TWI442080B - 使用寬巷組合來處理無線電導航信號的方法 - Google Patents

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Description

使用寬巷組合來處理無線電導航信號的方法
本發明涉及無線電導航系統或衛星定位系統的領域，尤其涉及處理由這種系統的衛星發射的無線電導航信號的方法。
如GPS(全球定位系統)、Galileo、GLONASS、QZSS、Compass、IRNSS等衛星定位系統使用被稱作“展開頻譜”的已調無線電導航信號。這些信號主要傳送由週期性地重複出現的數位序列形成的偽隨機碼，這些偽隨機碼的主要功能是允許碼分多址(AMRC)以及對由衛星發送的信號的傳導時間進行測量。附帶地，無線電導航信號也可以傳送有用負載。
無線電導航信號通過中心頻率(載波)的調製形成。在GPS的情況下，在中心頻率為1575.42MHz的頻帶L1以及中心頻率為1227.6MHz的頻帶L2中傳送無線電導航信號。在GPS的現代化過程中，將會加入中心頻率為1176.45MHz的頻帶L5。伽利略(Galileo)星座的衛星在頻帶E2-L1-E1(中間頻帶部分L1與GPS的頻帶L1相同)，E5a(根據伽利略術語，由用於GPS的頻帶L5表示)、E5b(中心頻率為1207.14MHz)和E6(中心頻率為1278.75MHz)中傳送信號。
接收機可以執行的基本測量包括載波的編碼測量和相位測量。這些基本測量肯定可以相互組合。編碼測量典型地具有米的精度，而相位測量具有毫米的精度。然而，相位測量具有缺點，即相位測量僅針對衛星發送和接收機之間的載波的相位差的分數部分(partie fractionnaire)。因此，相位測量是模糊的，在某種意義上，在衛星和接收機之間的整數迴圈數量在開始時是未知的。為了可以受益於相位測量的精度，接收機應該解決損害精度的模糊度。
相位模糊度的解決通常由衛星之間和/或接收機之間的相位測量的微分(單微分或雙微分)來實現。該微分技術能夠去除多個測量共有的錯誤原因(非模型化)，並且因此能夠顯露出完整的資訊，完整資訊的考慮還改善了性能。然而，該整數的資訊包括基本相位的一個或多個模糊度的差，並且通常不允許再帶有基本相位的模糊度。
本發明的目的在於提供一種處理無線電導航信號的方法，通過該方法，GNSS(此處使用的是全球導航衛星系統(Global Navigation Satellite System)的縮寫，用於表示提供定位的全球覆蓋的衛星導航系統)接收機可以提高定位解決方案的精確度。
以下，預先假設一個衛星組(例如無線電導航衛星星座的衛星，這些衛星在接收機或一部分接收機所處的地理位置上是“可見的”)，衛星組中的每個衛星發射至少兩個不同頻帶的無線電導航信號。因此，每個衛星在第一頻率上發射至少一個第一無線電導航信號，並且在與第一頻率不同的第二頻率上發射至少一個第二無線電導航信號。對於所考慮的衛星組中的每個衛星，應該確定地理位置的接收機接收第一和第二信號，並且對於衛星組中的每個衛星，接收機執行這些信號的編碼和相位的非微分測量。此處，應當注意，術語“非微分測量”在該情況下用於表示基本測量，該基本測量在衛星之間以及在接收機之間都沒有被微分。已知地，相位測量中的每一個都具有預先未知的整數模糊度。對於每個衛星，這導致第一和第二信號的相位測量的“寬巷”組合也具有預先未知的整數模糊度。該模糊度在第一和第二頻率差的頻率週期表示，並且以下被命名為第一寬巷模糊度(為了當具有多於兩個用於衛星發射無線電導航信號的頻帶時，將該模糊度與一個或可能多個其它的突然產生的寬巷模糊度相區分)。還應當注意，對於所考慮衛星組中的每個衛星，都具有與該衛星相關的第一寬巷模糊度。
根據本發明，處理無線電導航信號的方法還包括相干地確定關於衛星組的第一寬巷模糊度的步驟。在該步驟中，在確定接收機的位置之前，接收機使用從參考系統接收的、與衛星組中的衛星相關的寬巷偏差。所述方法還包括隨後借助所接收的第一和第二信號的編碼和相位測量以及以相干的方式確定的第一寬巷模糊度組(jeu)來確定接收機位置的步驟。確定接收機位置的行為包括：對於所述衛星組中的每個衛星，通過所述第一和第二信號的所述編碼測量和所述相位測量差的自由離子組合來確定偽距離，所述相位測量差由寬巷模糊度補償，所述自由離子組合在噪音方面最優化，所述偽距離的確定還取決於從參考系統接收的、與所述自由離子組合相關的衛星的時鐘值。自由離子組合被預先確定，即組合的不同項的係數在參考系統一側是已知地，在參考系統處，知道係數是必須的，以便參考系統可以將與最優化組合相關的衛星時鐘的值以需要的節奏傳送給接收機。最優化組合的係數可以提前在接收機和參考系統之間約定，或者對於衛星組中的所有衛星一次確定。這些係數的數位值優選地按照無線電導航信號的噪音特性來選擇。
應當注意，根據本發明的方法能夠在網路方面擺脫複雜的解決方案，來識別一部分基本模糊度。知道相干的整數寬巷模糊度組的結果是除了在每個頻率上的兩個編碼測量以外，在接收機處直接具有非模糊的、新的可見性(即，由寬巷模糊度補償的相位測量之間的差)。這三個可見性的組合的分析證明因此可以構造一個組合，該組合給出電離層效應(因此“自由離子”)的校正偽-距離，該組合比僅使用編碼測量的組合的效果差。並且，由於該組合建立在相位測量的基礎上，該組合對於多通道不靈敏。
可以將所述方法推廣用於具有更多頻率的系統，例如在Galileo的情況下。對於三-頻系統，可以合併兩個寬巷組合，因此將會具有五個獨立的可見性(即，兩個寬巷組合和三個編碼測量)，這些可見性具有噪音特性並且具有相當不同的電離層促進作用。在三頻的情況下，衛星組中的每個衛星在與第一和第二頻率不同的第三頻率上發射第三無線電導航信號。因此可選擇地，所述方法包括在接收機處並且對於衛星組中的每個衛星，接收第三信號，以及執行所接收第三信號的編碼和相位的非微分測量的行為。如第三信號的相位測量也具有預先未知的整數模糊度，第一和第三信號的相位測量的寬巷組合具有預先未知的整數的第二寬巷模糊度。(應當注意，第二和第三信號的相位測量的寬巷組合也具有預先未知的整數寬巷模糊度，然而這種情況無需分開討論，因為改變第一和第二信號的名稱就足夠了。)因此，接收機以相干的方式確定關於衛星組的一組第二寬巷模糊度，使得確定接收機位置的行為還取決於第三信號的編碼和相位測量以及以相干地方式確定的關於衛星組的第二寬巷模糊度。
如以上指出地，以相干的方式確定關於衛星組的第一和/或第二寬巷模糊度包括從參考系統部分(例如，確定的地球參考接收機網路)接收與衛星相關的寬巷偏差。
有利地，對於所述衛星組中的每個衛星，根據以下等式接收機計算所述第一寬巷模糊度的估算值：
其中表示所述第一寬巷模糊度的估算值，P1和P2分別表示所述第一和第二信號的編碼測量值，L1和L2分別表示所述第一和第二信號的相位測量值，λ1和λ2分別表示所述第一和第二信號的波長，
並且，是對於所述第一信號的電離層延伸的估算(由表示)；對於所述衛星組中的每個衛星，接收機優選地使用所述第一寬巷模糊度模型化，運算式為：
其中，N W 表示所述第一寬巷模糊度，d表示幾何校正項，μ sat 表示與各自衛星相關的寬巷偏差，由參考系統傳送給接收機
μ rec 表示與所述接收機相關的、所有所述第一寬巷模糊度共有的寬巷偏差；因此，接收機識別與所述衛星組的所述模型化相干的所述第一寬巷模糊度的一組整數值。所述整數值的識別尤其可以借助衛星之間的所述第一寬巷模糊度的模型化的簡單微分實現或者通過整數值和項μrec的模擬解決方案來實現，同時伴隨適當的進化規則。
優選地，通過與相干地確定關於所述衛星組的所述第一寬巷模糊度相似的方式實現相干地確定關於所述衛星組的所述第二寬巷模糊度。
優選地，所述第一頻率、第二頻率、(如有必要)第三頻率在頻率L1，L2，L5和E6中選擇。
有利地，所述編碼非微分測量中的至少一個具有小於0.5m的噪音，優選地小於0.25m。在所述編碼非微分測量中的每一個具有大於0.5m的噪音的情況下，位置的確定優選地借助至少三個頻率來實現(從而具有至少兩個寬巷相位的可見性)。
本發明的觀點涉及接收機GNSS，該接收機包括用於應用所述方法的裝置。這種裝置有利地包括存儲在接收機的永久或非永久記憶體中的程式，該程式被配置為當在接收機中執行程式時，根據所述方法運行接收機。
對於從接收機可見的每個衛星，即對於在接收機的地理位置處的地平線上方的每個衛星，在該處(圖1中的步驟10)對於頻率fl和f2已經具有分別被標記為P1和P2的至少兩個編碼測量(非模糊)，以及分別被標記為L1和L2的至少兩個相位測量(模糊)。
還將使用以下符號：
其中，c表示光速。對於GPS系統的L1和L2頻帶，例如具有：fl=154 f0並且f2=120 f0,其中f0=10.23MHz。還將使用協定，根據該協定，編碼測量P1,P2用長度單位來表示，而相位測量用迴圈L1,L2來表示。
編碼和相位測量的模型化(在沒有相位跳變、左側測量、右側模型的情況下)的公式為：
其中，
-　D1和D2表示脫離電離層效應的相位中心之間的傳導距離；
-　W表示根據相對於天線偶極子的傳導方向定向的相位的旋轉(“扭曲”效應)；
-　e表示在頻率f1處的電離層延伸；
-　Δh =h rec -h eme 表示每天接收機時鐘hrec與發射機時鐘heme之間的差；
-　Δτ12 表示每天接收機與發射機之間的碼間偏差的差；
-　Δτ1 ,Δτ2 分別表示對於f1和f2的碼-相偏差(每天在接收機和發射機之間的差)；以及
-　N1,N2表示兩個載波的完整相位的模糊度，該模糊度在開始時未知並且在所考慮的衛星的給定經過區(passage)期間假設不變(即將其計入相位跳變，該相位跳變在衛星經過區期間，突然發生在相位測量L1和L2中)。
應當注意，偏差Δτ12 ,Δτ1 ,Δτ2 可以根據時間變化。
此處，應當注意，在三頻接收的情況下，對於每個衛星，在第三頻率，還具有編碼測量P3和相位測量L3，並且模型化公式為：
λ3 L 3 =(D 3 +λ3 W )-γ'e -λ3 N 3 +(Δh +Δτ13 +Δτ3 )
P 3 =D 3 +γ'e +(Δh +Δτ13 )
其中
-N3表示第三載波的完整相位的模糊度，該模糊度在開始時未知並且在所考慮的衛星的給定經過區期間假設不變；
-D3表示脫離電離層效應的相位中心之間的傳導距離；並且
-　Δτ13 表示對於頻率f1和f3，每天接收機和發射機之間的碼間偏差的差；
-　Δτ3 表示對於頻率f3的碼-相偏差。
對於頻率對(f1,f3)的公式，通過將指數“3”換為指數“2”可以直接獲得關於頻率對(f1,f2)的公式，將限制關於頻率對(f1,f2)的討論，以便避免無用的重複。
(整數)寬巷模糊度由NW=N2-N1定義。可以通過以下公式建立用於NW的估值(步驟12)：
(排除系統偏差，估算電離層延伸)
(估算模糊度)
(估算寬巷模糊度)
根據公式(1)可以建立該估值的測量公式，並且獲得公式：
其中，d是與D1和D2之間的差相關的幾何校正，相對于普通天線的週期很小，並且如果需要可以借助無線電廣播星曆表進行高精度的計算。W不再存在於該公式。Δμ是接收機-發射機差Δτ12 ,Δτ1 ,Δτ2 的線性組合，因此也是只取決於接收機的一個值(標記為μ rec )和只取決於發射機的一個值(標記為μ eme )之間的差。表示為：
Δμ(t )=μ rec (t )-μ eme (t )　(3)
其中，明確的指出時間的依賴性。
Δμ的值是在同一日期、在接收機的不同經過區上所執行的所有測量所共用的。
NW=N2-N1的值可以在一定期限內通過公式(2)的解識別，在該期限期間具有至少兩個衛星的同時的經過區(步驟14)。通過用Kk表示要得到的整數，可以將公式(2)重新表示為：
R k (t )+μ eme,k (t )=K k +μ rec (t )　(4)
其中，Rk(t)表示與經過區k的每個測量相關的殘數，根據公式(2)可知。
μeme,k(t)表示提供給接收機之前的經過區k的衛星的寬巷偏差，用於確定位置(步驟13)，以及μrec(t)表示(未知的，因此當研究Kk時要確定的)接收機的寬巷偏差。
應當注意，公式(4)事實上表示公式系統，其可以通過例如平方最小二乘法的技術來解決。該解決方法此處沒有詳述。尤其應當注意，系統(4)的解不是唯一的，其具有一組解，對於任意整數n，該組解通過整數變換[μrec(t),Kk][μrec(t)+n,Kk-n]彼此推導。
解決系統(4)的另一個簡單的可能(其適合於設計的說明)是與不同經過區(passage)相關的測量之間的簡單差的構造，這能夠直接去除μrec(t)的貢獻並且對於經過區a和b獲得以下公式：
(R b (t )+μ eme , b (t ))-(R a (t )+μ eme , a (t ))=K b (t )-K a (t )
通過在經過區a和b共有的時間區間內計算平均值，得到Kb-Ka。因此通過選擇包括在該時間內的其它的經過區對重複地進行，這提供其它的值Kb-Ka。當在所考慮的經過區的時間內具有良好的覆蓋時運行該方法。以這種方式，最終相干地確定與衛星經過區相關的關於衛星組的寬巷模糊度，近似為共有整數。事實上，在所有的經過區上，寬巷模糊度是未知的，但是一旦該寬巷模糊度被確定，所有其它的寬巷模糊度就直接或間接地來自衛星組上的相干確定的名稱。應當注意，在測量存在很大噪音時，例如借助平方最小二乘法的技術優選地直接解決系統(4)(在經過區之間沒有微分的情況下)，因為在簡單差的公式上噪音更高(高於1.4倍)。
μeme的值需要解釋，因為在不知道這些值的情況下，接收機不會接入寬巷模糊度的相干解。優選地在參考接收機網路處確定μeme的值。實際上，使用μeme是隨時間緩慢變化的函數的特性。在參考網路處確定μeme的技術在FR0754139專利申請中提到。該方法也使用系統公式(4)。優選地，μeme的確定過程從選擇參考網路的第一位置開始，該參考網路的μrec(以下被標記為μrec,ref)的值不隨時間而變化。對於該位置，任意地確定μrec,ref，例如設定μrec,ref=0。然後在該位置的可見度中流覽衛星的經過區。對於每個經過區，通過第一位置的定義，具有R k =K k -μ eme 。因此，將Rk分解為大量任意整數(例如最接近的整數)，其給出Kk，並且無需整數的數量對應於給出μ eme 的差Rk-Kk。這在第一位置的可見度中提供衛星的μ eme 。
對於衛星，現在知道這些衛星的內部延遲μ eme 。評估其它位置的延遲μrec,ref。這次，在公式R k (t )=K k +μ rec , ref (t )-μ eme , k (t )中，μeme,k的值是已知的。因此將R k (t )+μ eme,k (t )分解為(新位置的)一個任意整數和相應位置μrec,ref的延遲。對於星座的所有衛星以及參考網路的所有位置重複這些步驟。最終獲得整個參考網路上的相干值μ eme ，在至少一個白天內這可以被考慮為常量。
在確定接收機的位置之前，μeme可以通過所有適當的方法被通知給接收機，例如在所考慮衛星的星座的導航資訊中、通過地面傳播或從SBAS衛星傳播、通過互聯網、通過移動無線電話等。由於μeme的變化率很小，需要很小的通帶以便在確定接收機位置之前向接收機發送它們的值。
當已知寬巷模糊度的值時，可以根據公式(1)中的相位公式建立具有偽距離的、齊次的新公式：
其中，Δτ W 是與TGD(時間組延遲)相似的量，因為這是Δτ12 ,Δτ1 ,Δτ2 的線性組合。與編碼噪音(典型地幾十釐米)相比，該新組合具有非常大的測量噪音，該噪音為略微小於相位噪音(典型地5mm)的兩倍。
具有以下非模糊測量(在合併寬巷組合以後，在Rinex傳統概念方面，在一天中的測量組)：
其中，D和e分別是模型化的偽距離(包括對流層延伸)和在第一頻率上的電離層延伸。Δh 此處是接收機時鐘和發射機時鐘之間的差，其以“自由離子”(無電離層作用)偽距離的組合為參考(γP 1 -P 2 )/(γ-1)；Δτ此處對應於接收機和發射機之間的‘TGD’，因為公式以自由離子組合為參考，與公式(1)相反。這不改變普遍性，但是相對於通常用於GPS系統中的公式提供公式(6)的出處。
寬巷可見性(observable)的公式尤其因為寬巷模糊度的整體被確定為近似整數(標記為n)。
已經忽略了諸如相位中心差的校正作用，已知此處的目標是分析理想的組合噪音。無論如何，總是可以假設在產生以上公式之前已經應用了這些校正，因為這些校正在接收機處是可以非常精確地計算的。擺動效應(effet windup)(需要知道或模型化衛星的幅度)沒有被考慮，因為其在寬巷組合(見公式(5))中被去除了。
在三種可見性的情況下，因此具有三個係數，這三個係數用於構建去除了電離層項(步驟16)的公式(6)的組合。用Popt表示公式(6)的可見性的最優化組合，並且用aW,a1和a2表示該組合的係數，獲得：
P opl =a w (L 2 -L 1 +N w )+a 1 P 1 +a 2 P 2 　(7)
要求D的係數是1，並且e的係數消失。獲得限制：
有兩個限制公式，因此存在無限個可能的組合，在這些組合中，可以通過附加標準選擇諸如噪音的最小化或者結果的耐用性。
公式(6)的所有時鐘項以及Δτ和Δτ w 項重組為一項，在這些可見性給出的一個組合的使用範圍內，將該項稱為“與組合相關的時鐘”。該時鐘項被標記為Δh opl 並且因此具有P opl =D +Δh opl 。注意到項Δh opl 的接收機時鐘部分是模糊的(由於未知整數n)，但是這不限制解決定位問題，因為在這種情況下，接收機時鐘被假設為是未知的並且每天都被解決。為了推導組合Popt的偽距離D(步驟16)，接收機需要知道項Δh opl 的發射機時鐘部分，將其標注為hopt,eme。hopt,eme的值優選地在參考系統處計算並且傳送給接收機(步驟15)。最終通過所計算的偽距離的組(jeu)確定接收機的幾何位置(步驟18)。應當注意，用於接收機中的組合應該提前確定(例如通過協定，或者通過協定定義)以便hopt,eme的值對於組合式可靠的。hopt,eme的確定傳統地可以通過公式系統(6)實現在參考網路處。應當注意，在參考網路處，參考接收機的位置(因此也就是偽距離)是已知地，因此對於未知的hopt,eme，hopt,rec等，系統(6)被解決。
以下詳細描述去除了電離層效應的多個可見性線性組合的構建問題的理論運算式。該運算式以任意數量的可見性推廣。
用x表示三個可見性(寬巷，編碼1和編碼2)的組合的係數的向量，A和B表示公式(6)的係數的矩陣，以便具有：
x'A =[1 0]　(10)
因此獲得D：
用P表示四個編碼和相位粗測量的噪音的相關矩陣，對應于該解的噪音為。
對於噪音P的每個定義，因此可以得到最優化組合的係數x和關於相關解(即關於D的值)的噪音。隨後，將要說明對於不同測量噪音情況的最佳噪音的量級。
實例1：GPS的情況(雙頻)
下面的表格顯示了在GPS的情況下、在雙頻模式時的最佳噪音的量級(以米為單位，頻率1和頻率2分別為1575.42MHz和1227.60MHz)：
表格的第一行(假設相位噪音無限)對應于編碼的自由離子組合的傳統情況。注意到寬巷相位組合的使用僅在編碼測量中的至少一個具有弱噪音時是有意義的。然而，表格的最後三行是假設的情況，因為GPS信號的編碼測量的噪音是米量級的。還可以看到，如果假設兩個編碼測量都具有10cm的噪音，則在編碼的自由離子組合上達到30cm的噪音，這表明如果兩個編碼測量是良好的，寬巷相位組合的貢獻不明顯(表格的最後一行)。作為說明，保持假設，如果實現了模糊度的完整解決，合成噪音為3cm。
實例2：GPS的情況(三頻)
對於三頻GPS的情況，具有頻率L1，L2和L5。因此，可以適應公式系統(6)-(11)，並且產生以下噪音表格(還是以米為單位，頻率1，2和3分別為1575.42MHz，1227.60MHz，1176.45MHz)：
該實例的特性與實例1的特性是一致()的：最小噪音的兩個組合主要地貢獻性能。表格的第一行表明加入第三頻率沒有給由編碼的自由離子組合獲得的合成噪音帶來不好的東西(出於耐用、多通道等原因，這沒有減少第三頻率的權益。)。
相反地，如果在寬巷組合方面只使用相位測量，直接具有27cm的性能(表格的第二行)。然後，高品質的編碼測量能夠獲得很小的合成噪音。然後，關於其它的編碼測量，噪音的減少只帶來合成噪音的次要改善。
相對於標準情況(編碼的自由離子組合)，因此通過使用寬巷相位測量，在噪音方面具有係數增益10，並且通過加入性能更好的編碼測量，具有很小的附加增益。由於資料僅取決於相位，並且很少受到多通道問題的約束，寬巷相位組合的權益來自編碼測量。
實例3：Galileo的情況(三頻)
對於將來Galileo系統的情況，重複性能分析。因此，現在在下面表格中使用的頻率1，2和3分別是1575.42MHz，1176.45MHz和1278.75MHz：
如對於三頻GPS，明顯的貢獻來自兩個寬巷相位組合。此處，在合成噪音上獲得多於一個係數10。
描述的實例表明由於在三頻接收機中使用相干的寬巷模糊度，可以構建自由離子的偽距離，相對於通過唯一的編碼測量的組合獲得的自由離子的偽距離，該自由離子的偽距離的噪音由係數10改善。
在接收機處，該能力的使用建立在不同資料的可用性的基礎上，即衛星的寬巷偏差(μeme(t)的值)以及與接收機處使用的最佳組合相關的衛星時鐘資料。對於一個(一些)所用的寬巷組合並且對於在參考系統處的星座的所有衛星，計算寬巷偏差μeme。另一方面，參考系統確定用於所選擇的最佳組合的、星曆表的時鐘hopt,eme，其在確定接收機位置之前設置有星曆表。優選地，接收機需要的資料根據預定義協定從參考系統中規則地相通。原則上，只要連接通道的通帶合適，可以使用任何連接通道。接收機優選地擁有記憶體，用於存儲由不同開始之間的參考系統連通的資料。
理論上，不需要重新設置星曆表來使用根據本發明的方法，即，在導航資訊中可以使用由衛星廣播的標準星曆表。然而，一方面注意到它們的性能會限制方法的權益，另一方面注意到與最佳組合相關的時鐘因此根據這些星曆表來計算。為了使用者可以完全受益於所述方法的性能(典型地，在測量上最好具有10釐米的精度)。因此，優選地設置更精確的星曆表的開始。
另一方面，對應於所用組合的時鐘的發散在一般情況下是需要的。然而，這些時鐘也可以通過相對於參考時鐘的校正來獲得(與GPS的頻率間偏差(“TGD”)相似，這能夠根據來自自由離子組合的參考時鐘獲得適應於第一頻率的時鐘)。在大部分情況下，這些校正是恒定的或緩慢變化的。因此，所述方法與例如由在系統處的整數模糊度的完全合併獲得的更精確時鐘相容。
參照附圖，通過以下作為說明的優選實施例的詳細描述，本發明的其它特性和特徵將會顯現出來：
圖1示出了根據本發明方法的優選實施例的流程圖。

Claims (11)

  1. 一種用於處理來自衛星組的無線電導航信號的方法，該衛星組中的每個衛星在第一頻率上傳播至少一個第一無線電導航信號，並且在與第一頻率不同的第二頻率上傳播至少一個第二無線電導航信號，在接收機處，所述方法包括以下行為：a)對於所述衛星組中的每個衛星，接收所述第一和第二信號；b)對於所述衛星組中的每個衛星，執行所接收的所述第一和第二信號的編碼和相位的非微分測量(10)，所述第一信號的相位測量與所述第二信號的相位測量中的每一個都具有預先未知的整數模糊度，使得所述第一和第二信號的相位測量的寬巷組合也具有預先未知的整數第一模糊度；c)通過使用從參考系統接收的、與所述衛星組中的衛星相關的寬巷偏差，以相干的方式確定關於所述衛星組的第一寬巷模糊度(12，13，14)，並且其特徵在於以下行為：d)借助所接收的所述第一和第二信號的所述編碼和相位測量以及以相干的方式確定的關於所述衛星組的第一寬巷模糊度來確定接收機的位置(18)，確定接收機位置的行為包括：對於所述衛星組中的每個衛星，通過所述第一和第二信號的所述編碼測量和所述相位測量差的自由離子組合來確定偽距離(16)，所述相位測量差由寬巷模糊度補償，所述自由離子組合在噪音方面最優化，所述偽距離的確定還取決於從參考系統接收的、與所述自由離子組合相關的衛星的時鐘值。
  2. 依申請專利範圍第1項所述的方法，其中，以相干的方式確定關於所述衛星組的所述第一寬巷模糊度包括：從參考系統部分接收與所述衛星組的衛星相關的寬巷偏差(13)；對於所述衛星組中的每個衛星，根據以下等式計算所述第一寬巷模糊度的估算值(12)： 其中表示所述第一寬巷模糊度的估算值，P1和P2分別表示所述第一和第二信號的編碼測量值，L1和L2分別表示所述第一和第二信號的相位測量值，λ1和λ2分別表示所述第一和第二信號的波長， 並且，是對於所述第一信號要考慮的電離層延伸的估算；對於所述衛星組中的每個衛星，所述第一寬巷模糊度模型化為： 其中，N W 表示所述第一寬巷模糊度，d表示幾何校正項，μ sat 表示與各自衛星相關的寬巷偏差，μ rec 表示與所述接收機相關的、所有所述第一寬巷模糊度共有的寬巷偏差；以及，識別與所述衛星組的所述模型化一致的所述第一寬巷模糊度的一組整數值(14)。
  3. 依申請專利範圍第2項所述的方法，其中，所述整數值的識別(14)借助衛星之間的所述第一寬巷模糊度的模型化的簡單差實現。
  4. 依申請專利範圍第1至3項中任一項所述的方法，其中，所述第一和第二頻率在頻率L1，L2，L5和E6中選擇。
  5. 依申請專利範圍第1至4項中任一項所述的方法，其中，所述衛星組中的每個衛星在不同與所述第一和第二頻率的第三頻率上傳播第三無線電導航信號，其中，對於所述衛星組中的每個衛星，還接收所述第三信號；對於所述衛星組中的每個衛星，執行所接收的所述第三信號的編碼和相位的非微分測量，所述第三信號的所述相位測量具有預先未知的整數模糊度，使得所述第一和第三信號的相位測量的寬巷組合具有預先未知的整數第二寬巷模糊度；關於所述衛星組的第二寬巷模糊度被相干地確定；以及確定所述接收機位置的行為還通過所述第三信號的編碼和相位測量以及以相干的方式確定關於所述衛星組的所述第二寬巷模糊度來實現。
  6. 依申請專利範圍第5項所述的方法，其中，通過與相干地確定關於所述衛星組的所述第一寬巷模糊度相似的方式實現相干地確定關於所述衛星組的所述第二寬巷模糊度。
  7. 依申請專利範圍第5或第6項所述的方法，其中，所述第三頻率在頻率L1，L2，L5和E6中選擇。
  8. 依申請專利範圍第1至第7項中任一項所述的方法，其中，所述編碼非微分測量中的至少一個具有小於0.5m的噪音，優選地小於0.25m。
  9. 依申請專利範圍第5至第7項中任一項所述的方法，其中，所述編碼非微分測量中的每一個具有大於0.5m的噪音。
  10. 一種全球導航衛星系統接收機，其特徵在於用於實施根據申請專利範圍第1至9項中任一項所述方法的裝置。
  11. 根據申請專利範圍第10項所述的全球導航衛星系統接收機，用於實施所述方法的裝置包括存儲在接收機記憶體中的程式，所述程式被配置為當在所述接收機中執行所述程式時，根據所述方法運行所述接收機。
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