術上可大為簡化地構成且因此可成本較有利地製成。

本發明亦基於以下的認知：此種馬達儘管其用於通風機操作時必需設有唯一的旋轉方向但仍可在二個旋轉方向中操作。

依據本發明，直流馬達因此是無刷二相直流馬達，其具有：一形成為四重(quadruple)-T-電樞的靜子，各電樞分別具有電樞繞組；以及一可對該靜子旋轉的轉子，其具有四個在圓周方向中交替的永久磁極。電樞繞組須互相連接，使二個相鄰的電樞繞組在電流激勵時不再形成相同極性的磁極。

此外，依據本發明，馬達控制單元以特別有利的方式使每相位分別只具有一個或二個電性可控制的開關元件以作為二相直流馬達用的定位單元，以便以可預設的旋轉方向來施加一種旋轉動量，即，總共只有二個或四個開關元件。

反之，依據先前技術，例如，前述之WO 2005/119898 A2及WO 2013/045186 A2，典型上對三相之電子式整流而言需要六個開關元件。

依據一實施形式，該致動器具有一在信號-或資料技術上與馬達控制單元相連接的磁場感測器，以基於磁性測得之在圓周方向中交替的永久磁極來測定該轉子的旋轉狀態。因此，轉子的每一旋轉都可測得四個磁極交替。

依據一有利的實施形式，須配置磁場感測器，以便在直流馬達處於無電流狀態時，各別由永久磁鐵所產生的磁場在該磁場感測器之位置為最大。此種無刷二相直流馬達在無電流狀態時，即，在無電流激勵的狀態時，具有制止動量，此時無刷二相直流馬達保持在無負載狀態。依據本發明而使用之無刷二相直流馬達因此是一種具有制止動量的馬達。在四種可能的旋轉狀態中，轉子相對於靜子分別具有其具能量的最小磁場強度。亦可使用舌簧繼電器(reed relay)來取代磁場感測器，舌簧繼電器在最小磁場時使電性接觸點閉合。

若第二磁場感測器在轉子之圓周方向中相對於第一磁場感測器例如以一種介於5度和40度之間的角度，較佳是22.5度，而配置著，就像US-專利申請案2005/0001570 A1中所述者那樣，則由二個感測器信號中可測得轉子之明確的旋轉方向。磁場感測器亦可以是(無磁滯的)霍爾感測器或舌簧繼電器。然後，由每一上述旋轉狀態開始，可藉由適當的電流激勵明確地在二個預設的旋轉方向中控制該轉子。

當磁場感測器是具有切換式(switching)磁滯的數位式霍爾感測器時特別有利，其依據測得之磁場極性(即，北極或南極)以及最小磁場強度來切換其數位狀態。此種數位霍爾感測器例如在典型名稱US1881下可由Melexis公司購得。依據典型變化，此種霍爾感測器在到達最小磁場強度及磁極時切換成高狀態或低狀態。在待測的磁場去掉之後，上述狀態保持穩定。然後，只有在到達具有相反極性的最小磁場強度時該切換狀態才切換成低-或高狀態。此種具有切換式磁滯的霍爾感測器在馬達處於無電流狀態時配置在轉子區域中當時由永久磁鐵產生的磁場為最大之處。

於是，可有利地只藉由唯一的磁場感測器來測得該轉子之明確的旋轉方向。該轉子因此可藉由適當的電流激勵而明確地在二個預設的旋轉方向之一方向中受到控制，例如就像起動一旋轉式移動一樣。

或是，光學媒體，例如，反射光障(light barrier)或分叉光障，或旋轉設定器，亦可用來測得該轉子的旋轉狀態。

依據另一實施形式，靜子之T-電樞的電樞繞組通常相串聯。串聯電路的二個末端形成第一和第二橋終端。馬達控制單元具有由四個開關元件構成的H-橋作為定位單元以激勵電流，其中H-橋輸入側是與電壓供應單元之第一和第二電壓面連接且輸出側是與二個橋終端連接。第一電壓面可以處於接地電位以作為參考面。反之，第二電壓面可以具有正的供應電壓。

此種不同形式之特殊優點在於，可以唯一的導線特別簡易地捲繞該四個電樞繞組，該導線依序地且考慮到繞線概念而捲繞所有四個電樞繞組。

依據先前實施形式之另一較佳的實施形式，靜子之二個相面對的T-電樞之電樞繞組分別串聯著。其餘二個電樞繞組同樣串聯著。串聯電路之一末端分別形成一共同的馬達終端且串聯電路之其餘二個末端形成第一和第二推挽式(push-pull)終端。馬達控制單元具有二個可以推挽式來控制的開關元件以作為定位單元，其中該二個開關元件之開關接點分別與電壓供應單元之第一電壓面連接。第二電壓面與共同的馬達終端連接。該二個推挽式終端是與該二個開關元件之其餘的開關接點連接。

此種實施形式的特殊優點在於，靜子的捲繞耗費較少且特別是只使用二個開關元件。

此外，由於二相直流馬達之控制特別簡單，則所需之較少組件亦可直接組裝在或設置在馬達之電路載體上。於是，二相直流馬達甚至可用於-或擴大至以230伏或120伏之交流電壓或24伏的直流電壓來直接驅動。

反之，在前述的先前技術WO 2005/119898 A2及WO 2013/045186 A2中需要六個開關元件，其中各別靜子需要高很多的接線-和捲繞耗費，同時需要高很多的電路技術上之耗費以控制該六個開關元件。

另一較明顯的優點在於，由用於電子式整流之二個開關元件構成的串聯電路是不需要的，此串聯電路會造成二倍的歐姆損耗。於是，在與先前的實施形式及本文開頭所述的無刷直流馬達之3-相控制互相比較下，本實施形式具有較高的效率。

先前之實施形式的開關元件較佳是開關電晶體，例如，場效電晶體(FET)。

依據一實施形式，前述的馬達控制單元具有一控制單元，其能以時脈(clock)來控制該二個開關元件。馬達控制單元具有一電流測定單元以測得馬達終端中的馬達電流且提供當時電流值給該控制單元。此外，該控制單元用於進行一種SFOC-方法以運用所測得的當時電流值來測定該轉子的旋轉狀態。「SFOC」(Sensorless Field Oriented Control)的全名是無感測器之場定向的控制，其可由磁通量的測定導出轉子的旋轉狀態，磁通量係與所測得的電流成比例。此種習知的方法在先前提及的WO 2013/045186 A2中亦已為人所知。

另一方式或是額外地，馬達控制單元可具有一控制單元，其能以時脈(clock)來控制該二個開關元件。馬達控制單元對各別施加至推挽式終端上的推挽式電壓具有一電壓測定單元，以提供各別的電壓值給該控制單元。該控制單元用於進行一種SLBDC-方法以運用所測得的當時電壓值來測定該轉子的旋轉狀態。在「SBLDC」(Sensorless Brushless Direct Current)中測定且運用直流馬達的電壓。由於在每一時間點進行整流時電流未供應至二個馬達相位之一，則該相位可用於測量所感應的電壓。依據推挽式電壓的外形，可估計整流切換的時間點且由此導出該轉子的旋轉狀態。此種習知的方法同樣在本文開頭所提及的WO 2013/045186 A2中已為人所知。

上述的控制單元較佳是一種設有處理器的微控制器。此種微控制器可另外具有電壓測量輸入端(例如就像類比/數位-轉換器一樣)及/或電流測量輸入端。

進行SFOC-或SBLDC-方法較佳是藉由電腦程式來進行，其將SFOC-或SBLDC-方法塑造成適當的程式步驟且然後在此種微控制器上執行。

依據一實施形式，當在預設的旋轉方向(即，右轉或左轉)中到達第一額定旋轉狀態或較佳是在等待時間結束之後所測得-或所偵測的轉子旋轉狀態不能再偵測出有改變時，馬達控制單元係用於使實際上已調整的馬達電流下降至第一止動電流值。該等待時間典型上是在0.1秒至1秒的範圍中。

於是，對此種致動器而言可有利地使功率需求或電流需求下降。

依據先前實施形式以外的另一種實施形式，馬達控制單元用於：當預設的旋轉方向中所測得的或所偵測的轉子之旋轉狀態不再偵測出有改變時，以步級方式使實際上已調整的馬達電流下降。換言之，儘管已施加了旋轉動量該轉子仍保持靜止且在抵抗機械的最後止動下才開始運轉。馬達控制單元另外用於：使馬達電流在一段時間下降至一下降電流值，直至所測得的或所偵測的轉子之旋轉狀態的改變又可被偵測到為止，以將馬達電流調整至第二止動電流值，其係該下降電流值和安全電流值之和。在此種情況下，轉子在相反的旋轉方向中向後運行一個步級且隨後保持在此旋轉狀態中。

於是，對此種致動器而言可有利地使功率需求或電流需求可靠地下降。此外，可考慮該致動器所需之最小止動電流之與熱有關的改變。

依據二個先前實施形式以外之另一種實施形式，馬達控制單元用於：當預設的旋轉方向中所測得的或所偵測的馬達旋轉狀態不再偵測出有改變時，以步級方式使實際上已調整的馬達電流下降。馬達控制單元另外用於：使馬達電流在一段時間下降至一下降電流值，直至所測得的或所偵測的馬達旋轉狀態的改變又可被偵測到為止，以將馬達電流調整至第二止動電流值，其係該下降電流值和安全電流值之和。在此種情況下，轉子在相反的旋轉方向中向後運行一個步級。最後，該馬達控制單元用於：使馬達電流在一段時間中又提高，直至轉子的旋轉狀態之改變又可被偵測到為止，以將馬達電流調整至第二止動電流值，其係該下降電流值和安全電流值之和。

在與先前的實施形式比較下，該轉子及該致動器抵抗最後止動又準確地回到第一旋轉狀態且保持在該狀態中。如前所述，對此種致動器而言亦能可靠地使功率需求或電流需求下降。此處，同樣情況下在所需的最小止動電流中可考慮與熱有關的改變。

依據一較佳的實施形式，馬達控制單元具有一控制單元，其能以時脈(clock)來控制所述開關元件。該控制單元用於：藉由開關元件之重疊式脈寬調變控制器將流經電樞繞組之馬達電流調整至一預設的電流額定值。於是，功率需求或電流需求仍可再下降。

另一方式是，電壓供應單元可以是可調的時脈式電壓供應單元，其可具有一控制輸入端(例如，電壓輸入端)或串聯埠介面(SPI)之類的資料介面，以調整至一由馬達控制單元之控制單元所預設的電壓值且將此電壓值在輸出側提供至第二電壓面。在此種情況下，為整流而設的開關元件之重疊式脈寬調變控制器已不需要。於是，直流馬達之電樞繞組中的高頻交流電流損耗下降。電壓供應單元另外可具有一在輸出側的高頻(HF)-濾波器。

依據另一實施形式，電壓供應單元具有一在輸入側的終端以連接至供應電流的主電源。另一方式是或額外地，電壓供應單元具有電能儲存器。於是，該致動器可不中斷地操作。

本發明的優點在於：使用無刷二相直流馬達，其具有旋轉方向測定器以針對一活門或一閥之致動器來驅動連接於該測定器之後的減速傳動器，以便調整一種氣體形式的或流動的體氣流，特別是對大廈加熱、通風或進行空調。此種直流馬達通常用在個人電腦(PC)-通風機中、具有一特別簡單的構造且由於PC-市場中零件數很多而在成本上很有利。

本發明的上述特性、特徵和優點及其以何種方式和形式達成在與以下各實施例相結合下將變得更清楚且更容易了解，各實施例將結合圖式來詳述。於此，各圖式以示意圖顯示。

1‧‧‧致動器

2‧‧‧活門

3‧‧‧馬達、直流馬達

4‧‧‧減速傳動器

5‧‧‧驅動器

6‧‧‧靜子

7‧‧‧轉子

8‧‧‧磁場感測器

9‧‧‧電路載體、電路板

10‧‧‧馬達控制單元

11‧‧‧控制單元、微控制器

12‧‧‧轉子之正側

20‧‧‧電壓供應單元、電壓供應器

A‧‧‧旋轉軸

C1-C4‧‧‧電樞繞組

D‧‧‧導線

G‧‧‧共同的馬達終端

GND‧‧‧第一電壓面、參考電壓面、接地

HS‧‧‧霍爾感測器信號、感測器信號

H1,H2‧‧‧止動電流值

iM‧‧‧馬達電流

IM‧‧‧電流測量值

iU‧‧‧推挽式終端電流U

iV‧‧‧推挽式終端電流V

iX‧‧‧橋終端電流X

iY‧‧‧橋終端電流Y

△M‧‧‧安全電流值

MI‧‧‧電流測定單元

MU‧‧‧電壓測定單元

N,S‧‧‧永久磁極

N‧‧‧北極

R‧‧‧下降電流值

S‧‧‧南極

S1,S2；Z1-Z4‧‧‧開關元件、開關電晶體、場效電晶體

SW‧‧‧額定值、開-/關命令

t‧‧‧時間

T1-T4‧‧‧T-電樞

U,V‧‧‧推挽式終端

uU,uV‧‧‧推挽式電壓

UU,UV‧‧‧電壓測量值

VCC‧‧‧第二電壓面

W‧‧‧軸

X,Y‧‧‧橋終端

第1圖是致動器的一範例，其具有馬達控制單元、直流馬達和連接於其後的減速傳動器，用於驅動活門。

第2圖是例示性的無刷二相直流馬達之圖解，其用作本發明之致動器中的驅動器。

第3圖至第5圖是第一、第二和第三實施形式之馬達控制單元之示意性的構造圖，其具有連接於其上的二相直流馬達，各實施形式分別具有磁場感測器以用於測定直流馬達之旋轉狀態。

第6圖和第7圖是第四和第五實施形式之馬達控制單元之示意性的構造圖，其相連接之二相直流馬達的無感測器之旋轉狀態的測定係以SFOC-方法和SLBDC為主。

第8圖是依據第3圖在每次整流序列時運用具有切換式磁滯的數位式霍爾感測器之感測器信號向右或向左控制直流馬達。

第9圖是依據第3圖和第4圖藉由重疊式脈寬調變控制器來對馬達電流或推挽式終端電流之大小作可行的控制之一範例。

第1圖顯示致動器1的一範例，其具有：一馬達驅動單元10，具有相連接的直流馬達3；一連接於直流馬達3之後的減速傳動器4；以及一用於活門2之驅動器5，活門2用於調整氣體形式的體氣流，例如，調整大廈之暖氣、通風或空調。或是，在減速傳動器4之驅動器5上可連接一閥以調整流動的體氣流，例如，用於調整含水之體氣流。

第2圖顯示例示性的無刷二相直流馬達3之詳細圖解，其有利地用作本發明之致動器1中的驅動器。所示的二相直流馬達3具有一形成為四重-T-電樞(具有四個-T-電樞T1-T4)的靜子6以及一可相對該靜子6旋轉的構成為盆形之轉子7。靜子6固定地配置在一載體 (較佳是電路載體)9上。轉子7包括或形成四個在圓周方向中交替的永久磁極N,S。以參考符號A來表示旋轉軸且以W來表示一與轉子7固定地連接的軸。軸W在本圖式的範例中例如定位在靜子6中且經由電路載體9中的一開口而延伸。突出的軸末端用於連接至一減速傳動器。典型上，在該軸末端上安裝一在傳動器輸入側且與軸末端固定地連接的齒輪。該齒輪為了更清楚之故本身未示於圖面中。或是，該軸W可經由轉子7之正側12而延伸至減速傳動器之終端。

在所示之電路載體9之上側和轉子7之下側之間的中間區中另外配置一磁場感測器8(參閱第3圖)。磁場感測器8用於依磁性測得之在圓周方向中交替的永久磁極N,S為主而以磁性測得該轉子7之旋轉式移動。然後，以所測得之交替的磁場為主可測定該轉子7之旋轉式移動。

第3圖顯示馬達控制單元10之示意性的構造圖，其具有連接於其上的如第一實施形式所示的無刷二相直流馬達3。

第3圖右方的部份中，在沿著第2圖所示的經由正側12或經由盆形之轉子7之盆底的切線III-III的俯視圖中現在可看出第2圖中所示的馬達3。現在，形成為四重-T-電樞之靜子6及其四個-T-電樞T1-T4可詳細被辨認出，其上分別容納著或捲繞著一電樞繞組C1-C4。四重-T-電樞6可由單件之磁性材料(例如，鐵或鎳)製成，或是，其亦可以是由多個相同條片構成的軸向塗層之條片封包。所謂「軸向」此處是指沿著旋轉軸A的方向。依據本發明，電樞繞組C1-C4須互相連接，使二個相鄰的電樞繞組C1-C4在電流激勵時不會形成相同極性的磁極。

此外，可看出四個在圓周方向，即，圍繞旋轉軸A的方向，中交替的永久磁極N,S，其主要形成在盆形轉子7之徑向的內側且亦形成在轉子7之與第2圖之電路載體9相面對的下側上。所謂「徑向」此處是指朝向或離開旋轉軸A的方向。現在，為了測得轉子7之旋轉式移動，須配置磁場感測器8，使具有止動轉矩之直流馬達3之此處所示的無電流狀態下分別由轉子7之永久磁鐵產生的磁場在磁場感測器8之位置上為最大值。在目前的情況下，轉子7之二個永久北極N中恰巧有一個具有該處最大的磁感應且位於磁場感測器8上方。目前的範例中磁場感測器8是一種具有切換式磁滯之數位式霍爾感測器，其對應於所測得之磁場極性(即，北極或南極)及最小磁場強度而切換其數位狀態。於是，可有利地只藉由唯一的此種磁場感測器8來測得轉子之明確的旋轉方向。數位式霍爾感測器8之輸出側的數位感測信號稱為HS，其可藉由馬達控制單元10來讀取。另二個電機連接件用於提供電流至霍爾感測器8。

在目前的實施形式中，靜子6之二個相面對的T-電樞T1,T3；T2,T4之電樞繞組C1,C3；C2,C4分別相串聯。這在此處是藉由導線D來達成。較佳是，在T-電樞之一以繞組線來捲繞結束之後亦對相面對的T-電樞繼續捲繞。電樞繞組C1,C3；C2,C4須依據其捲繞概念來捲繞，使全部繞組在電流激勵時都在二個T-電樞T1,T3；T2,T4之徑向外側上形成同極性的磁極，即，北極或南極。然後，串聯電路之末端分別形成一共同之馬達終端G。串聯電路之其餘二個末端形成第一和第二推挽式終端U,V。此三個終端G,U,V例如可延伸至一共同的插頭，其可插在電路載體9之對應的反物件上。該插頭亦可直接焊接在電路載體9上之對應的接觸位置上。

第3圖的左方部份中，現在可看到馬達控制單元10的詳細圖，其具有一電壓供應單元20；一典型上是以微控制器構成的控制單元11；以及二個在操作時可以推挽式控制的開關元件S1,S2，其作為直流馬達3用的定位單元。典型上，此處的開關電晶體S1,S2是開關電晶體。此二個開關元件S1,S2之一開關接點分別與電壓供應單元20之第一電壓面GND相連接。電壓供應單元20之第二電壓面VCC係與共同的馬達終端G相連接。最後，二個推挽式終端U,V係與二個開關元件S1,S2之其餘的開關接點相連接。iM稱為由電壓供應單元20所供應的流入至共同的馬達終端G中的馬達電流，其然後藉由二個開關元件S1,S2以切換方式回流至第一電壓面GND。以iU和iV來稱呼上述二種推挽式電流。

SW稱為該控制單元11或該致動器1之額定值。這例如可在外部經由致動器1之供應線來預設或經由無線技術藉由上級的中央器或控制器來預設。另一方式是或額外地，可藉由手動開關在致動器1上預設。在最簡單的情況下，額定值SW是一種開-/關命令以使連接至該致動器1之一活門或一閥打開或關閉。額定值SW亦可為數位值或類比值，其表示活門2或閥之定位程度，例如，其是一種介於0%和100%之間的值，其中0%表示關閉狀態，100%表示打開狀態且介於0%和100%之間的百分比數值表示活門2或閥的一部份打開或一部份關閉。為了測得該額定值SW，該控制單元11可具有電性控制輸入端。在最簡單的情況下，此控制輸入端是數位信號輸入端。此控制輸入端亦可形成為資料介面，例如，形成為串聯埠介面(SPI，Serial Port Interface)。

第4圖顯示第二實施形式之馬達控制單元10之示意性構造，其具有相連接之無刷二相直流馬達3。本實施形式不同於先前之實施形式之處只在於：二個相鄰之T-電樞T1,T2；T3,T4之電樞繞組C1,C2；C3,C4現在係串聯著。電樞繞組C1,C2；C3,C4對應其繞組概念而捲繞著，使其在電流激勵時在二個T-電樞T1,T2；T3,T4之徑向外側上形成不同極性的磁極，即，北極和南極或南極和北極。電性整流保持不變。

第5圖顯示第三實施形式之馬達控制單元10之示意性構造，其具有相連接之無刷二相直流馬達3。在此種情況下，靜子6之T-電樞T1-T4之電樞繞組C1-C4串聯著，其因此形成一打開的串聯電路。此串聯電路的二個末端形成第一和第二橋終端X,Y。在目前的範例中，此串聯電路的二個末端位於二個電樞繞組C3和C4上。電樞繞組C1-C4因此對應於其繞組概念而捲繞著，使靜子6之圓周方向中在電流激勵時在T-電樞T1-T4之徑向外側上形成交替的磁極。在電流激勵下之電流方向相反時，磁極的符號亦相反。

馬達控制單元10具有一由四個開關元件Z1-Z4構成的H-橋作為定位單元以激勵電流。此種H-形式的橋亦稱為全橋。此H-橋在輸入側是與電壓供應單元20之第一和第二電壓面GND,VCC相連接且在輸出側是與二個橋終端X,Y相連接。以iX和iY來稱呼所屬的橋終端電流。以一種方式進行電子式整流，使操作時不會有二個串聯的開關元件Z1,Z3；Z2,Z4同時關閉。為了將一驅動旋轉動量施加在直流馬達3上，則該二個開關元件Z1,Z4及該二個開關元件Z2,Z3須同時(藉由時脈)受到控制。就可能的止動操作而言，為了將一止動旋轉動量施加在直流馬達3上，則該二個開關元件Z1,Z2或該二個開關元件Z3,Z4須同時(藉由時脈)受到控制。

第6圖顯示第四實施形式之馬達控制單元10之示意性構造，其以SFOC-方法為主來測定相連接的二相直流馬達3之旋轉狀態。直流馬達3之捲繞和接線係與第3圖相同。

現在，為了測定旋轉狀態，馬達控制單元10須具有用於馬達電流iM之電流測定單元MI。在開關元件S1,S2各別關閉的情況下，馬達電流iM等於二個推挽式終端電流iU和iV。電流測定單元MI使用各別的電流測量值IM以用於該控制單元11。電流測定單元MI例如可以是電流轉換器。較佳是，其是一種測量電阻，其上存在一種與馬達電流iM成比例的測量電壓降，其例如可藉由控制單元11之A/D-轉換器轉換成數位值以作進一步處理。現在，該控制單元11係用於：運用所測定的各別之電流測量值IM藉由SFOC-方法來進行該轉子7之旋轉狀態的測定。該轉子7之旋轉狀態因此可由靜子6中磁通量的測定而導出，磁通量係與所測得之馬達電流iM成比例。

第7圖顯示第五實施形式之馬達控制單元10之示意性構造，其以SLBDC-方法為主來測定相連接的二相直流馬達3之旋轉狀態。直流馬達3之捲繞和接線係與第3圖相同。

本實施形式中，馬達控制單元10具有二個電壓測量單元MU以用於二個施加在推挽式終端U,V上的推挽式電壓uU,uV。然後，此二個電壓測量單元MU使用各別的電壓測量值UU,UV以用於該控制單元11。在最簡單的情況下，此二個電壓測量單元MU製作成A/D-轉換器之輸入通道。該控制單元11因此係用於進行一種SLBDC-方法以運用所測得之各別的電壓測量值UU,UV來測得轉子7之旋轉狀態。

依據第6圖和第7圖所示的前述二個實施形式亦可互相組合。

第8圖是依據第3圖在每次整流序列時運用具有切換式磁滯的數位式霍爾感測器8之感測器信號HS向右或向左控制直流馬達。

在第8圖之上方部份中，電子式整流藉由開關元件S1,S2來進行，使轉子7在順時針方向中移動。在轉子7之上方四個旋轉狀態下載入具有切換式磁滯之數位式霍爾感測器8之感測器信號HS之二元值(「1」，「0」)，其下載入二個各別串聯之電樞繞組C2,C4和C1,C3之電流激勵的狀態「開(on)」或無電流之狀態「關(off)」。如第8圖之上方部份中的序列所示，轉子7之永久磁極之北極N在第一和第三旋轉狀態中藉由電樞繞組C2,C4之第二方式的電流激勵且然後藉由電樞繞組C1,C3之第二方式的電流激勵以順時針方向拉向T-電樞T2,T4或T1,T3之徑向外側上相對應的南極S。在四個旋轉狀態結束之後此流程從頭又重複進行。

在第8圖之下方部份中，電子式整流藉由開關元件S1,S2來進行，使轉子7在反時針方向中移動。在轉子7之下方四個旋轉狀態下方載入具有切換式磁滯之數位式霍爾感測器8之感測器信號HS之二元值，其下又載入二個各別串聯之電樞繞組C2,C4和C1,C3之電流激勵的狀態「開(on)」或無電流之狀態「關(off)」。現在，如第8圖之下方部份中的序列所示，轉子7之永久磁極之北極N在第一和第三旋轉狀態中藉由電樞繞組C1,C3之第二方式的電流激勵且然後藉由電樞繞組C2,C4之第二方式的電流激勵以反時針方向拉向T-電樞T1,T3或T2,T4之徑向外側上相對應的南極S。在四個旋轉狀態結束之後此流程從頭又重複進行。

就第3圖至第5圖之全部共三個實施形式而言，無刷二相直流馬達3之轉子7是與彈簧單元相連接。藉由彈簧單元，轉子7處於一種可由靜止狀態偏移的狀態且被施加一種反驅動力。於是，致動器1可在電流供應器故障時自動回到無電流的靜止狀態，以便例如使相連接的活門2或一閥可靠地關閉。

對全部共三個先前所述的實施形式都同樣的情況下，馬達控制單元10用於：當預設的旋轉方向(即，向右或向左)中額定旋轉狀態已到達或當轉子7之所測定的或所偵測的旋轉狀態不再可偵測出有改變時，使實際上已調整的馬達電流iM下降至第一止動電流值H1。

額定旋轉狀態例如可以是一種在此一或另一旋轉方向中對直流馬達3之旋轉數之計數值或來自數位式霍爾感測器8之脈衝的數目。旋轉數或脈衝的數目可對應於一預設之額定值SW以用於致動器1之定位程度。若已到達此一額定旋轉狀態，則致動器1保持在此位置。第一止動電流值H1可以數位值儲存在該控制單元11中。

另一方式是，當預設的旋轉狀態中轉子7之所測定的或所偵測的旋轉狀態不再可偵測出有改變時，則藉由馬達控制單元10使實際上已調整的馬達電流iM下降至第一止動電流值H1。在此種情況下，致動器1已到達一種機械式最後止動，該致動器1抵抗此最後止動而運行。

對第3圖至第5圖全部共三個先前所述的實施形式都同樣的情況下，馬達控制單元10用於：若預設的旋轉方向中該轉子7之所測定的或所偵測的旋轉狀態不再可偵測出有改變時，使實際上已調整的馬達電流iM以步級方式下降。在此種情況下，該致動器1亦已到達機械式最後止動。然後，馬達控制單元10用於：在一段時間中使馬達電流iM下降至一下降電流值R，直至轉子7之旋轉狀態的改變又可被偵測出為止，以便將馬達電流iM調整至第二止動電流值H2，其為該下降電流值R加上安全電流值△M之和(sum)。該安全電流值△M典型上是在該下降電流值R之5%至10%之範圍中，其可為數位值而儲存在控制單元11中，就像已測得之下降電流值R和第二止動電流值H2一樣。

對全部共三個先前所述的實施形式都同樣的情況下，馬達控制單元10用於：當預設的旋轉方向中該轉子7之所測定的或所偵測的旋轉狀態不再可偵測出有改變時，使實際上已調整的馬達電流iM以步級方式下降。在此種情況下，該致動器1亦已到達機械式最後止動。於是，馬達控制單元10用於：在一段時間中(又)使馬達電流iM提高，直至轉子7之旋轉狀態的改變又可被偵測出為止，以便將馬達電流iM調整至第二止動電流值H2，其為該下降電流值R加上安全電流值△M之和(sum)。

第9圖是依據第3圖和第4圖藉由開關元件S1,S2進行的重疊式脈寬調變控制來對馬達電流iM或推挽式終端電流iU,iV之大小作可行的控制之一範例。電子式整流之時脈(clock pulse)是由具有切換式磁滯之數位式霍爾感測器8之感測器信號HS來預設。藉由感測器信號HS，以推挽式終端電流iU或iV(其亦各別等於馬達電流iM)交替地使電樞繞組C2,C4和電樞繞組C1,C3受到電流激勵。此種電流大小的調整是藉由重疊式高頻脈寬調變來進行。在目前的範例中，脈寬調變之時脈頻率大約是霍爾感測器8之感測器信號的頻率之20倍大，霍爾感測器8之感測器信號用於感測該轉子7之目前實際的旋轉速率。目前的範例中，脈寬比(ratio)大約為2：1。調整後之推挽式終端電流iU或iV因此具有一種電流值，其在假設電樞繞組C1-C4大致上具有歐姆特性下大約是最大可能之電流值的2/3。