CN102165329B - 使用宽巷组合的无线电导航信号处理 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种处理来自卫星的无线电导航信号的方法，这些卫星以两个不同频率广播无线电导航信号，该方法包括：接收每个卫星的信号；对于每个卫星，采取非微分码测量和非微分相位测量(10)；使用与卫星相关并接收自参考系统的宽巷偏移在所有卫星上以连贯方式确定宽巷模糊度(12、13、14)；以及使用码测量和相位测量以及连贯的宽巷模糊度对接收器进行地理定位(16、18)。地理定位包括使用码测量的消电离层组合和宽巷模糊度补偿的相位测量中差分确定每个卫星的伪距，该消电离层组合是噪声优化的。为确定伪距，从参考系统接收与消电离层组合相关的卫星时钟值。

Description

使用宽巷组合的无线电导航信号处理

技术领域

本发明涉及无线电导航系统或卫星定位领域，尤其涉及一种处理由这样一种系统的卫星发射的无线电导航信号的方法。

背景技术

诸如GPS(全球定位系统)、Galileo、GLONASS、QZSS、Compass、IRNSS以及其他的卫星定位系统使用称为“扩频调制(spread spectrummodulation)”的调制无线电导航信号。这些信号主要承载由周期性重复数字序列形成的伪随机码，其主要功能是允许码分多址(CDMA)以及提供卫星发送的信号传播时间测量。有时，该无线电导航信号也能承载有效载荷。

无线电导航信号通过调制中心(载波)频率而形成。就GPS来说，无线电导航信号在频带L1(中心为1575.42MHz)及L2(中心为1227.6MHz)中传输。在更新GPS时增加频带L5(中心为1176.45MHZ)。伽利略星群的卫星将在频带E2-L1-E1(中间频带L1中的与GPS的频带相同的部分)、E5a(依照伽利略术语，其代表指定用于GPS的频带)、E5b(中心为1207.14MHZ)及E6(中心为1278.75MHZ)中传输。

能够由接收器实现的基本测量包括码测量和载波相位测量。当然，这些基本测量能够相互结合。码测量精确到1米，而相位测量精确到几毫米。然而，相位测量具有这样的缺点：它们仅提供在由卫星发射与接收器之间的载波差分的小数部。因此，由于卫星和接收器之间的完整周期的数目最初是未知的，该相位测量是模糊的。为了能够从相位测量的精确性中得益，接收器必须解决相位测量固有的模糊度。

相位模糊度通常由卫星和/或接收器之间的相位测量的微分(单微分或双微分)来解决。这种微分技术能够消除产生误差(这些误差对于多数测量是普遍的)的那些(非模型(non modelled))原因，从而揭示了在被考虑时可以进一步改善性能的完整信息。然而，这个完整信息由来自于一个或多个基本相位模糊度的差分组成，一般而言不能找出相位的基本模糊度。

发明内容

本发明的目的是提出一种处理无线电导航信号的方法，该方法借助GNNS接收器(“全球导航卫星系统”的缩写，用在此处以描述为地理定位提供全球覆盖的卫星导航系统)以增加定位方案的精度。

发明的概述

在下文中，假设一组卫星(例如，无线电导航卫星群中的卫星，它们或其中一部分从接收器的地理位置是“可见的”)，该组卫星中的每个卫星均在两个不同的频带中发射至少两个无线电导航信号。因此，每个卫星均至少广播第一频率的一个第一无线电导航信号以及与第一频率不同的第二频率的一个第二无线电导航信号。需要确定其地理位置的接收器接收所考虑的该组的每个卫星的第一信号和第二信号，并且还对于该组中的每个卫星执行针对这些信号的非微分码测量和非微分相位测量。应当注意，用在此上下文中的术语“非微分测量”描述了一种既非卫星之间微分也非接收器之间微分的基本测量。众所周知，每个相位测量值均具有先验(priori)未知的整周模糊度。因此，对于每个卫星来说，第一信号及第二信号的相位测量值的“宽巷”组合也具有先验未知的整周模糊度。这个模糊度可在第一频率与第二频率的差的频率周期中表达，并且下文中被称为第一宽巷模糊度(以便将其与在有多于两个的频带时出现的一个或多个其他可能宽巷模糊度进行区分，卫星在这些频带中发送无线电导航信号)。还应该注意，对于所考虑的组中的每个卫星，都存在与该卫星相关的第一宽巷模糊度。

根据本发明，处理无线电导航信号的方法还包括以连贯方式为该卫星组确定第一宽巷模糊度的步骤。在该步骤中，需要确定其位置的接收器使用从参考系统接收到的宽巷偏移，该宽巷偏移与该卫星组的卫星相关。该方法还包括以下步骤：借助对于接收到的第一信号和第二信号的码测量值和相位测量值以及按照连贯方式确定的第一宽巷模糊度集合来确定接收器的位置。对于该组中每个卫星，确定接收器的位置的动作包括借助消电离层组合(其在噪声方面优化)以及第一信号和第二信号的相位测量值差分和码测量值(其由宽巷模糊度进行补偿)确定伪距。另外，伪距的确定取决于从参考系统接收到的、与消电离层组合相关的卫星时钟值。消电离层组合某种意义上已经被预先确定了，组合的不同项的系数从参考系统侧获知——需要在参考系统层面处获知系数以便于参考系统能够以需要的速率向接收器传输与最优组合相关的卫星时钟值。优化组合的系数可在接收器与参考系统间预先商定，或尽管用于该卫星组也被一次确定。优选地，这些系数的数值被选择作为无线电导航信号噪声特征的函数。

可以理解，根据本发明的方法允许克服用于确定一部分基本模糊度的复杂的网络方案。通过获知连贯整数宽巷模糊度集合，使得在接收器层面处除了对于每个频率的两个码测量值之外还使得新的、清晰的可观察量(即，由宽巷模糊度补偿的相位测量值间的差分)可用。对于这三个可观察量组合的分析示出了可能构造给出伪距的组合，对于电离层效应修正(因此，“消电离层”)该伪距，该组合具有比单独使用码测量值的组合更低的噪声。而且，由于该组合基于相位测量值，因此该组合对多径的敏感度较低。

该方法可被推广到具有更多频率的系统，例如伽利略情况。对于三频系统来说，阻塞两个宽巷组合，从而提供五个具有完全不同噪声特征和电离层贡献的独立可观察量(即，两个宽巷组合和三个码测量)。在三频情况下，所考虑组的每个卫星均在与第一频率和第二频率不同的第三频率上广播第三无线电导航信号。因此，该方法可选地包括：在接收器层面处，并且对于该组的每个卫星，接收第三信号以及对接收的第三信号进行非微分码测量和非微分相位测量的方法。由于第三信号的相位测量也具有先验未知的整周模糊度，第一信号和第三信号的相位测量的宽巷组合具有先验未知的第二宽巷整周模糊度。(注意，第二信号和第三信号的相位测量的宽巷组合也具有先验未知的宽巷整周模糊度，但是在此并不进行单独讨论，因为它足够转化第一信号和第二信号的名称。)然后，接收器确定用于该卫星组的第二连贯宽巷模糊度集合，从而也基于第三信号的码测量和相位测量以及按照连贯方式对于该卫星组所确定的第二宽巷模糊度来明确接收器的位置。

如上所述，在对于卫星组，按照连贯方式对于第一宽巷模糊度和/或第二宽巷模糊度的确定包括由参考系统(例如，地理上明确的参考接收器的网络)接收与卫星相关的宽巷偏移。

有利地，接收器根据等式计算对于该卫星组中的每个卫星的用于第一宽巷模糊度的估计值：

${\hat{N}}_W=(\frac{P_2-2\mathrm{\γ}\hat{e}}{{\mathrm{\λ}}_2}-L_2)-(\frac{P_1-2\hat{e}}{{\mathrm{\λ}}_1}-L_1)$

其中，

表示第一宽巷模糊度的估计值，

P1和P2分别表示第一信号和第二信号的码测量值，

L1和L2分别表示第一信号和第二信号的相位测量值，

λ1和λ2分别表示第一信号和第二信号的波长，

$\mathrm{\γ}=\frac{{\mathrm{\λ}}_2^2}{{\mathrm{\λ}}_1^2},$

并且，

表示用于第一信号的电离层延迟的估计(表示为

)；

对于每个卫星，优选地，接收器使用第一宽巷模糊度模型，由以下表达式给出：

$N_W={\hat{N}}_W-d+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{sat}}-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{rec}}$

其中，

N_W表示第一宽巷模糊度，

d表示几何修正项，

μ_sat表示与各自卫星相关的、被参考系统发送至接收器的宽巷偏移，

以及，μ_rec表示与接收器相关的、对于所有第一宽巷模糊度是共同的宽巷偏移。

然后，接收器确定用于该卫星组的符合该模型的第一宽巷模糊度的整数值集合。具体地，可以借助第一宽巷模糊度的模型的卫星间的单差分或通过利用可及时适应的演化规律同时解算整数值和项μrec来执行整数值的确定。

优选地，按照与第一宽巷模糊度确定相类似的方式来执行用于卫星组的、按照连贯方式的第二宽巷模糊度的可选确定。

优选地，第一频率、第二频率和第三频率(当适用时)在频率L1、L2、L5和E6中选择。

有利地，在非微分码测量中，至少一个非微分码测量值具有小于0.5m的噪声，优选地，小于0.25m。在非微分码测量中每一个均具有大于0.5m噪声的情况下，优选地，借助至少三个频率来明确位置(这样就存在至少两个宽巷相位的可观察量)。

本发明的一方面还涉及GNSS接收器，其包括实现该方法的装置。有利地，这种装置包括存储在接收器的永久性或非永久性存储器中的程序，并且将该程序配置为当其在接收器中执行时，根据所描述的方法运行接收器。

附图说明

参照附图，本发明的其他显著特征和特点将从以下呈现的优选示例性实施方式的详细描述中变得显而易见：

图1示出了根据本发明的方法的优选实施方式的流程图。

具体实施方式

对于从接收器能够看见的每个卫星(即，对于每个处于接收器的地理位置处水平面以上的卫星)，则在接收器的层面处对频率f1和f2分别具有至少两个码测量值(非模糊的)，表示为P1、P2，以及至少两个相位测量值(模糊的)，表示为L1和L2(图1中的步骤10)。

还将使用以下符号：

$\mathrm{\γ}=\frac{{f_1}^2}{{f_2}^2}=\frac{{\mathrm{\λ}}_2^2}{{\mathrm{\λ}}_1^2},$ ${\mathrm{\λ}}_1=\frac{c}{f_1},$ ${\mathrm{\λ}}_2=\frac{c}{f_2}$

其中，c代表光速。对于GPS系统的频带L1和L2，则例如f1＝154f0，及f2＝120 f0，其中，f0＝10.23MHz。将使用惯例，其中码测量值P1和P2用长度单位来表示，而相位测量值L1和L2用周期表示。

用于码测量和相位测量模型的等式(在没有相位跃变的情况下，左边是测量值，右边是模型)如下：

λ₁L₁＝(D₁+λ₁W)-e-λ₁N₁+(Δh+Δτ₁)

λ₂L₂＝(D₂+λ₂W)-γe-λ₂N₂+(Δh+Δτ₁₂+Δτ₂)

P₁＝D₁+e+(Δh)

P₂＝D₂+γe+(Δh+Δτ₁₂)，                        (1)

其中，

-D1和D2代表在没有电离层效应的情况下，相位中心之间的传播距离；

-W是作为相对于天线的双极(“挥臂(windup)”效应)的传播方向的函数的相位旋转；

-e是在频率f1处的电离层延迟；

-Δh＝h_rec-h_eme，表示每一日期的接收器时钟hrec与发射器时钟heme之间的差分；

-Δτ₁₂是每一日期的接收器与发射器之间的码间偏移的差分；

-Δτ₁，Δτ₂分别是用于f1和f2的码相位偏移(每一日期的接收器与发射器之间的差分)；以及

-N1，N2为两个载波的相位的整周模糊度，该模糊度一开始是未知的并且假设其在考虑到的卫星的给定路径(passage)期间是不变量(即，在相位L1和L2的测量中导致的卫星路径期间发生的相位跃变)。

我们注意到，偏移Δτ₁₂，Δτ₁，Δτ₂可随时间变化。

应该注意，在三频接收的情况下，则此外对于每个卫星，存在着在第三频率f3处的码测量值P3和相位测量值L3，并存在来自模型的下列等式：

λ₃L₃＝(D₃+λ₃W)-y′e-λ₃N₃+(Δh+Δτ₁₃+Δτ₃)

P₃＝D₃+y′e+(Δh+Δτ₁₃)

其中，

- ${\mathrm{\γ}}^{\′}=\frac{{f_1}^2}{{f_3}^2}=\frac{{\mathrm{\λ}}_3^2}{{\mathrm{\λ}}_1^2},$ ${\mathrm{\λ}}_3=\frac{c}{f_3},$

-N3代表第三载波的相位的整周模糊度，该整周模糊度一开始是未知的并假设其在考虑到的卫星的给定路径期间是不变量；

-D3代表在没有电离层效应的情况下，相位中心之间的传播距离；以及

-Δτ₁₃是用于频率f1和f3的每个日期的接收器与发射器之间码间偏移的差分；

-Δτ₃为用于f3的码-相位偏移。

由于通过用指数“3”替换指数“2”，从用于对(f1，f2)的等式中直接获得用于频率对(f1，f3)的等式，因此为了避免不必要的重复下文讨论仅针对频率对(f1，f2)。

宽巷模糊度(整数)由NW＝N2-N1定义。用于NW(步骤12)的宽巷估计值可根据下列等式构造：

(在没有系统偏移情况下的电离层延迟估计)

和

(模糊度估计)

(宽巷模糊度估计)

从等式(1)开始可以构造用于该估计值的测量等式，从而提供此类型的等式：

${\hat{N}}_W=N_2-N_1+d+\mathrm{\Δ\μ}---\left(2\right)$

其中，d表示链接至D1与D2之间差分的几何修正，该修正在用于常规天线的周期之前保持较小，如有需要则可借助广播天文表以高精度计算该修正。W不再是该等式的一部分。Δμ是接收器-发射器差分Δτ₁₂，Δτ₁，Δτ₂的线性组合，因此其也是仅由接收器决定的值(表示为μ_rec)和仅由发射器决定的值(表示为μ_eme)之间的差分。给出：

Δμ(t)＝μ_rec(t)-μ_eme(t)                    (3)

其中，明确指出时间依赖性。

值Δμ对于在接收器的不同信道上以同一日期执行的所有测量是共同的。

可以通过解算预定时期的等式(2)来确定值NW＝N2-N1，在此时期期间至少有两个同步卫星路径出现(步骤14)。通过将Kk设置为要发现的整数，等式(2)可重新表示如下：

R_k(t)+μ_eme，k(t)＝K_k+μ_rec(t)                        (4)

其中，

Rk(t)代表与路径k的每个测量相关的残差，根据等式(2)进行考虑，得到

μeme，k(t)表示路径k的卫星的宽巷偏移，为确定位置(步骤13)必须将该卫星宽巷偏移提供至接收器，以及

μree(t)表示接收器的宽巷偏移(其是未知的，因此要在搜寻Kk期间被确定)。

可以说，等式(4)实际上代表(例如)可通过最小二乘法进行解算的等式的系统。该方法就不在此进一步详述了。以下因素是重要的应当注意，用于系统(4)的解决方案不是唯一的，而是存在解决方案族，这些解决方案可彼此通过(对于所有整数n)整数换算

进行推断。

用于系统(4)的又一简单且其自身适于例证该概念的解决方案是构造与不同路径相关的测量间的简单差分，进而允许直接消除μrec(t)的构造并得到用于路径a和b的如下类型的等式：

(R_b(t)+μ_eme，b(t))-(R_a(t)+μ_eme，a(t))＝K_b(t)-K_a(t)

计算对于路径a和b共有的时间间隔的平均数得到Kb-Ka。通过迭代前进，选择在时间上良好重叠的其他对路径，可得到其他值Kb-Ka。当存在着所考虑的路径在时间上良好重叠时，该方法是行之有效的。这样，最终将用于该卫星组的、按照连贯方式与卫星路径相关的宽巷模糊度确定为一个公共整数。实际上，对于所有的路径，一个宽巷模糊度保持未知，但是一旦明确了该宽巷模糊度，则所有其他宽巷模糊度直接或间接地被明确——因此称之为用于该卫星组的连贯确定。注意，在用于测量的间接噪声存在的情况下，优选地，(例如)借助于最小二乘法直接解算系统(4)(路径之间不进行区分)，原因在于噪声(约大于1.4倍)大于简单差分等式。

应阐明值μeme，因为在不知道这些值的情况下，接收器就不能接入宽巷模糊度的连贯解算。优选地，在参考接收器网络的层面处确定值μeme。利用在实践中μeme是随着时间缓慢变化的函数的特性。用于在参考网络层面处确定μeme的方法是提交的FR 0754139号专利申请的目的。该方法还使用系统(4)的等式。优选地，用于确定μeme的一套方法从选择网络的第一参考站开始，该参考站的μeme(下文中称为μrec，ref)的值长时间稳定。对于该参考站，任意确定μrec，ref，例如通过设定μrec，ref＝0。然后，扫描从该站能够看到的卫星的路径。对于每个路径，通过来自第一站的定义获得R_k＝K_k-μ_eme。然后，Rk被分解为任意整数量(例如，最接近的整数)，得到Kk以及不必为对应于Rk-Kk差分的整数的量，得到μ_eme。由此得到从第一站能够看见的卫星的μ_eme。

对于该卫星集合，对于其的内部延迟μeme已经获知，评估其他站的延迟μrec，ref。此时，在等式R_k(t)＝K_k+μ_rec，ref(t)-μ_eme，k(t)中，μeme，k的值是已知的。R_k(t)+μ_eme，k(t)被分解为(新站的)任意整数和对应站的延迟μrec，ref。对于所有星群卫星和参考网络的所有卫星重复这些步骤。最终获得值μ_eme，该值对于整个参考网络是连贯的并且可被认为至少一天是恒定不变的。

可通过任何便利的工具(例如，通过地面广播或来自SBAS卫星、互联网、便携式无线电话机等)在用于所考虑的卫星的星群的导航信息中将μeme传送给需要明确其位置的接收器。假设μeme较低的变化率，则需要较少的带宽来承载它们的值至需要明确其位置的接收器。

当宽巷模糊度的值是已知时，与伪距齐次的新等式可通过相位等式(1)构造：

$L_2-L_1+N_W=(\frac{D_2}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{D_1}{{\mathrm{\λ}}_1})-(\frac{\mathrm{\γ}}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})e+(\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})(\mathrm{\Δh}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_W)---\left(5\right)$

其中，Δτ_W是与TGD(源自“时间组延迟”)相似的值，原因在于其是Δτ₁₂，Δτ₁，Δτ₂的线性组合。该新组合具有一种非常感兴趣的噪声测量，与码噪声相比(典型地为几十厘米)，该新组合表现为比两倍相位噪声略小(因此，典型地是5mm)。

得到下列非模糊测量(在经典RINEX符号中固定宽巷组合，以日期设定测量)：

$L_2-L_1+N_w=D(\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})-e(\frac{\mathrm{\γ}}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})+(k+\mathrm{\Δh}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_w)(\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})$

P₁＝D+e+(Δh+Δτ)

P₂＝D+γe+(Δh+γΔτ)               (6)

其中，D和e分别为可建模的伪距(包括对流层延迟)和在第一频率上的电离层延迟。参考“消电离层”伪距(没有电离层贡献)(γP₁-P₂)/(γ-1)，此处Δh是接收器时钟与发射器时钟的差分；因为与等式(1)相反，等式参考消电离层组合，所以此处Δτ对应于接收器与发射器之间的“TGD”。这并不改变其普遍性，但参考等式(6)，该等式与经常用于GPS系统的等式相关。

宽巷可观察量的等式是特定的，因为宽巷模糊度集合被确定在一个整数内(称为n)。

已忽略修正(诸如，自相位中心的偏移)的贡献，记住，本文目的是分析理想组合的噪声。在任何方面，通常可假设在产生上述等式之前就已经实现了修正，原因在于这些修正能够以充分精度在接收器层面处计算。不考虑挥臂效应(其需要卫星姿态知识和模型)，原因在于其在宽巷组合中被消除(见等式5)。

在三个可观察量的情况下，因此存在用于构造消除电离层项(步骤16)的等式(6)组合的三个系数。设Popt为等式(6)可观察量的最优组合，设aW，a1和a2为组合的系数，给出：

P_opt＝a_W(L₂-L₁+N_W)+a₁P₁+a₂P₂                    (7)

当D的系数是1，e的系数消失的时候，则约束为：

$(\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})a_W+a_1+a_2=1$

$-(\frac{\mathrm{\γ}}{{\mathrm{\λ}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_1})a_W+a_1+\mathrm{\γ}{a}_2=0---\left(8\right)$

有两个约束等式；因此仍存在无穷数目的可能组合，可通过附加的标准(诸如，噪声极小化或结果的鲁棒性)在这些组合中进行选择。

等式(6)的所有时钟项和项Δτ以及Δτ_w并入到一个项中，该项可在利用可观察量给定组合的上下文中被称为“与组合相关的时钟”。该时钟项被命名为Δh_opt，因此P_opt＝D+Δh_opt。注意，项Δh_opt的接收器时钟部分是不明确的(因为未知整数n)，但是这并不限制定位问题的解析，原因在于在这种情况下，接收时钟被假定为未知并且以每个日期被解算。为了从组合Popt(步骤16)中推导伪距D，接收器需要知道项Δh_opt的发射器时钟部分(其将被称为hopt，eme)。优选地，在参考系统的层面处计算用于hopt，eme的值并将其发送至接收器(步骤15)。接收器的地理位置由计算出来的伪距集合来最终确定(步骤18)。注意，接收器中使用的组合必须事先固定(如，按照惯例或者定义协议)，从而值hopt，eme将与组合一致。hopt，eme可由等式(6)的系统在参考网络的层面处用典型方式来确定。注意，在参考网络的层面处，由于参考接收器的位置(因此，也是伪距)是已知的，则对于未知的hopt，eme，hopt，rec等解算系统(6)。

消除电离层效应的多个可观察量线性组合构造问题的理论表述已在上文中详细描述。这个理论表述可直接对任意数目的可观察量普及。

设x为三个可观察量(宽巷、码1和码2)组合系数的矢量，设A和B为等式(6)系数的矩阵，从而得到：

$B\left[\begin{array}{c}{L}_1\\ L_2\\ P_1\\ P_2\end{array}\right]=A\left[\begin{array}{c}D\\ e\end{array}\right],$ 以及                                (9)

x^tA＝[1 0]                      (10)

通过以下获得D：

$D=x^{t}B\left[\begin{array}{c}{L}_1\\ L_2\\ P_1\\ P_2\end{array}\right]---\left(11\right)$

指定P为码和相位的四个原始测量的噪声相关性矩阵，通过给出对应该解的噪声。

对于噪声P的每个定义，因此可发现关联解上(即，在D的值上)的噪声和最优复数x的系数。在下文中，将阐明对于测量噪声的不同情况的最佳噪声的数量级。

实施例1：GPS案例(双频)

下表示出了在双频模式中在GPS情况下的最佳噪声的数量级(单位是米，频率1和频率2分别是1575.42MHz和1227.60MHz)：

表中第一行(假设相位噪声为无穷大)对应于码的消电离层组合的典型情况。注意，只有在至少一个码测量有低噪声的情况下，宽巷相位组合的使用才是感兴趣的。然而，表中后三行是假设情况，这是因为GPS信号的码测量噪声的等级是1米。还可见，如果假设两个码测量具有10cm的噪声，则在码的消电离层组合上给出30cm的噪声，进而显示，如果这两个码的测量良好(表中最后一行)则导致宽巷相位组合是无关紧要的。例如，对于模糊度的通解，基于选定的假设则产生的噪声会是3cm。

实施例2：GPS案例(三频)

对于GPS三频的情况，具有频率L1、频率L2和频率L5。可适应等式(6)-(11)的系统，并提供如下噪声表(单位：米，频率1、2、以及3分别为1575.42MHz、1227.60MHz、以及1176.45MHz)：

该行为与实施例1的行为一致：两个较低噪声组合实质上有助于性能。表中第一行示出了增加第三频率并不带来太多通过码的消电离层组合所获得的产生噪声(由于鲁棒性、多径等原因，并不减少三个频率的利益)。

另一方面，通过单独使用宽巷组合中相位测量(表中第二行)直接获得27cm的性能。非常优质的码测量能在产生噪声方面占有稍许优势。其后，其他码测量上噪声降低仅对产生的噪声带来边际改进。

与标准情况(码的消电离层组合)进行对比，通过使用宽巷相位组合在噪声中存在因数10增益，并且通过增加较高性能的码测量存在较少额外增益。宽巷相位组合的收益源于日期仅取决于相位的这个事实，所以受多径问题的影响比码测量小。

实施例3：伽利略案例(三频)

在今后的伽利略系统案例中重复性能分析。现用于下表中的频率1、频率2、频率3分别是1575.42MHz、1176.45MHz和1278.75MHz。

用于对于三频GPS的情况，两个宽巷相位组合做出重大贡献。本案例中产生的噪声由不止一个因子10改进。

之前的实施例示出了在三频接收器中使用连贯的宽巷模糊度可构建消电离层伪距，该伪距与仅通过码测量组合获得的消电离层伪距相比，其噪声被改进了因子10。

这种能力的使用存在于在接收器的层面处不同数据的可用性，即，卫星的宽巷偏移(μeme(t)的值)以及与用在接收器层面处的最优组合相关的卫星时钟数据。为宽巷组合或所用的组合和处于参考系统层面处的星群卫星计算宽巷偏移μeme。而且，该参考系统确定用于选定的最优组合和星历表的时钟hopt，eme，接收器使该时钟hopt，eme可用以明确其位置。优选地，接收器需要的数据根据预定义的协议定期地从参考系统传送。原则上，在其带宽适合的情况下，所有的通信信道都可以使用。优选地，接收器拥有存储器，其用于存储在多个更新之间通过参考系统传送的数据。

理论上，根据本发明，采用该方法并不需要新的星历表，即，可以使用卫星在导航信息中广播的标准星历表。然而，须得注意的是，第一，星历表的性能会限制本方法的效益，第二，可通过这些星历表计算与最优组合相关的时钟。为了使用户从本方法的性能中彻底获益(具有代表性的是，测量中能得到比10厘米更精确的精度)，优选地，向星历表提供更加精确的更新。

此外，通常情况下，需要与所采用组合对应的时钟广播。不过，这些时钟可通过修正有关参考时钟而获得(与GPS的频率间偏移(“TGD”)的方法相似)，这使得适应第一频率的时钟能够通过由消电离层组合获得的参考时钟获得。在大多数案例中，这些修正将是恒定的或缓慢变化。因此，本方法与具有更高精度的时钟兼容，这些高精度时钟(例如)通过在系统层面处完全阻塞整周模糊度来获得。

Claims (10)

1.一种用于处理来自卫星组的无线电导航信号的方法，在所述卫星组中，每个卫星至少广播第一频率的第一无线电导航信号以及与所述第一频率不同的第二频率的第二无线电导航信号，所述方法在接收器处包括：

a）对所述组中的每个卫星接收所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号；

b）对所述组中的每个卫星，执行接收到的所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号的非微分码测量和非微分相位测量，所述第一无线电导航信号的相位测量值以及所述第二无线电导航信号的相位测量值均具有先验未知的整周模糊度，从而所述第一无线电导航信号的相位测量值和所述第二无线电导航信号的相位测量值的宽巷组合具有先验未知的宽巷整周模糊度；

c）对所述卫星组，通过使用与所述卫星组的卫星相关的、从参考系统中接收的宽巷偏移按照连贯方式确定宽巷整周模糊度，以及

特征在于：

d）使用接收到的所述第一无线电导航信号的码测量值和相位测量值以及所述第二无线电导航信号的码测量值和相位测量值、以及对所述卫星组以连贯方式确定的所述宽巷整周模糊度，来确定所述接收器的位置，

确定所述接收器的位置包括：对于所述卫星组中的每个卫星，用所述码测量值的消电离层组合以及由所述宽巷整周模糊度补偿的所述第一无线电导航信号的相位测量值和所述第二无线电导航信号的相位测量值的差分来确定伪距，所述消电离层组合在噪声方面优化，所述伪距的确定还取决于从参考系统接收到的、与所述消电离层组合相关的卫星时钟值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，对所述卫星组按照连贯方式确定所述宽巷整周模糊度包括：

从参考系统接收与所述卫星组中的卫星相关的宽巷偏移；

对于所述卫星组中的每个卫星，根据如下等式计算用于所述宽巷整周模糊度的估计值：

${\hat{N}}_W=(\frac{P_2-2\mathrm{\γ}\hat{e}}{{\mathrm{\λ}}_2}-L_2)-(\frac{P_1-2\hat{e}}{{\mathrm{\λ}}_1}-L_1)$

其中，

表示所述宽巷整周模糊度的所述估计值，

P₁和P₂分别表示所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号的码测量值，

L₁和L₂分别表示所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号的相位测量值，

λ₁和λ₂分别表示所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号的波长，

$\mathrm{\γ}=\frac{{\mathrm{\λ}}_2^2}{{\mathrm{\λ}}_1^2},$

以及，

表示对于所述第一无线电导航信号来说要被考虑的电离层延迟的估计；

对于所述卫星组中的每个卫星，根据以下等式来建立用于所述宽巷整周模糊度的模型：

$N_W={\hat{N}}_W-d+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{sat}}-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{rec}}$

其中，N_W表示所述宽巷整周模糊度，

d表示几何修正项，

μ_sat表示与各个卫星相关的宽巷偏移，

μ_rec表示对于所有宽巷整周模糊度共同的、与所述接收器相关的宽巷偏移；

以及对所述卫星组确定符合所述模型的所述宽巷整周模糊度的整数值集合。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，使用来自所述宽巷整周模糊度的所述模型的卫星之间的简单差分来实现所述整数值的确定。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一频率和所述第二频率从频率L1、L2、L5和E6中选择。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述组中的每个卫星广播不同于所述第一频率和所述第二频率的第三频率的第三无线电导航信号，

其中，

对于所述组中的每个卫星，还接收所述第三无线电导航信号；

对于所述组中的每个卫星，执行接收到的所述第三无线电导航信号的非微分码测量和非微分相位测量，所述第三无线电导航信号的相位测量值具有先验未知的整周模糊度，从而所述第一无线电导航信号的相位测量值与所述第三无线电导航信号的相位测量值的宽巷组合具有先验未知的另外宽巷整周模糊度；

对所述卫星组以连贯方式确定所述另外宽巷整周模糊度，以及

使用所述第三无线电导航信号的码测量值和相位测量值、以及对所述卫星组以连贯方式确定的所述另外宽巷整周模糊度，来进行确定所述接收器的位置。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，按照与对所述卫星组以连贯方式确定所述宽巷整周模糊度的方式类似的方式实现对所述卫星组以连贯方式确定所述另外宽巷整周模糊度。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第三频率从频率L1、L2、L5和E6中选择。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述非微分码测量值中的至少一个具有小于0.5m的噪声。

9.根据权利要求5所述的方法，其中，所述非微分码测量中的每一个均具有大于0.5m的噪声。

10.一种GNSS接收器，其特征在于被配置为处理来自卫星组的无线电导航信号，在所述卫星组中，每个卫星至少广播第一频率的第一无线电导航信号以及与所述第一频率不同的第二频率的第二无线电导航信号，所述处理包括：

a）对所述组中的每个卫星接收所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号；

b）对所述组中的每个卫星，执行接收到的所述第一无线电导航信号和所述第二无线电导航信号的非微分码测量和非微分相位测量，所述第一无线电导航信号的相位测量值以及所述第二无线电导航信号的相位测量值均具有先验未知的整周模糊度，从而所述第一无线电导航信号的相位测量值和所述第二无线电导航信号的相位测量值的宽巷组合具有先验未知的宽巷整周模糊度；

c）对所述卫星组，通过使用与所述卫星组的卫星相关的、从参考系统中接收的宽巷偏移按照连贯方式确定宽巷整周模糊度，以及

d）使用接收到的所述第一无线电导航信号的码测量值和相位测量值以及所述第二无线电导航信号的码测量值和相位测量值、以及对所述卫星组以连贯方式确定的所述宽巷整周模糊度，来确定所述接收器的位置，

其中，确定所述接收器的位置包括：对于所述卫星组中的每个卫星，用所述码测量值的消电离层组合以及由所述宽巷整周模糊度补偿的所述第一无线电导航信号的相位测量值和所述第二无线电导航信号的相位测量值的差分来确定伪距，所述消电离层组合在噪声方面优化，所述伪距的确定还取决于从参考系统接收到的、与所述消电离层组合相关的卫星时钟值。

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