TWI543522B - 產生可調整輸出信號頻率的振盪器 - Google Patents

Description

產生可調整輸出信號頻率的振盪器

本發明是有關於一種振盪器，且特別是有關於一種電阻電容振盪器(RC oscillator)。

一般來說，振盪器可應用於各式各樣的電子產品之中，以用於提供電子產品的內部電路所需要的振盪訊號，例如作為電路操作的基準的時脈訊號(clock signal)。

在現今的電子產品當中，像是通訊裝置或是行動裝置，基於體積小的需求，通常將振盪器實施於積體電路之中，以節省裝置的配置空間。其中，於積體電路中的振盪器，常見以電阻與電容所組成的電路所建構，並且透過對電阻與電容所組成的電路進行充電以及放電所產生的延遲時間，來產生週期性的振盪訊號。然而，積體電路中的電阻容易隨著溫度變化而改變。並且，習知技術領域所提出的電阻電容振盪器所產生的輸出訊號的振盪頻率，會與其所接收的操作電壓有關。因此，在操作電壓會變化的狀態下，電阻電容振盪器所產生的輸出訊號的振盪頻率是會改變的，進以影響到所屬系統的穩定度。

本發明提供一種振盪器，可提升其所產生的輸出訊號的頻率的穩定度。

本發明提出一種振盪器，包括阻抗單元、電容單元、第一反向器及第二反向器。其中，阻抗單元串接在第一參考端點以及第二參考端點間。電容單元耦接在第一參考端點以及輸出端點間，並具有多數個電容，電容的一端共同耦接至輸出端點，且各電容的另一端依據控制信號以決定耦接至第一參考端點或參考接地端。第一反向器的輸入端耦接第一參考端點，其輸出端耦接至第二參考端點。第二反向器的輸入端耦接第一反向器的輸出端，第二反向器的輸出端耦接至輸出端點。

基於上述，本發明振盪器的電容單元中的多個電容，根據所接收的控制信號，使各電容的一端切換於輸出端點及參考接地端之間，以調整電容單元的等效電容值。並且，在這樣的電容單元的調整機制下，振盪器所產生的輸出訊號的振盪頻率與其所接收的操作電壓的關連程度可以被降低，有效提供具有穩定振盪頻率的輸出信號。

為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

圖1繪示本發明一實施例的振盪器100的示意圖。請參照圖1，振盪器100包括阻抗單元110、電容單元120、反向器130以及反向器140。其中，阻抗單元110串接於參考端點P1與參考端點P2之間。電容單元120耦接在參考端點P1與輸出端點O1之間，並且電容單元120具有多數個電容C1~C4。其中，多數個電容C1~C4的一端依據控制信號CTRL1~CTRL4切換於參考端點P1與參考接地端GND之間。反向器130的輸入端耦接至參考端點P1，並且反向器130的輸出端耦接至參考端點P2。反向器140的輸入端耦接反向器130的輸出端，也就是參考端點P2，並且反向器140的輸出端耦接至輸出端點O1。在本實施例中，振盪器100更包括反向器150，用以將振盪器100所產生的的輸出訊號加以緩衝，然後輸出一緩衝驅動訊號BDS，並且反向器150將緩衝驅動訊號BDS傳送至下一級的電路。

依據圖1的振盪器100的電路組態，可整理出振盪器100的輸出訊號的頻率如下列方程式1：

其中f為振盪器100的輸出訊號的頻率；Cselect為參考端點P1耦接與輸出端點O1間的等效電容值；Vth為反向器130及140的臨界電壓；Ctotal為所有電容單元120的電容的電容值總和；R為參考端點P1及P2間的等效電阻。

如方程式1所示，振盪器100的輸出訊號的頻率f與反向器130及140的臨界電壓Vth相關。其中，反向器130與140通常各別由N型電晶體與P型電晶體所構成。更進一步，可透過反向器130及140的N型電晶體與P型電晶體的製程參數，推導出反向器130及140的臨界電壓Vth如下列方程式2：

其中，Up為反向器130及140中的P型電晶體的通道載子的遷移率；Wp/Lp為反向器130及140的P型電晶體的通道寬長比；Un為反向器130及140中的N型電晶體的通道載子的遷移率；Wn/Ln為反向器130及140的N型電晶體的通道寬長比；Cox為N型電晶體及P型電晶體中的閘極氧化層(gate oxide)的電容值；Vthn為N型電晶體的臨界電壓，並且Vthp為P型電晶體的臨界電壓。

如方程式2所示，可以設定反向器130及140的P型電晶體的通道寬長比Wp/Lp為5，並且反向器130及140的N型電晶體的通道寬長比Wn/Ln為44.4。換句話說，反向器130及140中的N型電晶體與P型電晶體的佈局面積的比值約略為8倍。透過前述N型電晶體及P型電晶通道寬長比的施實方法，本實施例的振盪器100的輸出訊號的頻率f，不易受到振盪器100的操作電壓Vdd的飄移，而有太大的變化。

在實際操作方面，請一併參照圖1與圖2，以做更進一步地說明。圖2繪示本發明一實施例的振盪器100的參考端點P1的波形圖。在進入上升周期T1時，反向器130於參考端點P2輸出具有操作電壓Vdd的高電壓準位並且反相器140於輸出端點O1反應出具有與參考接地端GND相同的低電壓準位。此時，反向器130透過阻抗單元110對電容單元120充電。藉此，於上升周期T1時，參考端點P1的電壓變化呈現上升的充電的曲線。當電容單元120耦接的參考端點P1被充電至大於反向器130的臨界電壓Vth時，反向器130的輸出則會依據參考端點P1而轉態，則反向器130於參考端點P2輸出具有參考接地端GND的低電壓準位，並且反向器140於輸出端點O1輸出具有操作電壓Vdd的高電壓準位。於此同時，參考端點P1感應到輸出端點O1的電壓提升至高電壓準位Vrc1，並且進入下降周期T2。

於下降周期T2時，由於反相器130的輸出如接地端GND的低電壓準位至參考端點P2，則電容單元120透過阻抗單元110放電。藉此，參考端點P1的電壓變化則呈現下降的放電曲線，並且參考端點P1的電壓放電至小於反向器130的臨界電壓Vth時，反向器130及140的輸出再度轉態，使得參考端點P2及輸出端點O1分別具有操作電壓Vdd的高電壓準位與參考接地端GND的低電壓準位。此外，參考端點P1感應到輸出端點O1的電壓，則下拉至低電壓準位Vrc2。接著，則又會再進入上升周期T1。透過對參考端點P1不斷地充放電，上升周期T1與下降周期T2會不斷的輪替，進而於輸出端點O1輸出周期性的訊號。

藉由改變電容單元120的等效電容值，可改變在參考端點P1上電壓的充放電至反向器130及140的臨界電壓Vth的時間，進而改變振盪器100的輸出訊號的頻率。電容單元120更包括多數個開關SW1~SW4，分別耦接在電容C1~C4與參考端點P1之間。開關SW1~SW4具有第一端、第二端、第三端及控制端，其中開關SW1~SW4的第一端各別耦接電容C1~C4的一端，開關SW1~SW4的第二端共同耦接參考端點P1，並且開關SW1~SW4的第三端共同耦接參考接地端GND。此外，開關SW1~SW4的控制端各別接收控制信號CTRL1~CTRL4，並且分別依據控制信號CTRL1~CTRL4來分別決定將耦接電容C1~C4的一端(也就是連接開關SW1~SW4的第一端)耦接至參考端點P1或是參考接地端GND。例如，若開關SW1接收到高電壓準位的控制信號CTRL1，則開關SW1將電容C1的一端耦接至參考端點P1，反之若開關SW1接收到低電壓準位的控制信號CTRL1，則開關SW1將電容C1的一端耦接至參考接地端GND。

在此，開關SW1~SW4的切換狀態是可以分別依據控制信號CTRL1~CTRL4被獨立設定的。並且本實施例中所提及的電容C1~C4的數量僅只是一個範例，並不用以限制本發明。

值得注意的是，上述控制信號CTRL1~CTRL4與開關SW1~SW4的切換方式，可以由使用者定義。故控制信號CTRL1~CTRL4與開關SW1~SW4的切換方式亦可定義為，當控制信號CTRL1~CTRL4為低電壓準位時，將電容C1~C4的一端耦接至參考端點P1，而當控制信號CTRL1~CTRL4為高電壓準位時，將電容C1~C4的一端耦接至參考接地端GND，惟本發明的開關的切換狀態與控制信號的關係不限於上述。

由於電容單元120中的開關SW1~SW4接收控制信號CTRL1~CTRL4而切換，因此在另一實施例中，振盪器100更包括控制器160，耦接電容單元120並且用以分別產生控制信號CTRL1~CTRL4分別至開關SW1~SW4的控制端。在本發明一實施例中，控制器160可透過參考開關資訊的方式，來決定每個開關SW1~SW4所接收的控制信號CTRL1~CTRL4的電壓準位。舉例來說，控制器160參考開關資訊為數值1時，則開關SW1所接收的控制信號CTRL1為高電壓準位，則開關SW2~SW4所分別接收的控制信號CTRL2~CTRL4為低電壓準位，並據以將電容C1耦接至例如參考端點P1，而將電容C2~C4耦接至例如參考接地端GND。再舉一個例子來說，開關資訊為數值3時，則開關SW1及SW2分別接收到的控制信號CTRL1~CTRL2為高電壓準位，而開關SW3~SW4所分別接收到的控制信號CTRL3~CTRL4為低電壓準位。另外，在本實施例中，可以設定電容C1~C4的電容值間的比為等比數列，例如，電容C3的電容值為電容C2的2倍，而電容C2的電容值亦為電容C1的2倍。

其中，上述的開關資訊可以依據振盪器100所要產生的輸出訊號的振盪頻率來決定。

圖3繪示本發明一實施例的阻抗單元110的示意圖。請一併參照圖1與圖3，為了解決積體電路中，電阻容易隨著溫度不同，進而造成振盪器100的輸出訊號的頻率不穩定的現象，本實施例的阻抗單元110包括正溫度系數電阻RP與負溫度系數電阻RN。其中，正溫度系數電阻RP由半導體製程中的N形井區(N-well)所組成，而負溫度系數電阻RN由半導體製程中的多晶矽(poly)所構成。在本發明一實施例中，透過分別設置正溫度系數電阻RP以及負溫度系數電阻RN來提供振盪器100所需的等效電阻值，就可以有效的降低如習知的振盪器中所設置的電阻，因環境溫度的改變所造成的漂移，而影響到振盪器產生的輸出訊號的頻率的可能性。

圖4繪示本發明一實施例的振盪器100的操作電壓與輸出訊號的頻率的關係圖，並且圖5繪示本發明一實施例的溫度與振盪器100的與輸出訊號的頻率的關係圖。如圖4所示，操作電壓Vdd在1.1V至1.3V間飄動時，振盪器100的輸出訊號的頻率維持在129kHz左右。另一方面，如圖5所示，當溫度變化從攝氏-40度至110度時，振盪器100的輸出訊號的頻率從128kHz，最高偏移至129.5kHz左右，輸出訊號的頻率的偏移幅度小於2kHz。如圖4及圖5所示，本發明實施例的振盪器100降低了其輸出訊號的頻率與溫度及操作電壓的關連程度。

綜上所述，本發明提供一種振盪器，其包括阻抗單元及電容單元。阻抗單元中的多個電容分別接受並依據控制信號，耦接至參考端點或是參考接地端。藉此，決定電容單元的等效電容值，並達到調整振盪器輸出訊號的頻率的功能。再者，透過阻抗單元中的正溫度系數電阻與負溫度系數電阻，使振盪器的輸出訊號的頻率不會隨著溫度變化而有過大的偏移。更進一步，本發明亦針對反向器的N型電晶體與P型電晶體的通道寬長比進行調整，降低了振盪器的輸出訊號的頻率隨著操作電壓的變化所改變的程度。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100．．．振盪器

110．．．阻抗單元

120．．．電容單元

130、140、150．．．反向器

160．．．控制器

C1~C4．．．電容

SW1~SW4．．．開關

P1、P2．．．參考端點

GND．．．參考接地端

O1．．．輸出端點

Vdd．．．操作電壓

Vth．．．臨界電壓

Vrc1、Vrc2．．．電壓

T1、T2．．．周期

RP．．．正溫度系數電阻

RN．．．負溫度系數電阻

圖1繪示本發明一實施例的振盪器100的示意圖。

圖2繪示本發明一實施例的振盪器100的參考端點P1的操作波形圖。

圖3繪示本發明一實施例的阻抗單元110的示意圖。

圖4繪示本發明一實施例的振盪器100的操作電壓變化與輸出訊號的頻率偏移的關系圖。

圖5繪示本發明一實施例的振盪器100的溫度變化與輸出訊號的頻率偏移的關係圖。

100．．．振盪器

110．．．阻抗單元

120．．．電容單元

130、140、150．．．反向器

160．．．控制器

C1~C4．．．電容

SW1~SW4．．．開關

P1、P2．．．參考端點

GND．．．參考接地端

O1．．．輸出端點

Vdd．．．操作電壓

Claims (7)

1. 一種振盪器，包括：一阻抗單元，串接在一第一參考端點以及一第二參考端點間；一電容單元，耦接在該第一參考端點以及一輸出端點間，並具有多數個電容，該些電容的一端共同耦接至該輸出端點，且各該電容的另一端依據一控制信號以決定耦接至該第一參考端點或一參考接地端，其中該電容單元更包括多個開關，各該開關具有一第一端、一第二端、一第三端及一控制端，其中各該開關的該控制端接收該控制信號，各該開關的該第一端耦接對應的各該電容，該些開關的該第二端共同耦接該第一參考端點，並且該些開關的該第三端共同耦接該參考接地端；一第一反向器，其輸入端耦接該第一參考端點，其輸出端耦接至該第二參考端點；以及一第二反向器，其輸入端耦接該第一反向器的輸出端，該第二反向器的輸出端耦接至該輸出端點，其中該第一反向器及該第二反向器包含至少一N型電晶體及至少一P型電晶體，其中該至少一N型電晶體之一第一通道寬長比為該至少一P型電晶體之一第二通道寬長比之約8倍。
2. 如申請專利範圍第1項所述之振盪器，更包括一第三反向器，其輸入端耦接該第二反向器的輸出端，並且該第三反向器輸出一緩衝驅動訊號。
3. 如申請專利範圍第1項所述之振盪器，其中該阻抗單元包括一正溫度系數電阻與一負溫度系數電阻，該正溫度系數電阻與該負溫度系數電阻串接於該第一參考端點與該第二參考端點之間。
4. 如申請專利範圍第3項所述之振盪器，其中該正溫度系數電阻為N形井區所構成的電阻。
5. 如申請專利範圍第3項所述之振盪器，其中該負溫度系數電阻為多晶矽所構成的電阻。
6. 如申請專利範圍第1項所述之振盪器，其中各該電容串接於對應的各該開關與該第二參考端點之間。
7. 如申請專利範圍第1項所述之振盪器，更包括：一控制器，耦接該電容單元，用以提供各該控制信號至對應的各該開關的控制端。