TWI325236B - Reduced complexity channel estimation for wireless communication systems - Google Patents

Description

1325236 玫、發明說明: 【相關申請案交又參照】 本申請案主張於2002年11月19曰提出申請之美國臨時專 利申請案第60/427,896號之權利，其全部揭示内容皆以引用 方式倂入本文中。 【發明所屬之技術領域】 本發明概言之係關於資料通信，更具體而言，係關於用 於實施降低複雜性通道估計之技術。 【先前技術】 無線通信系統廣泛部署用於提供諸如語音、封包資料等 各種類型之通信。該等系統可係能夠藉由共享可用系統資 源而支援與多個使用者通信之多向近接系統。此等多向近 接系統之實例包括分碼多向近接（CDMA)系統、分時多向近 接（TDMA)系統、及正交分頻多向近接（〇FDMA)系統。 正父分頻多工（〇FDM)可有效地將整個系統頻寬劃分爲 若干（N)個JE父子頻帶。f亥等子頻帶亦被稱作音調、頻率箱 及頻率次通道。對於〇FDM，$一子頻帶皆與一相應副載波 相關’資料可於該副載波上調變。因&，每一子頻帶皆可 被視爲—可帛於傳輸資料之獨立傳輸通道。 在一無線通信系統中，一央 旅〜 — Τ 米自一發射器之RF調變信號可 猎由若干傳播路徑到達— 連接收态。對於一OFDM系統而言， ㈣個子頻帶可能會因衰 _ „ < 不同影響而經歷不 β爲於並因此與不同的複數通道增益相關聯。 …° ㈣上有㈣輸資料，通常需準確估計發射

O:\89\89443.DOC -6· 1325236 器與接收器之間無線通道之回應。通常係藉由自發射器發 送一導頻並於接收器處量測該導頻來執行通道估計。由於 導頻係由事先已爲接收器所知（先驗條件）的符號組成，因此 對於每-詩導頻傳輸之子頻帶而言，可將通道回應估算 爲所接收導頻符號對所發送導頻符號之比例。 導頻傳輸表示-無線通信系統中之資源消耗（㈣此吨。 因此’希望儘可能最大限度減少導頻傳輸 '然&，由於每 線通道中的雜訊及其它人卫因素，爲使接收器獲得一適當 準確的通道回應估計，需傳輸足夠數量之導頻。此外，因 多路徑組元之衰落及變化使通道隨時間變化，因此需重複 導頻傳輸。因此，通道估計通常消耗掉大部分系統資源。 在- OFDM系統中’爲降低用於導頻之資源消耗量，可 於一組指定子頻帶上發送一導頻傳輸，該組指定子頻帶可 僅係一可用子頻帶之子集。根據該導頻傳輪，可獲得對該 等指定子頻帶的一初始通道回應估計。然後，可執行信號 處理來獲得對-組所需子頻帶的增強通道回應，該組所需 子頻帶通常包括欲用於資料傳輸之子頻帶。在信號處理 中，可進-步執行雜訊平均以獲得一更精確之通道回應估 計。如下文所詳細Μ述，視用於導頻傳輸之指定子頻帶數 量及通道脈衝回應而定，信號處理可能在計算上較爲密集 且需執行很多次複數乘法。 $ 因此’在此項技術中，需要提供更有效導出無 統（例如OFDM)中通道回應估計之技術。 ” 【發明内容】

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本文提供使用較一蠻力法顯著S小+…A 考爲少之複數乘法即可導出 相同通道估計之通道估計導出技術。 。亥種通道估計可係對 一無線通道脈衝回應的一最小平方彳士 卞万估计，其可根據對該無 線通道的一初始頻率回應估計ft邋山 , … T '導出。如下文所詳細闡 述，該最小平方通道脈衝回應估計可藉由向量盒盘一根據 一離散傅立葉轉換(DFT)矩”導出的矩陣妒之間的矩陣 乘法導出。可利用矩陣W之結構脾祐隨千1 . λ —。偁將矩陣乘法wisii分解成显 之各較小子矩陣與ί[之各較小子内曰扣t — 〜 —分平又j十向置間的矩陣乘法之和。 可利用应之該等子矩陣之性質簡化 π '門化什异。彔終結果係：獲 得最小平方通道脈衝回岸估斗6fi_七[ 應估。十所需的複數乘法次數減 少 。 在一實施例中’提供·-種用於導 也a z / 、导出—無線通信系統（例如 一 OFDM系統）中一無線通道估外 、帒寸之方法。根據該方法，首 先獲付一中間向量B，該中問6县〇 /么1 里—3甲間向$B係根據一第一通道估計 (例〜如一通道頻率回應估計）之向量ή之K個子向量及DFT矩 陣π之至少兩個DFT子矩陣導出，其中κ係一大Μ的整 數。此外，亦獲得DFT矩㈣的—中間矩陣ϋ後，根據 该中間向量旦及中間矩陳Α道_ + 也 跑丨皁一導出一第二通道估計（例如一最 小平方通道脈衝回應估計）。 在一貫把方案中，藉由以下古·+/» Ij_U 卜 稽田以下方式仔出中間向量B :首先計 算一根據向量Η構成之第—拓随☆ 矩陣StxL之DFT，以提供一第二 矩陣殳LxL。然後，計算_美麻„ 巷展DFT子矩陣w!之各行與第二 矩陣QlxL之各列間之内藉，以摇Ρ 士 Μ丄θ Π積以獲仔令間向篁Β之元。該實施 方案之詳情將於下文閣述。 0：\89\89443.〇〇c 1325236 下文將進一步詳細闡述本發明之各種態樣及實施例β 【實施方式】 本文所述通道估計技術可用於任一具有多個子頻帶之通 信系統。爲明晰起見’下文將具體針對一 〇Fdm系統來闡述 該等技術。 圖1展示一可用於一 OFDM系統之子頻帶結構丨〇〇。該 OFDM系統之總系統頻寬爲w百萬赫茲，該總系統頻寬劃分 舄N個使用OFDM的正父子頻帶，其中每一子頻帶之頻寬皆 爲W/N百萬赫茲。在一典型〇fdm系統中，該N個總子頻帶 中僅有Μ個係用於資料傳輸，其中m<n。該Μ個可用子頻帶 亦稱作資料子頻帶。其餘Ν-Μ個子頻帶則不用於資料傳 輸，而是用作防護子頻帶以使該OFDM系統能夠滿足頻譜屏 蔽要求。該Μ個可用子頻帶包括子頻帶？至子頻帶F+M — 丄。 對於OFDM而言，首先使用一選定用於該子頻帶之特定 調變方案來調變欲於每一子頻帶上傳輸之資料（即符號映 射）。賦予N-M個未使用子頻帶零信號值。在每一符號周期 中，皆使用一反快速傅立葉轉換（IFFT)將所有N個子頻帶中 的Μ個調變符號及N-M個零轉換爲時域，以獲得一包含1^個 時域樣本之「已轉換」符號。每一已轉換符號之歷時皆與 每一子頻帶之頻寬成反比關係。舉例而言，若系統頻宽爲 W=20百萬赫茲且Ν=256，則每一子頻帶之頻寬皆爲78 !乃 千赫兹（或W/N百萬赫兹）且每一已轉換符號之歷時皆2爲5 12.8微秒（或1^/1\¥微秒；^ 一 OFDM系統之Ν個子頻帶可經歷不同之通道狀態（例如因

O:\89\89443.DOC 1325236 衰落及多路徑而産生之不 M Eife 響）亚與不同之複數通道增 皿 p 。為在接收器處正殘處理（你丨i 、 ^〜理（例如澤碼及解調變）資 料，通常需精確估計通道回應。 爲明晰起見，尤#今、丄 ⑨i纟下文明中，使用小寫字母表示指標 (index).’使用大寫字母表示常 吊數’使用粗體及加底線之小 寫字母及大寫字母表示向量及矩陣。 〇歷系統中無線通道之特徵既可由—時域通道脈衝回 應k亦可由-對應的頻域通道頻率回應Ε來表示。通道頻率 回應Ε係通道脈衝回齡之離散傅立葉轉換（df斤該關係可 以矩陣形式表示如下： H=Wh， 方程式（1) 其中k係-表示0FDM系統中一發射器與一接收器間無線 通道脈衝回應之（Nx 1)階向量； Η係一表示無線通道頻率回應之（Νχΐ)階向量；及 w係一用於對向量k執行DFT以獲得向量迀之（ΝχΝ)階 DFT矩陣。 DFT矩陣W之定義使第（n，m)個元W&表示如下：

W

N

N 其中 n={l …N} 方程式（2) 其中η係一列標’ m係一行標。 對於通道脈衝回應之每一分支，向量]1皆包含一個非零 元。因此，若通道脈衝回應包括L個分支（其申L<N)，則向 量h之前L個元將爲L個非零值，而後面的（N L)個元將皆爲 零。 O:\S9\89443 DOC •10-

〜厶JO 〜厶JO 圖2A以圖艇θ - ，a 鮮方式展不通道頻率回應Η與通道脈衝回應h 之間的關係。向晋h白人6益· &J·T· ^里k包含自發射益至接收器之無線通道脈衝 回應之N個時诗#，甘士 u _ -值其中k中的某些元可爲零。可藉由以矩 陣及自左乘向s &而將該向量&轉換至頻域。向量E包含該N 個子頻帶之複數通道增益之N個頻域值。 圖2B以圖解方式展示矩陣义’該矩陣猶—由方程式⑺ 所定義的各元素W& (其中n=〇…N}且m=〇 N》）構成之 (NxN)階矩陣。爲明晰起見，圖2B未展示上標,,N,,。矩陣！ 之每一列皆對應於全部N個子頻帶之一。 無線通道脈衝回應之特徵可由[個分支表示，其中L通常 遠小於子頻帶總數（即L<N)e亦即，若發射器施加—脈衝至 無線通道，則L個時域樣本（以…之取樣率）將足以基於該脈 衝激勵表徵無線通道回應。通道脈衝回應之分支數量l取決 於系統之延遲擴散（delay spread)，其中一較長的延遲擴散 對應於一較大的L值。 由於通道脈衝回應僅需L個分支，因此通道頻率回應廷位 於一L(而非N)維子空間中。更具體而言，根據少至l個適當 選擇的子頻帶而非所有N個子頻帶之通道增益即可完全表 徵無線通道之頻率回應。縱使可獲得多於L個通道增益，但 藉由抑制該子空間外的雜訊分量即可獲得一增強的無線通 道頻率回應估計。 在一種通道估計技術中，根據一 3_步驟式方法獲得對無 線通道頻率回應的更精確估計β在第一步驟中，根據s (其 中S係一整數’其選擇結果爲lsssm)個指定子頻帶中每 O:\89\89443.DOC -11 - 1325236 一子頻帶之所接收及所發送導頻符號獲得一初始通道頻率 回應估計β。該S個指定子頻帶可包含所有μ個可用子頻帶 或僅包含該Μ個可用子頻帶之一子集。該初始通道頻率回 應估計旮可表示如下： ^r-slxs-Hs+nJxs - 方程式（3) 其中[S係一具有S個元之「接收」向量，該s個元表示在s個指定 子頻帶上所接收之符號； L係一具有S個元之「發射」向量，該s個元表示在s個指定 子頻帶上所發射之符號；

Ss係一（S X 1)階向量，其僅包含（nx 1)階向量过中對應於 S個指定子頻帶之S個元； ns係一具有s個元之向量，該s個元表示在s個指定子頻 帶上所接收之加成性高斯白雜訊（AWGN);及 as/b’fai/bi a2/b2…as/bs]T ’其包括對應於§個指定子頻 帶之S個比例。 在第二步驟中，根據下列最佳化方程式獲得一對無線通

道脈衝回應之最小平方估計反 h = min 11^ - Wh . hi Η J

Is 方程式（4) 其中坞係一表示所假設通道脈衝回應之（Lx丨）階向量； 立係（ΝχΝ)階矩陣W之一（SxL)階子矩陣；及 ^S係一最小平方通道脈衝回應估計之（L χ丨）階向量。 圖3 Α以圖解方式展示矩陣5與里之間的關係。矩陣立之s 個列係矩陣！中對應於S個指定子頻帶之3個列’且矩陣鱼 之L個行係矩陣W之前l個行。 O:\89\89443.DOC •12- 產生最小均方誤差（或更具體而言 種式（4)之解法可表示如下·· 最小歐式範數）的方 £ = (WH^)-1WHH = WlsH } I Λ〜1S 方程式（5) ”中逐係一（LxS)階矩陣，其定義爲免= —丨^^。 —在第三步驟中’根據最小平方通道脈衝回應；計孑獲得 —如下的無線通道頻率回應增強估計迕ls :

Hb=Whls . — 甘+ ' 方程式（6) ”中^、（NxN浪矩陣及之一（QxL)階子矩陣；及 过15係一表示Q個所需子頻帶之增強通道頻率回應估計 之（Qxi)階向量。 矩陣！之Q個列係矩陣！中對應於〇個吾人期望得知其增 強通道頻率回應估計之子頻帶之Q個列。一般而言，矩陣^ 可包含矩輕中任意數量的列及矩陣里中列的任意組合。舉 例而言，矩陣W可僅包含矩陣w中的S個列、矩陣应中的s 個列加上一或多個其他列、矩陣览中對應於M個可用子頻帶 之Μ個列，等等。因此，該S個指定子頻帶之群組與該Q個 所需子頻帶之群組既可能相同，亦可能不同。 方程式（6)表明：根據僅包含l個元的最小平方通道脈衝 回應估計Γ可獲得該Q個所需子頻帶之增強通道頻率回應 A Is 估什达’其中L通常小於S及Q，且可遠小於s及q。 該3 -步驟式通道估計技術更詳細地闡述於美國專利申請 案第[代理檔案號PD020718](名稱爲「OFDM通信系統之通 道估計（Channel Estimation for OFDM Communications

Systems)」’ 2002年l〇月29曰提出申請）中。本文所闡述之降 OA89V89443 00C -13- 1325236 低複雜性通道估計技術亦可與闡述於美國專利申請案第 1〇/340,507號（名稱爲「無線通信系統中的上行鏈路導頻及 信令傳輸（Uplink Pilot and Signaling Transmission in wireless Communication Systems)」，2002年 10月 29 日提出申 清）中之導頻傳輸方案結合使用。該兩個專利申請案皆受讓 於本申請案之受讓人，且皆以引用方式倂入本文中。 可將一 OFDM系統設計爲具有相當大數量之子頻帶。舉 例而&，可將一 OFDM系統設計爲總共具有256個子頻帶（即 N=25 6)且其中具有224個可用子頻帶（即M=224)。在一實例 性設計中，可選擇下行鏈路s值等於224(即心1 = 224)而上行 鏈路S值等於32(即Sul = 32)。子頻帶總數可根據L值給出，以 使N=L.T。所指定子頻帶之數量亦可根據l值給出，以使 S=K.L。對於L=16且T=16的上述實例性設計而言，下行鏈 路之Κ值將等於14而上行鏈路之κ值將等於2(即s^=l4L且 SU|=2L) ° 一種使用方程式⑺來導出估計向量f之直接或蠻力法 在執行（LxS)階矩陣f與（Sxl)階向量a間的矩陣乘法時將 需要執行Cbf=L.S次複數乘法。此乃因向量個元素中 的每-π素皆要求執行3次複數乘法以獲得—列的矩陣鱼15 與向量沒間的内籍。斜i » —，ls '十於上述實例性OFDM系統而言，導 出估汁k所需之複數乘法..次數可表示爲 bf 16 16 K 256K’其中對於下行鏈路而言，K=14, 而對於上㈣路尤其對於下行鍵路而言， 可此需要執純多次複數乘法方可導心計f。

O:\89\89443.DOC 1325236 本文提彳fls右干使用顯著較蠻力法爲少之複數乘法次數來 導出估計k t技術。可利用矩陣@之結構將方裎式⑺中之 矩陣乘法W自&解爲应之各較小子矩陣與旮t各較小子 向量間：κ個矩陣乘法之和。可利用应之該等子矩陣之性質 簡化計鼻。如下文所詳細闡述，最終結果係：爲獲得估計 所需的複數乘法次數減少。 — (Sx 1)階向量中斗 TS-K.L)可如下式所不劃分成κ個較小 的（Lxl)階子向量： 1 Η η2 Μ Ηκ 方程式（7) 其中每一子向*Sk(k={1 κ}}皆可表示爲： F+(k-1)L H^-，)l+1... HF+kL.,f 方程式（8)

Hk=[HF+fk.nL Hc_______ ύ y 其中HF+(k_1)L+j係子頻帶F+(k_1)L+j之估計通道增益，其可根 據方程式（3)所示運算獲得； F係如圖1所示之第一可用子頻帶之指標；及 "τ"表示轉置。 (S L”白矩p車》(其中S=K丄)亦可如了式所示劃分成κ個 較小的（LxL)階子矩陣： W W. Μ LWK. W： 方程式（9) 其中每-子矩陣仏（其中k={1 ·κ})皆基於矩陣应中的〆不 同的L列列集構成。將該κ個子矩陣1(其中㈣.幻）連結 於一起即可組成矩陣访。

O:\S9\89443.DOC -15- 1325236 圖3B以圖解方式展示將向量注劃分爲κ個子向量盒k (其 中k={l ...K})及將矩陣w劃分爲κ個子矩陣& (其中 k={l ...K})。 下： 方程式（10) 由該圖可見，該K個子矩陣wk之相互關係如 Wk=Wi5k，其中 k={2...K}， 其 中L係一（LxL)階對角矩 Σ* =diag 其亦可改寫如下： 2k=diag leJ τ *·» 、 -;2λ· (MV2 陣，該對角矩陣可表示如下： "e N ， 方程式（11a) I Τ 方程式（lib) 如方程式（ίο)所示’該〖個子矩陣仏（其中k={i · 彼此 相關’且矩陣I(其中k={2 Κ})皆可根據”基底"子矩陣五1 導出。 — 可看出，每—矩陣&C(其中k={l ...Κ})之各對角元素皆構 成一（TXT)階DFT矩陣的一"廣義，，行，該（ΤχΤ)階DFT矩陣之 疋素如方程式（2)所定義，只是其中N被T取代。對於一（TxT) 階DFT矩陣而言，列標η及行標m皆係自1至Τ。然而，對於 該（TxT)P6 DFT矩陣的一廣義行而言，列標n可取任一整數 值，且若及當列標n大於T時，將僅重複該廣義行之元素。 在方私式（1113)中，L既可等於亦可不等於T。若L>T，則一 (LxT)階DFT矩陣之列標n可超過（ΤχΤ)階DFT矩陣之列維 數，由此形成廣義行。 一種低複雜性最小平方（LCLS)方法可用於導出最小平方 通道脈衝回應估計對於該LCLS方法而言，首先使用子

O:\89\S9443.DOC -16- 1325236 向量良及子矩陣Wk(其中k={1…K})將方程式（5)改寫爲下 式： [k442 4 46 Δ

M ~ M 方程式（12) 方程式（12)可表示爲一（LxL)階矩陣A與一（Lxl)階向量B之 矩陣乘積。該矩陣A可表示如下： Δ=(ί^^Γ =^2)-1 * 程式(13) 由於矩陣4並不取决於向量g，因而可離線計算（即預先計 算）矩陣A並將其儲存於—記憶單元中。 向量B可表示如下： k=1 方程式（14) 使用方程式（10)所示之夂 .各子矩陣Wk(其中k={l ... K})之關 係可將向量B改寫爲： 1 0 Λ 0 ' K Σ 0 (X2- Λ Μ Jt=l Μ Μ 0 0 0 Λ 0 匕之第 m行； '^Kk Μ yd u.k ，其中爪={1 ... L};及 W表示共軛轉置。 方程式（15: e 方程式（15)可簡化如下：

O:\S9\89443 DOC -17- 1325236

Μ 4έ咕、 Vk=i y 方程式（16) 如方程式（16)所示，向量b包含用於哕& θ — /"κ Λ 哀向置之L個元之L個内 積。广算向量 < 與量㈣k)之間的每一内積以獲得 對於每-内積，皆可如下文所述使用一（TxT) 階DFT來計算量。 \k=l j 可使用基數（radix)爲2之快速傅立葉轉換（FFT)來計算一 (TxT)階DFT，該基數爲2之快速傅立葉轉換（fft)需要執行 cr__2=(r.l〇g2：T)/2次複數乘法。若使用基數爲22FFT根據方 程式（16)計算向量旦_’則所需複數乘法次數爲 CB=L，[(T.l〇g2T)/2 + I^’其中第二個L(該方程式右側括弧内 的L)表示計算 <與間内積所需的L次複數乘法而 \K=1 J . 第一個L(該方程式右側括弧外的L)則表示向量氐之L個内 積。亦可將CB表示爲CB = L2 + L · T. l〇g2T/2。矩陣與向量B 矩陣相乘所需之複數乘法次數爲匚仙=L L = L2。因此，可將 使用LCLS方法及基數爲2之FFT根據方程式（16)來計算估 計β所需之總複數乘法次數表示爲：

Ct〇tal_radix2 =匚⑹ + CA = 2L2 + L . T.. l〇g2 172 方程式（1 7) 對於上述實例性OFDM系統之下行鏈路而言，l = 16, T= 16 且Κ=14。使用蠻力法根據方程式（5)計算估計所需之總 複數乘法次數爲(^=16.16.14=3,584次。而使用1^1^方法及 O:\89\89443.DOC -18 - 1325236 基數爲2之FFT根據方程式（16)來計算估計£_1S所需之總複 數乘法次數則爲 CtQtal_radlx2=2.162+16.16.1og2 16/2 = 1024次。此 說明計算估計t1S所需之總複數乘法次數降低7 1.42%。 亦可使用一基數爲4之FFT來計算（ΤχΤ)階DFT，此需要執行 CT_radiX4=((T/4-l)/(T/2)(T.log2T)次複數乘法。使用 LCLS 方法 及基數爲4之FFT根據方程式（16)來計算估計£1S所需之總 複數乘法次數爲 Ctotal _ radlx4 = 16.16 +16 · [(3 / 8)(16 · log216) +16] = 896 次。此說明計算估計i1S所需之總複數乘法次數降低75%。 表1列示使用（1)蠻力法及（2)LCLS方法及基數爲2及基數爲 4之FFT來計算通道脈衝回應估計£_1S所需之複數乘法次 數，同時亦展示藉由LCLS方法達成的較蠻力法省卻的複數 乘法次數之百分比。 表1 複數乘法次數 省卻的複數乘法 蠻力法(cbf) LCLS(Ctotal) 次數(％) 基數爲2之FFT 3,584 1,024 71.42 基數爲4之FFT 3,584 896 75.00 圖4係一流程圖，其展示一種用於使用上述低複雜性最小 平方方法導出一最小平方通道脈衝回應估計之方法400之 一實施例。在下文說明中，該方法之輸入如下： •通道脈衝回應之分支數量：L; •子頻帶總數：N=L‘T ; •指定子頻帶數：S = L_K ;及 •含有該S個指定子頻帶之通道增益之初始通道頻率回應 O:\89\89443.DOC -19- 1325236 估計 Η : h = [6fh 3亥方法之輸出則 f+i...Hf+lk-i]T。 係最小平方通道脈衝回應估計 首先’將（Sxl)階向量ή之S個元排列成一如下的（TxL)P皆 矩陣STxL(步驟412): HF hf+1 Λ Hf+L-1 hf+l Hf+L+1 Λ Hf+2L-1 StxL = Μ 0 Μ ^F+(L-l)K Hf+(L-1)K+1 Λ Hf+lk-i 0 0 Λ 0 0 0 Λ 0 方程式（18) 如方私式（1 8)所示，由第一列開始自左至右將向量盒之$個 元逐列寫入矩陣ήτα中。矩陣HTxL之每一列皆包含向量Η之 L個連續元。由此，該矩陣hTxL將向量ή有效劃分成κ個（Lxl) 階子向量^(其中k={l…K})，其中每一子向量1皆對應 於矩陣Stxl之一列。矩陣Stxl包含N個元，該N個元對應於 全部N個子頻帶❹如方程式（18)所示，由於s通常小於n，因 此在矩陣ήτχΙ_中僅前K列包含來自向量Η之非零值，而矩陣 HTxl中的最後（N-S)個元則填充以零。 然後，構成一（LxT)階DFT矩陣ILxT(步驟414)。將矩陣 WLxT之第（n，m)個元WnTm定義爲： _j2n〇L-D(m-i)

Wn,m=e τ ’其中 η={1 …L}且 m={ 1 ... Τ}。 方程式（19) 矩陣WLxT之每一行皆對應於一（ΤχΤ)階DFT矩陣之一廣義 行。因此，矩陣WLxT之第m行包含L個對應於方程式（Ub) O:\S9\89443.DOC -20- 1325236 斤丁矩陣^^對角^素的元，其中k=m(m= ^至κ)。由於矩 陣么之指標k係自m，而矩陣^丁之行標爪係自且 由於如，因此如下文所述’可能並非使賴有料^的 行。 ^圖3(：以圖解方式展示矩陣&與i之間的關係。㈣ I的前κ列對應於〖個子向量&，其中叫 κ}。矩陣 ^丁之τ個行爲-（ΤχΤ)階DFT矩陣之廣義行矩心μ之 每一列皆爲該（ΤχΤ)階DFT矩陣之一 ”正規”列。 —Χ 然後，使用矩陣WLxT計算矩陣I之各行之丁點附（步 驟416)。該等DFT可表示如下： —LxL ~ WLxTHT)<l = I, 12 Μg, 方程式（20) 其令|m(其中m={ i ... L})係一代表矩陣&之第爪列之（Lxi) 階列向量。 每—列向量lm皆包含L個元，如圖3C所示，其中每一元

皆根據矩陣WLxT之一列盥矩陳A —LxT N ”矩丨半STxL之一行之丁點DF丁得 出。方程式（20)實質上執行方鞀 貝矾仃万式（M)所示的L次求和計 算’以使：

Im =ΣαΓΐ，其中 m={l …L} ^ ^ λ.· k=' f 方程式（21) 矩陣1包含τ個行，該τ個行對應於—（丁χτ)階附矩陣 之T個廣義列。然而’僅矩陣及LxT的前κ行用於κ個矩陣 其：Γ{1 ·_.κ}。严τ的最末(τ-κ)個行則未被使用，此乃 因忒等行與矩陣gTXL中最末（τ_κ)個列的零相乘。

O:\89\89443.DOC -21 - 1325236 .…、後，藉由計算—向量〜之共軛轉置與一對應列向量gm 間的—内積獲得向量邕之L個元中的每一個元（步驟418)。該 内積可表示如下： ’其中m={1 u 方程式（22) 其中L係（LxL)階子矩陣^之第爪行，”*"代表共輕。子矩 陣％之定義使第（n，m)個元Wi，m表示如下： _j2n(nzlKm：tF-^ ’

Wn，m=e N ，其中η={1 …乙}且„1={1 …L}。 方程式（23) 步驟418之結果係向量互=[^6 ~]7·。

可如方程式（13)所示預先計算（LxL)階矩陣a並將其儲存 於一記憶單元中（步驟420)。然後，可藉由執行矩陣么與向 量B的矩陣乘法來計算最小平方通道脈衝回應估計(步 驟422)。該矩陣乘法可表示如下： h =AB —一 方程式（24) 圖5係一流程圖，其展示一種用於使用低複雜性最小平方 方法導出一最小平方通道脈衝回應估計之方法500之另一 實施例。 首先，根據（1)一第一通道估計之向量之κ個子向量及（2) 一 DFT矩陣之至少兩個DFT子矩陣，導出一令間向量（步驟 512)。該中間向量可係适，該〖個子向量可係盒&(其_ Κ})，該第一通道估計向量可係台，該第一通道估計可係初 始通道頻率回應估計，該至少兩個DFT子矩陣可係wk(其中 k={l…K})，該DFT矩陣可係w。然後，可藉由以下方式 獲得中間向量B : (1)執行每_該〖個子向量與尺個1)17丁子矩 O:\S9\89443.DOC -22· 1325236 陣中一對應子矩陣的矩陣乘法，以獲得一對應的中間子向 量Wk fik，及（2)如方程式（14)所示，累加該κ個中間子向量 及？Sk(其中k={l…K})，以獲得中間向量b。 或者，該至少兩個DFT子矩陣可係。此時可藉 由以下方式獲得中間向量B: (1)計算一根據第—通道估計 向量Η形成之第一矩陣gTxL之DFT，以提供—第二矩陣

Qul，及（2)如方程式（21)及（22)所示，計算基底dft子矩陣 I之各行與第二矩陣心之各列間的内積，以獲得中間向 量B。 然後獲得-中間矩陣，所導出的該中間矩陣係用於對岸 於初始頻率回應估計向量之耐矩陣（步驟514卜該中間矩 陣I係矩陣A，其可如方程式（13)所示導I同樣，可預先 异該矩“'將其館存於—記憶單元中並在需要時檢索 之。 …、:後，根據該中間向量及中間矩陣導出一第二回

(步驟5丨6)。該第二回應估 心D 估計。 』你取小干方通道脈衝回應 在上文說明中，利用铝击τ

矩陣及之結構極大降低了導出最小 千方通道脈衝回應估蚪少，—Α 取J 通it ·ίϋ· # t IT ” 设，性。本文所述之降低複雜性 =估Γ 於^其料道料。舉㈣言，該 專技術可用於導出方炉斗， 計。-般.而言，該等所示之增強通道頻率回應估 -子矩陣之問題。用於任何涉及乘以贿矩陣之 於問題之構成。、_技術所達叙益處可能取決 〇：«9\89443.〇〇〇 *23, 1325236 如上所述’本文所述通道估計技術可用於任一種具有多 個子頻帶之通js糸統，例如0 F D Μ糸統。此外，該等技術可 用於使用多個（Ντ)發射天線及多個（nr)接收天線實施資料 傳輸之多輸入多輸出（ΜΙΜΟ)糸統。對於一採用〇fdM之 ΜΙΜΟ系統，一無線ΜΙΜΟ通道之回應可表示爲g(k)，其中 k={l…N}。每一矩陣H(k)皆係一其元爲j(其中i={1 Nr 且j = {l…：Ντ})之（NrxNt)階矩陣，其中4，』係第j個發射天線 與第i個接收天線間的通道增益。本文所述技術可用於導出 每一發射/接收天線對之通道回應。 圖6係一方塊圖’其展示能夠使用本文所述技術導出通道 估計的一存取點600及一終端（terminal) 650之一實施例。 在下行鏈路上’在存取點600處，通信資料（traffic data) 被提供至一 TX資料處理器610，由該TX資料處理器6丨〇格式 化、編碼並父錯該等通彳§資料以提供編碼資料。然後，一 OFDM調變器62〇接收並處理該編碼資料及導頻符號以提供 一 OFDM符號流。OFDM調變器020所執行處理可包括：⑴ 用符號對映該編碼資料以形成調變符號，（2)將該等調變符 號與導頻符號多工複用，（3)轉換該等調變符號及導頻符號 以獲得已轉換符號，及（4)爲每一已轉換符號附加一循環前 綴（cyclic prefix)以形成一對應的OFDM符號。對於下行鍵 路，則可使用（例如）分時多工（TDM)將導頻符號與調變符號 多工複用。對於TDM而言，導頻符號與調變符號係在不同 時隙上傳輸。該等導頻符號可在Sdn個指定子頻帶上傳輸， 其中Sdn可包括所有厘個可用子頻帶或該]^個可用子頻帶之 O:\89\89443.DOC -24- 1325236 一子集。 然後，一發射裝置（TMTR) 622接收.該OFDIV[符號流並將 其轉換成一或多個類比信號，然後進一步調節（例如放大、 濾波及上變頻）該等類比信號，以産生一適於在該無線通道 上傳輸之下行鏈路調變信號。然後，藉由一天線624將該下 行鏈路調變信號傳輸至終端。 在終端650處，由天線652接收該下行鏈路調變信號並將 其提供至一接收裝置（RCVR)654。該接收裝置654調節（例如 '慮波、放大及下變頻）所接收信號並將已調節信號數位化以 提供樣本。然後，一 OFDM解調變器656去除附加至每一 OFDM符號之循環前綴，使用一FFT轉換每一經還原的已轉 換符號’並解調變已還原的調變符號以提供解調變資料。 然後，一 RX資料處理器658對解調變資料進行解碼以還原 所傳輸的通信資料。OFDM解調變器656及RX資料處理器 658所執行處理分別與存取點6〇〇處〇fdm調變器620及τχ 資料處理器61 〇所執行處理互補。 OFDM解調變器656可進一步確定下行鏈路通道的一初 始頻率回應估計盒❿_，或提供可用於導出ή dn之所接收導頻符 號β 一處理器07〇接收H&(或等價資訊）並可根據盒此及使用 上述低複雜k性最小平方方法導出一無線通道最 小平方脈衝 回應估计反此。處理器670可進一步根據it得出下行鏈路 通，的-增強頻率回應估計^。此後，可將該增強估計 H dn用於上行鏈路資料傳輸及/或將該增強估計总^發送回 存取點以供用於下行鏈路資料傳輸。

O:\89\S9443.DOC •25· 1325236 在上行鏈路上，一 τχ資料處理器682處理通信資料並將 其提供至一 OFDM調變器684 ’該〇fdM調變器684亦接收導 頻符號。然後，該OFDM調變器684可按所述〇FDM調變器 620之相同方式來處理編碼資料及導頻符號。對於上行鏈 路，亦可使用TDM將導頻符號與調變符號多路複用。此外， 導頻符號可僅在已分配給終端65〇用於導頻傳輸的s心子頻 帶上傳輸。 然後，一發射裝置686接收並處理ofdjvi符號流，以產生 適於在無線通道上傳輸之上行鏈路調變信號。然後，調 變信號藉由一天線652傳輸至存取點。 在存取點600處，一接收裝置642處理上行鏈路調變信號 以提供樣本。然後，一 OFDM解調變器644處理該等樣本以 提七、解調良資料，該專解調變資料由一 RX資料處理器 進步處理以還原所傳輸通信資料^ OFDM解調變器644可 確定每一現用終端之上行鏈路通道之初始頻率回應估計 或提供可用於獲得gupi之所接收導頻符號。一處理器 630接收每一現用終端之I(或等價資訊）’根㈣UPii並使 用低複雜性最:】、平方方法確定該現用終端之最小平方通道 脈衝回應1估計並根據該進一步獲得增強通道頻率回 心 ^ ^"Ρ-i此後’可將該增強估計用於至終端之下行 鏈路:貝料傳輸及/或將該增強估言十盒=發送回該終端以供用 於上行鏈路資料傳輸。 處理益630及670分別管理存取點及終端處的運作。記憶 单兀632及672分別儲存控制器630及670所使用之程式碼及

0\89\89443.DOC -26- 丄奶236 處理器63。及67。係設計用於執行上述計算，以分別 導出上仃鏈路通道估計及下行鏈路通道估計。 本文所述降低複雜性通道估計技術可藉由多種方法實 ::。舉例而言，可採用硬體、軟體、或其一組合來實施該 寺技術。對於-硬體實施方案而言，用於實施任一該等技 術或其-組合之要件可建置於—或多個應用專用積體電路 (ASIC)、數位信號處理写 私為（DSP)、數位信號處理裝置 _D)、可程式化邏輯裝置（pLD)、場可程式化間陣列 (FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、其他設 計用於執行本文所述功能之電子裝置、或其—組合内。 對於-軟體實施方“言，可使用執行本文所述功能之 模組⑽如程序、功能等等）來實施通道估計技術。軟體碼可 儲存於-記憶單元(例如圖6所示記憶單元M2或⑺)中並由 一處理器（例如處王里器630或67〇)執行。該記憶單元既可建置 於處理器内，亦可建置於處理器外，在任一情形下，豆可 藉由此項技術中習知之各種方法以通信方式耗合至該處理 器。 上文對所揭示實施例之說明旨在使熟習此項技術者皆能 夠製作或使用本發明。熟習此項技術者將易於得出該等實 施^之各種修改，而本文所界定之一般原理亦可適用於其 他實施例，此並不背離本發明之精神及範疇。因此，本發 明並非意欲限定爲本文所示實施例，而是欲賦予其與本文 所揭不原理及新穎特徵相一致之最寬廣範疇。 【圖式簡單說明】

O:\89\89443.DOC -27· 1325236 結合附圖閱讀上文所給出之詳細說明，將更易得知本發 明之特徵、性質及優點，在所有附圖中，相同參考字元皆 表示相同含義，附圖中： 圖1展示一OFDM子頻帶結構； 圖2A展示一無線通道之脈衝回應與頻率回應之間的關 係； 圖2B以圖解方式展示一 dft矩陣W ; 圖3A以圖解方式展示dft矩陣应與置之間的關係； 圖3B以圖解方式展示將向量ή劃分爲K個子向量及將 DFT矩陣应劃分爲κ個子矩陣； 圖3C以圖解方式展示矩陣WLxT與fiTxL之間的關係： 圖4及圖5展示兩種用於使用一低複雜性最小平方方法導 出承：〗、平方通道脈衝回應估計之方法；及 圖6展示一無線通信系統中一存取點及一終端之方塊圖。 【圖式代表符號說明】 100 子頻帶結構 4 0 ^ υ —種用於使用低複雜性最小平方方法導出一最小 平方通道脈衝回應估計之方法 412 414 416 將一（Sxl)階初始通道頻率回應估計之向量g排 列成一（TxL)階矩陣gTxL .

構成一（LxT)階DFT矩陣· WLxT 使用DFT矩陣WLxT對矩陣gTxL實施τ點dFT以獲 得一（LxL)階矩陣 。十异一基底（LxL)階DFT矩陣及丨之各行與矩陣

O:\89\89443 DOC • 28- 1325236 QLxL之各列間的L個内積以獲得一（Lxl)階向量b 之L·個元 ~ 420 €得-用於-對應於向量g之（SxL)階dft矩陣

豆的（LxL)階矩陣A 422 執行矩陣A與向量达之矩陣乘法以獲得最小平方 通道脈衝回應估計反ls 500 一種用於使用低複雜性最小平方方法導出一最小 平方通道脈衝回應估計之方法 512 根據（1)一第一通道估計之向量之K個子向量及 (2)—對應於該第一通道回應估計向量的]〇1?丁矩陣 之至少兩個DFT子矩陣導出一 _間向量 514 獲得一用於DFT矩陣之中間矩陣 516 根據該中間向量及中間矩陣導出一第二通道回應 估計 600 存取點 610 ΤΧ資料處理器 620 OFDM調變器 622 發射裝置（TMTR) 624 天線 630 處理器 632 記憶體 642 接收裝置（RCVR) 644 OFDM解調變器 646 RX資料處理器 O:\89\89443.DOC -29- 1325236 650 終端 652 天線 654 接收裝置（RCVR) 656 OFDM解調變器 658 RX資料處理器 670 處理器 672 記憶體 682 TX資料處理器 684 OFDM調變器 686 發射裝置（TMTR) O:\g9\89443.DOC -30-

Claims (1)

1325236 拾、申請專利範圍： 1 · 一種用於導出一無線通信系統中一無線通道估計之方 法’該方法包括： 獲得一中間向量，該中間向量係根據一第一通道估計 向量之K個子向量及一 DFT矩陣之至少兩個離散傅立葉 轉換（DFT)子矩陣導出，其中該dft矩陣對應於該第一通 道估計向量且K係一大於1的整數； 獲得該DFT矩陣的一中間矩陣；及 根據該中間向量及該中間矩陣導出一第二通道估計。

其中B係該中間向量， 矩陣中的一第k個 I係該DFT矩陣之〖個〇打子 D F T子矩陣，

向量，及 係一共軛轉置。 通道估計之K個子向量中 的一第k個子

中獲得該中間向量包括 ，其中該至少兩個DF丁子 子向量之K個DFT子矩酿，日甘 矩陣，且其 OW9\89443.DOC 執行該等K個子向量中每一子向量與該等κ個df丁子矩 1 , —對應DFT子矩陣之一矩陣乘法，以獲得一對應的中 間子向量，及 累加自該等K個子向量與該等K個DFT子矩陣之矩陣乘 去獲得的K個中間子向量，以獲得該中間向量。 .根據申請專利範圍第1項之方法，其中該獲得該中間向量 包括 。十算一根據該第一通道估計向量構成之第一矩陣之離 政傅立葉轉換，以提供一第二矩陣，及 。十算一基底DFT子矩陣之各行與該第二矩陣之各列間 之内積，以獲得該中間向量。 6.根據申請專利範圍第5項之方法，其中使用一基數爲2之 卜夬迷傅立葉轉換計算該第一矩陣之DFT。 根據申明專利範圍第5項之方法，其中使用一基數爲4之 (·夬速傅立葉轉換計算該第一矩陣之DFT。 8·根據申請專利範圍第1項之方法，其中該中間矩陣基於 广 κ u 、 A= EWkHWk ， \k=l j 其中4_係該中間矩陣， —k係該DFT矩陣之K個DFT子矩陣中的一第让個 DFT子矩陣，及 H 係一共軛轉置。 9·根據申凊專利範圍第i項之方法其中預先計算得出該中 間矩陣。 O:\S9V89443.DOC 1325236 1 〇.根據申請專利範圍第1項之方法，其中該第二通道估計係 一依據於該第一通道估計之最小平方估計，且其中該中 間向量及該中間矩陣係該最小平方估計之兩個部分。 11. 根據申請專利範圍第2項之方法，其進一步包含： 根據該通道脈衝回應估計導出一增強通道頻率回應估 計。 12. 根據申請專利範圍第丨丨項之方法，其中該通道頻率回應 估計涵蓋一第一組子頻帶，且該增強通道頻率回應估計 涵蓋一第二組子頻帶。 13. 根據申請專利範圍第12項之方法，其中該第一組包括該 第二組中該等子頻帶之一子集。 14. 根據申請專利範圍第丨項之方法，其中該無線通信系統係 一正交分頻多工（OFDM)通信系統。 15. —種用於導出一無線通信系統中一通道估計之方法，該 方法包括： 獲得一中間向量，該中間向量係根據一第一通道估計 向ϊ之κ個子向量及一 DFT矩陣之反個離散傅立葉轉換 (DFT)子矩陣導出’其中κ係—大於}的整數； 獲知一根據該等艮個DFT子矩陣導出之中間矩陣；及 根據該中間向量及該中間矩陣導出一第二通道估計。 16. -種用於導出-正交分頻多工（〇fd⑷通信系統中一無 線通道之估計之方法，該方法包括： 構成該無線通道初始頻率回應估計的一第一矩陣； 汁算°玄第一矩陣之離散傅立葉轉換（DFT)，以獲得一第 O:\89\89443.DOC 汁异一基底dft子矩陣與該第二矩陣間的内積，以獲得 一中間向量； 獲得一導出用於該初始頻率回應估計的一 DFT矩陣的 中間矩陣；及 根據該中間向量及該中間矩陣導出一通道脈衝回應估 計。 17. 根據申請專利範圍第16項之方法，其進一步包括： 根據該通道脈衝回應估計導出該無線通道的一增強頻 率回應估計。 18. 一種以通信方式耦合至一數位信號處理元件（DSpD)之記 憶體，該數位信號處理元件（DSPD)能夠解譯數位資訊以： 獲得一中間向量，該中間向量係根據一第一通道估計 向3:之K個子向量及一 DFT矩陣之至少兩個離散傅立葉 轉換（DFT)子矩陣導出’其令該DFT矩陣對應於該第一通 道估計向S且K係一大於1的整數； 獲得該DFT矩陣的一中間矩陣；及 根據該中間向量及該中間矩陣導出一第二通道估計。 19. -種可用於導出-無線通道估計之裝置（appa_s)，該裝 置包括： 用於獲得一中間向量之構件，該中間向量係根據-第 一通道估計向量之K個子向量及一DFT矩陣之至少兩個 離散傅立葉轉換（DFT)子矩陣導出，其申該DFT矩陣對應 於該第一通道估計向量且κ係—大於丨的整數； O:\g9\89443.DOC -4- 1325236 中間矩陣之構件；及 中間矩陣導出一第二通道估 用於獲得該DFT矩陣的一 用於根據該中間向量及該 計之構件。 其中該用於獲得該中 2〇.根據申請專利範圍第19項之裝置 間向量之構件包括 用於計算-根據該第一通道估計向量構成之第一矩陣 之DFT以提供一第二矩陣之構件，及 用於計算-基底DFT子料之各行與該第二矩陣之各 列間之内積以獲得該中間向量之構件。 21. 根據申請專利範圍第19項之裝置，其令該第—通道估計 係該無線通道的一通道頻率回應估計，而該第二通道估 計則係該無線通道的一最小平方通道脈衝回應估計。 22. —種位於一無線通信系統中之元件，該元件包含： 一解調變器，其可用於接收一組指定子頻帶上的—導 頻傳輸；及 一處理器，其可用於 根據該所接收導頻傳輸獲得該組指定子頻帶的一第— 通道估計， 獲得一中間向量，該中間向量係根據該第一通道估計 之一向量之K個子向量及一 DFT矩陣之至少兩個離散傅 立葉轉換（DFT)子矩陣導出，其中該dFT矩陣對應於該第 一通道估計向壹且K係一大於1的整數， 獲得該DFT矩陣的一中間矩陣，及 根據該中間向量及該中間矩陣導出一第二通道估計。 O:\g9\89443.DOC 1325236 23’根據申請專利範圍第22項之元件，其中該處理器 < 進 步用於 .計算根據該第一通道估計向量構成之一第一矩陣之離 散傅立葉轉換，以提供一第二矩陣，及 計算一基底DFT子矩陣之各行與該第二矩陣之各列門 之内積以獲得該中間向量。 24.根據申請專利範圍第22項之元件，其中該第—通道估計 係一通道頻率回應估計，而該第二通道估計則係一通道 脈衝回應估計，且其中該處理器町進-步用於 、 根據該通道脈衝回應估計^ j強通道頻率@ “ O:\89\89443.DOC