KR101008070B1 - 주파수 영역 등화 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 실시예에 따른 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널을 위한 주파수 영역 등화 방법은 채널을 통해 송신기로부터 데이터 신호를 수신하는 단계, 상기 데이터 신호를 샘플링하고 주파수 영역의 신호로 변환하여 벡터를 생성하는 단계, 블록 토플리츠 행렬과 점근적 동치 관계에 있는 블록 순환 행렬을 이용하여 생성한 등화 행렬을 상기 벡터에 곱하여 등화된 벡터를 생성하는 단계, 상기 등화된 벡터를 역변환하여 추정 데이터 벡터를 생성하는 단계 및 상기 추정 데이터 벡터로부터 상기 데이터 신호를 복원하는 단계를 포함한다. 통신 시스템에서 선형최소평균제곱오차 등화기와 동등한 정도의 성능을 보장하면서 등화에 필요한 연산량을 줄일 수 있다.
등화, 주파수, 연산량.

Description

주파수 영역 등화 방법 및 장치{Method and Device of Frequency Domain Equalization}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 통신 시스템에서 등화기 사용 시 연산량을 감소시킬 수 있는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 통신 시스템, 예컨대 셀룰러 시스템, 릴레이 시스템, 애드 혹 네트워크 및 무선인지 통신 등에 관련된 기술에 적용될 수 있다.
통신 시스템에서 여러 가지 알고리즘에 필요한 계산 복잡도를 줄이기 위한 연구는 오래 전부터 꾸준히 진행되어 왔다. 통신 시스템에서 많은 경우 등화는 등화기의 선형 조건 하에 평균제곱오차(Mean-Squared Error: MSE)를 최소화하는 방향으로 이루어진다. 이러한 선형최소평균제곱오차(Linear Minimum Mean-Squared Error: LMMSE) 등화는 시간 영역이 아닌 주파수 영역에서 구현됨으로써 등화에 필요한 계산량을 크게 줄일 수 있는 것으로 알려져 있다.
주파수 영역 등화 방법도 등화에 필요한 계산량을 줄이기 위한 목적으로 제안되었으며, 이 분야의 많은 연구자들로부터 주파수 영역 등화를 기반으로 한 여러 가지 추가적인 통신 기술들이 연구되고 있다.
최근 표준화가 진행중인 차세대 이동통신 시스템인 IMT-Advanced 시스템에서는 현재보다 셀 가장자리에 분포한 사용자들의 성능 향상을 요구하고 있다. 이렇게 셀 가장자리에 분포한 사용자들의 성능을 높이기 위해서는 다른 셀로부터 들어오는 간섭신호의 영향을 효과적으로 감소시킬 수 있는 기술이 필요하며, 이를 위해 여러 가지 등화 기법을 포함하여, 릴레이 시스템, 다중 안테나 기법 등의 여러 기술들이 개발되고 있다.
그런데 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널에서 LMMSE 주파수 영역 등화 방법은 동일 환경에서의 LMMSE 시간영역 등화 방법과 비교해서 등화에 필요한 계산량 절감의 효과가 없다.
따라서 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널에서 시간영역 등화기와 비교해서 등화에 필요한 계산량이 낮으며, 등화기를 사용하였을 때의 시스템 성능도 점근적으로는 LMMSE 주파수 영역 등화기의 동일한 정도의 성능을 낼 수 있는 주파수 영역 등화 방법이 필요하다.
본 발명의 실시예에 따르면 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널을 위한 주파수 영역 등화를 수행함에 있어서 계산량을 줄이면서 시스템 성능을 보장할 수 있는 주파수 영역 등화 방법을 제공하고자 한다.
본 발명의 일 양태에 따르면 채널을 통해 송신기로부터 데이터 신호를 수신하는 단계, 상기 데이터 신호를 샘플링하고 주파수 영역의 신호로 변환하여 벡터를 생성하는 단계, 블록 토플리츠 행렬과 점근적 동치 관계에 있는 블록 순환 행렬을 이용하여 생성한 등화 행렬을 상기 벡터에 곱하여 등화된 벡터를 생성하는 단계, 상기 등화된 벡터를 역변환하여 추정 데이터 벡터를 생성하는 단계 및 상기 추정 데이터 벡터로부터 상기 데이터 신호를 복원하는 단계를 포함하는 주파수 영역 등화 방법이 제공된다.
본 발명의 다른 양태에 따르면 채널을 통해 송신기로부터 데이터 신호를 수신하는 수신부, 상기 데이터 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하여 벡터를 생성하는 변환부, 블록 토플리츠 행렬과 점근적 동치 관계에 있는 블록 순환 행렬을 이용하여 생성한 등화 행렬을 상기 벡터에 곱하여 등화된 벡터를 생성하는 등화부, 상기 등화된 벡터를 역변환하여 추정 데이터 벡터를 생성하는 역변환부 및 상기 추정 데이터 벡터로부터 상기 데이터 신호를 복원하는 검출부를 포함하는 주파수 영역 등화 장치가 제공된다.
본 발명의 실시예에 따르면 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널에서 등화에 필요한 계산량을 크게 줄일 수 있고, 평균제곱오차를 점근적으로 최소화할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법을 나타낸 흐름도이다. 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법은 주파수 영역 등화기를 사용한 등화 방법이다.
통신 시스템 내에는 송신기와 수신기가 존재하며, 송신기가 송신한 데이터를 수신기가 복원한다. 그런데 송신기와 수신기 사이의 채널이 데이터 복원에 부정적인 영향을 미칠 수 있으며, 이는 수신기에서 등화를 통해 일부 보정이 가능하다.
이러한 등화 방법 중, 특히 선형적으로 등화기의 출력과 송신기에서 전송된 데이터와의 평균제곱오차(Mean-Squared Error(이하, MSE라 한다))를 최소화하는 선형평균최소제곱오차(Linear Minimum Mean-Squared Error(이하, LMMSE라 한다)) 등화 방법이 사용될 수 있다.
주파수 영역에서 구현되는 등화 방법(이하 주파수 영역 등화 방법)을 사용함으로써 기존의 시간 영역에서 구현되는 등화 방법(이하, 시간 영역 등화 방법)을 사용하는 경우에 비하여 등화에 필요한 계산량을 크게 줄일 수 있다.
그런데, 셀룰러 통신 시스템을 비롯한 여러 통신 시스템에서는 데이터 상사 간섭 신호(Data-Like Co-Channel Interference)가 존재한다. 데이터 상사 간섭 신호는 시스템 성능에 악영향을 미치는 경우가 많다. 그러나 이러한 데이터 상사 간 섭 신호 존재 채널에서 LMMSE 주파수 영역 등화 방법을 사용할 경우, 동일 상황에서의 LMMSE 시간 영역 등화 방법을 사용할 때와 비교해서 등화에 필요한 계산량이 크게 줄어들지 않는다.
따라서, 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널에서 등화에 필요한 계산량도 적으면서 기존의 계산량이 높은 LMMSE 주파수영역 등화 방법과 비교해서 성능도 크게 떨어지지 않는 등화 방법이 요구된다.
한편, 블록 토플리츠(Block Toeplitz) 행렬과 점근적으로 동치(Asymptotically Equivalent)인 블록 순환 행렬을 얻는 것이 가능하다. 이러한 점근적 동치 관계는 통신 시스템의 간단한 구현이나 성능 분석에 이용되어 왔다. 본 발명의 실시예에서는 주파수 영역 등화를 위한 등화 행렬을 구하기 위해 블록 토플리츠 행렬 대신, 이와 점근적 동치 관계에 있는 블록 순환 행렬을 이용한다.
블록 순환 행렬은 그 앞에 이산 푸리에 변환을 위한 이산 푸리에 변환 행렬을 곱하고, 그 후 역이산 푸리에 변환을 위한 역이산 푸리에 변환 행렬을 곱했을 경우, 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬을 생성시킨다. 또한 그 역행렬 역시 이산 푸리에 변환과 역이산 푸리에 변환을 거치면 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬을 생성시킨다. 따라서 행렬에 0인 성분이 많아져 계산량이 줄어들 수 있게 된다.
또한 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법에서는 LMMSE 주파수 영역 등화 방법과 거의 동일한 성능의 주파수 영역 등화 방법이 사용된다. LMMSE 주파수 영역 등화 방법은 수신 신호를 주파수 영역으로 변환하는 과정과 변환된 신호에 LMMSE 조건하에 설계된 등화 행렬을 곱하는 과정을 포함한다.
즉, 통신 시스템에서 송신기가 데이터를 전송하면 수신기가 데이터에상응하는 데이터 신호를 수신한다(S101). 수신기는 수신된 데이터 신호를 일정 주기로 샘플링하여 샘플링된 신호를 획득한다(S102). 여기서 샘플링은 오버 샘플링을 의미할 수 있다. 그리고 샘플링된 신호로부터 간섭 신호나 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix) 등을 제거한 후 벡터를 생성한다(S103). 여기서 생성된 벡터가 등화에 사용된다.
수신기가 생성한 벡터에 본 발명의 실시예에 따라 생성된 등화 행렬을 곱한다(S104).
여기서, 등화 행렬의 형태에 따라 등화에 필요한 계산량이 결정된다. 기존의 방법에 의해 등화 행렬을 구할 때에는 행렬
Figure 112008079668299-pat00001
이 포함된 행렬 연산이 필요하였다.
그런데, 데이터 상사 간섭 신호가 없을 경우 이러한 등화 행렬이 여러 개의 대각 행렬(Diagonal Matrix)들로 이루어진 블록 행렬(Block Matrix)인 것과 달리, 데이터 상사 간섭 신호가 존재하는 채널에서는 행렬
Figure 112008079668299-pat00002
의 형태가 바뀜으로 인하여 결과적인 등화 행렬은, 행렬의 대부분의 성분들이
Figure 112008079668299-pat00003
이 아닌 값을 갖게 된다.
이에 따라, 데이터 상사 간섭 신호가 존재하는 채널에서의 LMMSE 주파수 영역 등화 행렬을 주파수 영역으로 변환된 신호에 적용할 때에는, 데이터 상사 간섭 신호가 존재하지 않는 채널에서 LMMSE 주파수 영역 등화 행렬을 주파수 영역으로 변환된 신호에 곱하는 경우에 비해 필요한 계산량이 매우 커진다.
또한 데이터 상사 간섭 신호가 있는 경우,
Figure 112008079668299-pat00004
의 형태로 인하여 등화행렬을 자체를 계산하는 과정에도 많은 계산량이 요구된다.
본 발명에서는 행렬
Figure 112008079668299-pat00005
를 다른 행렬(
Figure 112008079668299-pat00006
이나
Figure 112008079668299-pat00007
)로 대체한 등화 행렬인 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00008
(또는
Figure 112008079668299-pat00009
)를 만든다. 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00010
를 만드는 과정에서는
Figure 112008079668299-pat00011
를 분해하였을 때 나오는 블록 토플리츠 행렬을 수학적으로 점근적으로 동치라 알려진 블록 순환 행렬로 대체한다. 본 발명의 실시예에 따른 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00012
나
Figure 112008079668299-pat00013
를 만드는 보다 상세한 과정은 도 3 및 도 4의 설명에서 후술하도록 한다.
상기의 행렬
Figure 112008079668299-pat00014
과
Figure 112008079668299-pat00015
는 모두 여러 개의 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬이다. 이를 바탕으로,
Figure 112008079668299-pat00016
대신
Figure 112008079668299-pat00017
이나
Figure 112008079668299-pat00018
를 사용하였을 때의 결과적인 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00019
나
Figure 112008079668299-pat00020
는, 데이터 상사 간섭 신호가 없을 경우의 LMMSE 주파수 영역 등화 행렬의 형태와 같이 여러 개의 대각 행렬로 이루어진 블록 행렬로 구성된다.
이는 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널에서
Figure 112008079668299-pat00021
이나
Figure 112008079668299-pat00022
를 등화 행렬로 사용하였을 때, 등화에 필요한 계산량이 LMMSE 주파수 영역 등화의 경우와 비교하여 적음을 의미하며, 등화행렬을 만드는데 필요한 계산량도 적다는 사실을 의미한다.
또한,
Figure 112008079668299-pat00023
이나
Figure 112008079668299-pat00024
를 등화 행렬로 사용하였을 때 성능은 블록 길이가 무한대로 갈수록
Figure 112008079668299-pat00025
를 이용하여 만든 LMMSE 등화행렬을 사용하였을 때의 성능으로 수렴하는 것을 수학적으로 보일 수 있다.
상술한 등화 행렬을 벡터에 곱하면 등화된 벡터를 획득할 수 있다(S104). 그리고 등화된 벡터를 다시 역변환하면 추정 데이터 벡터를 얻을 수 있다(S105). 그 러면 추정 데이터 벡터로부터 데이터 신호를 검출함으로써 데이터의 복원이 이루어지게 된다(S106).
도 2는 사이클릭 프리픽스의 삽입 방법을 나타낸 도면이다.
통신 시스템의 수신기에서 주파수 영역 등화기를 사용하기 위해서는 송신기에서 데이터를 보내기 전 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix(이하, CP라 한다))(201)를 주기적으로 넣는 과정이 필요하다. 여기서 CP는 데이터 블록(202)의 마지막 부분에 위치한 심볼(203)들로 구성된다.
데이터 전송을 위한 전체 심볼 주기는 실제 데이터가 전송되는 유효심볼구간과 보호구간의 합이 되는데, 수신단에서는 보호구간을 제거한 뒤 유효심볼구간 동안의 데이터를 취하여 복조를 수행한다. 여기서 보호구간은 이전 데이터 블록으로부터의 간섭을 방지하고, 채널이 순환적으로 데이터 블록에 영향을 주도록 만드는 역할을 한다. CP는 유효심볼구간 전에, 마지막 부분에 위치한 심볼(203)이 보호구간으로서 복사 및 삽입되는 것이다.
도 3 내지 도 4는 주파수 영역 등화 장치가 사용되는 시스템을 나타낸다. 도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 시스템의 송신기(300)를 나타낸 블록도이고, 도 4는 수신기(400)를 나타낸 블록도이다.
여기서 수신기(400)가 주파수 영역 등화 장치에 해당된다. 따라서 주파수 영역 등화 장치로서의 수신기(400)는 본 발명의 실시예에 따른 등화 방법을 사용할 수 있다. 이하에서 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 등화 장치는, 설명의 편의상 수신기(400)라 지칭하도록 한다.
송신기(300)는 데이터 생성부(301), 송신 필터(302) 및 송신 안테나(303)를 포함할 수 있다. 데이터 생성부(301)에서 생성된 데이터는 송신 필터(302)를 거쳐, 송신 안테나(303)를 통해 수신기(400)로 전송된다. 송신기(300)가 전송하고자 하는 데이터 심볼
Figure 112008079668299-pat00026
은 독립이고, 분산은
Figure 112008079668299-pat00027
으로 모델링된다. 송신기(300)에서는
Figure 112008079668299-pat00028
개의 데이터 심볼마다
Figure 112008079668299-pat00029
개의 CP를 주기적으로 붙인 후에 이를 주기
Figure 112008079668299-pat00030
로 선형 변조하여 전송한다.
송신기(300)로부터 전송되는 데이터에 상응하는 신호는 채널을 거쳐 수신기(400)가 수신 안테나(401)를 통해 수신한다. 수신기(400)는 수신 안테나(401), 수신 필터(402), 변환부(403), 등화부(404), 역변환부(405) 및 검출부(406)를 포함한다. 여기서 수신 안테나(401) 및 수신 필터(402)를 묶어서 수신부(미도시)라고 할 수도 있다.
이때 수신기(400)가 수신한 데이터 신호에는 데이터 상사 간섭 신호와 백색 잡음이 같이 더해지게 된다. 이렇게 수신된 신호는 수신 필터(402)를 거치게 되는데, 송신기에서의 송신 펄스와 채널, 수신 필터의 효과를 모두 합친 전체 채널의 임펄스 응답을
Figure 112008079668299-pat00031
라 한다.
수신된 데이터 신호가 수신 필터(402)를 거치면서 데이터 신호에 상응하는 전체 채널의 임펄스 응답으로부터 샘플링된 신호가 산출된다. 전체 채널의 임펄스 응답의
Figure 112008079668299-pat00032
주기로 샘플링된 신호의 채널 임펄스 응답
Figure 112008079668299-pat00033
은 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00034
여기서
Figure 112008079668299-pat00035
은
Figure 112008079668299-pat00036
를 제외한
Figure 112008079668299-pat00037
에 대해서 모두 0의 값을 갖는데, 여기서
Figure 112008079668299-pat00038
의 길이를
Figure 112008079668299-pat00039
이라 할 때, CP의 길이
Figure 112008079668299-pat00040
는
Figure 112008079668299-pat00041
를 만족하도록 충분히 큰 수로 설정된다. 즉 CP의 길이는 채널 임펄스 응답의 길이보다 커야 한다는 조건을 만족하여야 한다. 이처럼
Figure 112008079668299-pat00042
값을 크게 설정하는 것은,
Figure 112008079668299-pat00043
이 성립하면 이전 데이터 블록으로부터의 간섭이 존재하지 않고, 이에 따라 각 수신 블록을 독립적으로 처리할 수 있어 주파수 영역 등화가 수행될 수 있기 때문이다.
수신 필터(402)의 출력은
Figure 112008079668299-pat00044
주기로 샘플링 되어 이산시간 신호가 만들어진다. 결과적으로 얻은 이산시간 신호를
Figure 112008079668299-pat00045
개의 샘플마다 블록으로 묶은 후에, 각 블록에서 첫 번째
Figure 112008079668299-pat00046
개의 CP에 대응되는 샘플들을 제거하고, 나머지
Figure 112008079668299-pat00047
개의 샘플들을 가지고 벡터
Figure 112008079668299-pat00048
를 만들어 이를 등화에 이용한다.
하기의 수학식 1은 벡터
Figure 112008079668299-pat00049
를 나타낸다. 벡터
Figure 112008079668299-pat00050
는 수신된 신호를 주기
Figure 112008079668299-pat00051
로 샘플링하여 처음
Figure 112008079668299-pat00052
개의 샘플들을 버리고 첫 번째로 얻은 길이
Figure 112008079668299-pat00053
의 벡터이다. 벡터
Figure 112008079668299-pat00054
가 본 발명의 실시예에 따른 등화에 이용되는 벡터이다.
Figure 112008079668299-pat00055
여기서,
Figure 112008079668299-pat00056
는
Figure 112008079668299-pat00057
순환 행렬로 그 첫 번째 열이
Figure 112008079668299-pat00058
로 나타난다. 또한
Figure 112008079668299-pat00059
는 샘플링의 효과로 나타나는
Figure 112008079668299-pat00060
행렬로서, 여기서 샘플링은 오버 샘플링을 의미할 수 있으며 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00061
여기서
Figure 112008079668299-pat00062
은
Figure 112008079668299-pat00063
단위 행렬(Identity Matrix)을 나타내고
Figure 112008079668299-pat00064
는 크로네커(Kronecker) 곱 연산을 뜻한다.
Figure 112008079668299-pat00065
은 첫 번째 성분이 1이고, 나머지 성분들은 0인
Figure 112008079668299-pat00066
벡터를 나타낸다.
또한
Figure 112008079668299-pat00067
는 길이
Figure 112008079668299-pat00068
인 데이터 벡터로서, 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00069
그리고
Figure 112008079668299-pat00070
는 길이
Figure 112008079668299-pat00071
벡터로, 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00072
여기서
Figure 112008079668299-pat00073
는 수신 필터를 통과한 데이터 상사 간섭 신호와 백색잡음을 합한 신호를 지칭한다.
이후 변환부(403)가 상기 수학식 1에서의
Figure 112008079668299-pat00074
를 DFT(Discrete Fourier Transform, 이산 푸리에 변환)한다. 그리고 여기에
Figure 112008079668299-pat00075
등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00076
를 곱한 후에 다시 IDFT(Inverse DFT) 하여 데이터 벡터
Figure 112008079668299-pat00077
의 추정인 추정 데이터 벡터
Figure 112008079668299-pat00078
을 얻는다. 이후 설명할 검출부(406)가
Figure 112008079668299-pat00079
로부터 원래의 데이터를 검출할 수 있다.
추정 데이터 벡터
Figure 112008079668299-pat00080
는 하기의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008079668299-pat00081
여기서,
Figure 112008079668299-pat00082
는
Figure 112008079668299-pat00083
DFT(이산 푸리에 변환) 행렬로
Figure 112008079668299-pat00084
번째 성분이
Figure 112008079668299-pat00085
로 정의되며 (
Figure 112008079668299-pat00086
,
Figure 112008079668299-pat00087
)
Figure 112008079668299-pat00088
는
Figure 112008079668299-pat00089
DFT 행렬로
Figure 112008079668299-pat00090
번째 성분이
Figure 112008079668299-pat00091
로 정의된다.
등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00092
는 하기의 수학식 3에 정의된 MSE(평균 제곱 오차, Mean Square Error)를 최소화 하도록 정해진다. 이하에서 행렬의 k 번째 또는 n 번째 성분에서 k나 n 등과 같이 행렬에서 그 성분이 몇 번째인지를 지시하는 수는, 특별한 언급이 없는 한 1이 아닌 0부터 시작된다.
Figure 112008079668299-pat00093
상기의 MSE
Figure 112008079668299-pat00094
를 최소화하는 LMMSE 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00095
는 정규방정식(Normal Equation)을 풀면 얻을 수 있으며 하기의 수학식 4와 같이 나타난다.
Figure 112008079668299-pat00096
여기서,
Figure 112008079668299-pat00097
는
Figure 112008079668299-pat00098
행렬로서
Figure 112008079668299-pat00099
대각행렬
Figure 112008079668299-pat00100
를 사용하여
Figure 112008079668299-pat00101
로 나타낼 수 있다. 여기서 대각 행렬
Figure 112008079668299-pat00102
의
Figure 112008079668299-pat00103
번째 대각 성분은 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00104
또한
Figure 112008079668299-pat00105
는
Figure 112008079668299-pat00106
행렬로
Figure 112008079668299-pat00107
로 정의된다.
데이터 상사 간섭 신호가 존재하지 않는 채널에서
Figure 112008079668299-pat00108
는 단위 행렬에 어떠한 상수를 곱한 행렬로 나타나게 되는데, 이로 인해 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00109
는
Figure 112008079668299-pat00110
개의
Figure 112008079668299-pat00111
대각 행렬로 이루어진 블록 행렬이 된다. 이 경우 상기의 수학식 2에서 나타나는 데이터 벡터의 추정을 위하여 필요한
Figure 112008079668299-pat00112
연산의 계산량이 크게 줄어드는 효과가 있다.
그러나 앞서 설명한 바와 같이, LMMSE 주파수 영역 등화는 데이터 상사 간섭 신호가 존재할 경우, 간섭 신호가 없을 때의 LMMSE 주파수 영역 등화에 비하여 등화에 필요한 계산량이 많게 된다.
이는 데이터 상사 간섭 신호 존재 채널에서 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00113
는 일반적으로 모 든 성분이 0이 아닌 값을 가지기 때문에
Figure 112008079668299-pat00114
연산의 계산량이 매우 크게 되기 때문이다.
이러한 계산량을 줄이기 위해 본 발명에서는 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00115
와는 다른 주파수 영역 등화 행렬인 행렬
Figure 112008079668299-pat00116
를 제안한다. 본 발명의 실시예에 따른 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00117
는 하기의 수학식 5와 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00118
여기서,
Figure 112008079668299-pat00119
행렬
Figure 112008079668299-pat00120
는
Figure 112008079668299-pat00121
로 정의되는데,
Figure 112008079668299-pat00122
행렬
Figure 112008079668299-pat00123
는 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00124
여기서 각
Figure 112008079668299-pat00125
는
Figure 112008079668299-pat00126
대각 행렬로
Figure 112008079668299-pat00127
번째 대각성분이
Figure 112008079668299-pat00128
와 같다.
또한
Figure 112008079668299-pat00129
는
Figure 112008079668299-pat00130
행렬로서, 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00131
여기서, 각 행렬
Figure 112008079668299-pat00132
는
Figure 112008079668299-pat00133
대각 행렬로
Figure 112008079668299-pat00134
번째 대각 성분이
Figure 112008079668299-pat00135
로 나타난다.
행렬
Figure 112008079668299-pat00136
로부터 얻은 행렬
Figure 112008079668299-pat00137
는 행렬
Figure 112008079668299-pat00138
와 점근적 동치 관계에 있다. 여기서
Figure 112008079668299-pat00139
행렬
Figure 112008079668299-pat00140
는
Figure 112008079668299-pat00141
로 정의되며,
Figure 112008079668299-pat00142
행렬
Figure 112008079668299-pat00143
는 그
Figure 112008079668299-pat00144
번째 성분이 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00145
등화부(404)는 변환부(403)에서 DFT된 벡터 Z에 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00146
를 곱한다. 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00147
대신
Figure 112008079668299-pat00148
를 사용함으로써 얻을 수 있는 이득에는 적어도 두 가지가 있을 수 있다.
우선 첫번째 이득은 다음과 같다.
Figure 112008079668299-pat00149
가
Figure 112008079668299-pat00150
대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬임을 고려할 때, 상기의 수학식 5에서
Figure 112008079668299-pat00151
역시
Figure 112008079668299-pat00152
대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬이다. 이러한 구조의 행렬의 역행렬은
Figure 112008079668299-pat00153
로부터 얻을 수 있는
Figure 112008079668299-pat00154
행렬의 역행렬을
Figure 112008079668299-pat00155
번 구하는 과정을 통하여 얻을 수 있다.
행렬
Figure 112008079668299-pat00156
를 구하기 위해서는
Figure 112008079668299-pat00157
행렬인
Figure 112008079668299-pat00158
의 역행렬을 구해야 하는데, 이 행렬은 특별한 형태를 가지고 있는 것이 아니기 때문에 일반적인 역행렬에 필요한 계산량, 즉
Figure 112008079668299-pat00159
정도의 계산복잡도를 갖는 역행렬을 구하는 과정이 필요하다. 이에 비해
Figure 112008079668299-pat00160
를 구하기 위해서 필요한 역행렬을 구하는 과정은
Figure 112008079668299-pat00161
정도의 계산복잡도를 갖는다.
일반적으로
Figure 112008079668299-pat00162
임을 고려하면, 이는
Figure 112008079668299-pat00163
를 구하는 과정에서는
Figure 112008079668299-pat00164
를 구하는 과정에서 역행렬을 구하는 과정에 비해 훨씬 작은 값의 계산 복잡도가 요구됨을 나타낸다.
그리고 또 다른 이득은 다음과 같다.
Figure 112008079668299-pat00165
는 데이터 상사 간섭 신호가 없는 채널에서의
Figure 112008079668299-pat00166
의 형태, 즉
Figure 112008079668299-pat00167
개의
Figure 112008079668299-pat00168
대각행렬로 이루어진 블록행렬의 형태를 갖는다. 이에 따라 데이터 상사 간섭 신호가 있을 경우 MSE를 최소화 하는 등화에 필요한 연산인
Figure 112008079668299-pat00169
보다 본 발명에서의 등화에 필요한 연산인
Figure 112008079668299-pat00170
의 계산량이 더 적어질 수 있다.
Figure 112008079668299-pat00171
를 주파수 영역 등화에 사용할 경우,
Figure 112008079668299-pat00172
를 주파수 영역 등화에 사용하는 경우보다 MSE 성능이 좋지 않은데, 이는
Figure 112008079668299-pat00173
가 LMMSE 조건 하에서 설계된 반면,
Figure 112008079668299-pat00174
는 그렇지 않기 때문이다. 하지만, 블록 길이가 큰 상황에서
Figure 112008079668299-pat00175
를 사용할 때 MSE 성능이
Figure 112008079668299-pat00176
를 사용하였을 때의 MSE 성능과 큰 차이가 없게 된다. 특히 수학적으로, 블록 길이가 무한대로 감에 따라
Figure 112008079668299-pat00177
를 사용할 때 MSE 성능이
Figure 112008079668299-pat00178
를 사용하였을 때의 MSE 성능으로 수렴하는 것을 증명할 수 있다.
Figure 112008079668299-pat00179
를 구하기 위해서는
Figure 112008079668299-pat00180
를 구해야 하는데 여기에 추가적인 계산량을 필요로 한다. 하기의 수학식 6은
Figure 112008079668299-pat00181
와는 다르지만 마찬가지로 계산 복잡도가 작은 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00182
을 제시한다.
Figure 112008079668299-pat00183
여기서
Figure 112008079668299-pat00184
은 본 발명의 실시예에서 계산량을 줄이기 위해 사용되는 블록 순환 행렬에 해당한다.
Figure 112008079668299-pat00185
는
Figure 112008079668299-pat00186
행렬로서,
Figure 112008079668299-pat00187
로 정의된다.
Figure 112008079668299-pat00188
역시
Figure 112008079668299-pat00189
행렬로서, 샘플링 된 데이터 신호로 벡터를 만들었을 때, 이에 상응하는 데이터 상사 간섭신호 벡터의 상관계수 행렬인 블록 토플리츠 행렬
Figure 112008079668299-pat00190
와 점근적 동치의 관계에 있는 블록 순환 행렬이다.
Figure 112008079668299-pat00191
은
Figure 112008079668299-pat00192
를 바탕으로 하여 아래의 방법으로 만들어진다.
Figure 112008079668299-pat00193
는 일반적으로
Figure 112008079668299-pat00194
행렬들로 이루어진 블록 토플리츠 행렬인데, 예를 들어
Figure 112008079668299-pat00195
인 경우
Figure 112008079668299-pat00196
는 다음과 같이 나타내어질 수 있다.
Figure 112008079668299-pat00197
여기서
Figure 112008079668299-pat00198
,
Figure 112008079668299-pat00199
,
Figure 112008079668299-pat00200
는 각각
Figure 112008079668299-pat00201
행렬이다. 이때,
Figure 112008079668299-pat00202
은 하기의 수학식 7과 같이 만들어진다.
Figure 112008079668299-pat00203
즉
Figure 112008079668299-pat00204
의 첫 번째 열블록(Column Block)을 기준으로 블록 순환 행렬을 만들고,
Figure 112008079668299-pat00205
의 첫 번째 행블록(Row Block)에서 첫 번째 블록을 영행렬(Zero Matrix)로 대체한 것을 기준으로 블록 순환행렬로 만들어서 더하는 꼴이다.
Figure 112008079668299-pat00206
를 사용할 경우
Figure 112008079668299-pat00207
를 사용할 때와 마찬가지로 등화에 필요한 계산량을 줄일 수 있다는 장점과 블록길이가 무한대로 갈 때
Figure 112008079668299-pat00208
를 사용하였을 때의 MSE 성능이
Figure 112008079668299-pat00209
를 사용할 때의 MSE 성능으로 수렴하는 장점이 있다. 또한 하기의 수학식 8의 조건이 모든 상수 조합
Figure 112008079668299-pat00210
에 의해 만족될 경우
Figure 112008079668299-pat00211
이 성립한다.
Figure 112008079668299-pat00212
상술한 과정을 통해 본 발명의 실시예에 따른 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00213
가 생성된다. 그러면 등화부(404)는 DFT된 벡터에 등화 행렬
Figure 112008079668299-pat00214
를 곱하여 등화된 벡터를 얻는다. 역변환부(405)는 등화된 벡터를 IDFT하여 데이터 벡터
Figure 112008079668299-pat00215
의 추정인 추정 데이터 벡터
Figure 112008079668299-pat00216
을 얻는다. 이후 설명할 검출부(406)가 추정 데이터 벡터
Figure 112008079668299-pat00217
로부터 원래의 신호를 검출함으로써 데이터를 복원할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 장치의 비트 오율 성능(BER, Bit Error Rate)을 나타낸 그래프이다. 도 5는 데이터 상사 간섭 신호가 있는 환경에서 본 발명의 실시예에 따른 등화 행렬(
Figure 112008079668299-pat00218
)을 사용하는 주파수 영역 등화 장치의 비트 오율 성능(BER, Bit Error Rate)을 나타낸다.
전송되는 데이터 신호와 데이터 상사 간섭 신호는 모두 특정한 주파수 선택적 채널을 통과한다. 여기서 상기의 수학식 8의 조건이 만족하기 때문에 앞에서 언급한
Figure 112008079668299-pat00219
이 성립하는 환경이다. 여기서 시스템의 잉여 대역(Excess Bandwidth)는 0.5이고 전송 신호는 동일채널 간섭 신호의 송출 신호보다 13dB 더 높은 전력을 가지며, 블록 길이
Figure 112008079668299-pat00220
은 128이다.
도 5에서 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법을 사용한 경우이고, (b)는 LMMSE 주파수 영역 등화 방법을 사용한 경우의 그래프이다. 도 5를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라 등화 행렬을 사용하여 주파수 영역 등화를 수행하였을 경우 LMMSE 주파수 영역 등화 방법을 수행하는 경우와 성능의 차이가 거의 없음을 알 수 있다.
도 6은 동일 채널 간섭 신호가 있는 환경에서 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수영역 등화 장치의 비트 오율 성능을 나타낸 그래프이다.
데이터 신호와 데이터 상사 간섭 신호는 모두 특정한 주파수 선택적 채널을 통과하며 상기의 수학식 8의 조건이 만족하기 때문에
Figure 112008079668299-pat00221
이 성립하는 환경이다. 여기서 시스템의 잉여대역은 0.9이고 전송 신호는 데이터 상사 간섭 신호의 송출 신호보다 6 dB 더 높은 전력을 가지는 것으로 가정하였다.
도 6에서 (a)는 블록길이가 512일 때 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법을 사용한 경우이고, (b)는 블록길이가 1024일 때, (c)는 블록길이가 2048일 때 각각 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법을 사용한 경우이다. 반면 (d)는 블록길이가 512일 때, LMMSE 주파수 영역 등화를 수행한 경우의 그래프이다.
도 6의 그래프에 나타난 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 등화 장치의 성능은 블록의 길이가 늘어남에 따라 LMMSE 주파수 영역 등화 방법을 수행한 경우와 매우 근접해진다.
상술한 모든 방법은 상기 방법을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서 또는 도 3에 도시된 단말의 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.
이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 방법을 나타낸 흐름도.
도 2는 사이클릭 프리픽스의 삽입 방법을 나타낸 도면.
도 3 내지 도 4는 주파수 영역 등화 장치가 사용되는 시스템의 송신기와 수신기를 나타낸 블록도.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 장치의 비트 오율 성능(BER, Bit Error Rate)을 나타낸 그래프.
도 6은 동일 채널 간섭 신호가 있는 환경에서 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 등화 장치의 비트 오율 성능을 나타낸 그래프.

Claims (16)

  1. 송신기로부터 데이터 신호를 수신하는 단계;
    상기 데이터 신호를 샘플링하고 주파수 영역의 신호로 변환하여 벡터를 생성하는 단계;
    블록 토플리츠 행렬과 점근적 동치 관계에 있는 블록 순환 행렬을 이용하여 생성한 등화 행렬을 상기 벡터에 곱하여 등화된 벡터를 생성하는 단계;
    상기 등화된 벡터를 역변환하여 추정 데이터 벡터를 생성하는 단계; 및
    상기 추정 데이터 벡터로부터 상기 데이터 신호를 복원하는 단계를 포함하는 주파수 영역 등화 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 변환은 이산 푸리에 변환이며, 상기 역변환은 역이산 푸리에 변환인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 블록 순환 행렬은 상기 이산 푸리에 변환 및 상기 역이산 푸리에 변환을 거치면 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬이 되는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 블록 순환 행렬의 역행렬은 상기 이산 푸리에 변환 및 상기 역이산 푸리에 변환을 거치면 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬이 되는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 등화 행렬은
    Figure 112008079668299-pat00222
    로서,
    Figure 112008079668299-pat00223
    이며, 상기
    Figure 112008079668299-pat00224
    은 상기 데이터 신호에 상응하는 데이터 심볼의 분산, 상기
    Figure 112008079668299-pat00225
    은 상기 송신기가 상기 데이터 신호를 출력하는 주기를 상기 데이터 신호를 샘플링하는 샘플링 주기로 나눈 값, 상기
    Figure 112008079668299-pat00226
    는
    Figure 112008079668299-pat00227
    인
    Figure 112008079668299-pat00228
    행렬로서
    Figure 112008079668299-pat00229
    는
    Figure 112008079668299-pat00230
    대각 행렬인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 대각 행렬
    Figure 112008079668299-pat00231
    의
    Figure 112008079668299-pat00232
    번째 대각 성분은
    Figure 112008079668299-pat00233
    로 정의되되,
    여기서 상기
    Figure 112008079668299-pat00234
    은 샘플링 된 상기 데이터 신호에 상응하는 채널의 임펄스 응답으로서
    Figure 112008079668299-pat00235
    으로 정의되며
    Figure 112008079668299-pat00236
    를 제외한
    Figure 112008079668299-pat00237
    에 대해서 모두 0의 값을 가지고, 상기
    Figure 112008079668299-pat00238
    은 상기 샘플링 주기인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    Figure 112008079668299-pat00239
    는
    Figure 112008079668299-pat00240
    행렬이며
    Figure 112008079668299-pat00241
    로 정의되고, 상기
    Figure 112008079668299-pat00242
    은
    Figure 112008079668299-pat00243
    행렬로서, 상기 블록 토플리츠 행렬인
    Figure 112008079668299-pat00244
    와 점근적 동치의 관계에 있는 블록 순환 행렬이며, 상기
    Figure 112008079668299-pat00245
    은
    Figure 112008079668299-pat00246
    이산 푸리에 변환(DFT) 행렬,
    Figure 112008079668299-pat00247
    은
    Figure 112008079668299-pat00248
    역이산 푸리에 변환(IDFT) 행렬인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기
    Figure 112008079668299-pat00249
    를
    Figure 112008079668299-pat00250
    라 할 때-여기서
    Figure 112008079668299-pat00251
    ,
    Figure 112008079668299-pat00252
    ,
    Figure 112008079668299-pat00253
    는 각각
    Figure 112008079668299-pat00254
    행렬임-,
    상기 블록 순환 행렬인 상기
    Figure 112008079668299-pat00255
    은
    Figure 112008079668299-pat00256
    행렬로서
    Figure 112008079668299-pat00257
    로 정의되는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 방법.
  9. 송신기로부터 데이터 신호를 수신하는 수신부;
    상기 데이터 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하여 벡터를 생성하는 변환부;
    블록 토플리츠 행렬과 점근적 동치 관계에 있는 블록 순환 행렬을 이용하여 생성한 등화 행렬을 상기 벡터에 곱하여 등화된 벡터를 생성하는 등화부;
    상기 등화된 벡터를 역변환하여 추정 데이터 벡터를 생성하는 역변환부; 및
    상기 추정 데이터 벡터로부터 상기 데이터 신호를 복원하는 검출부를 포함하는 주파수 영역 등화 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 변환부는 이산 푸리에 변환을 수행하고, 상기 역변환부는 역이산 푸리에 변환을 수행하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 블록 순환 행렬은 상기 이산 푸리에 변환 및 상기 역이산 푸리에 변환을 거치면 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬이 되는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 블록 순환 행렬의 역행렬은 상기 이산 푸리에 변환 및 상기 역이산 푸리에 변환을 거치면 대각 행렬들로 이루어진 블록 행렬이 되는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 등화부가 사용하는 상기 등화 행렬은
    Figure 112008079668299-pat00258
    로서, 상기
    Figure 112008079668299-pat00259
    는
    Figure 112008079668299-pat00260
    로 정의되며, 상기
    Figure 112008079668299-pat00261
    은 상기 데이터 신호에 상응하는 데이터 심볼의 분산, 상기
    Figure 112008079668299-pat00262
    은 상기 송신기가 상기 데이터 신호를 출력하는 주기를 상기 데이터 신호를 샘플링하는 샘플링 주기로 나눈 값, 상기
    Figure 112008079668299-pat00263
    는
    Figure 112008079668299-pat00264
    인
    Figure 112008079668299-pat00265
    행렬로서
    Figure 112008079668299-pat00266
    는
    Figure 112008079668299-pat00267
    대각 행렬인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 대각 행렬
    Figure 112008079668299-pat00268
    의
    Figure 112008079668299-pat00269
    번째 대각 성분은
    Figure 112008079668299-pat00270
    로 정의되되,
    여기서 상기
    Figure 112008079668299-pat00271
    은 샘플링 된 상기 데이터 신호에 상응하는 채널의 임펄스 응답으로서
    Figure 112008079668299-pat00272
    으로 정의되며
    Figure 112008079668299-pat00273
    를 제외한
    Figure 112008079668299-pat00274
    에 대해서 모두 0의 값을 가지고, 상기
    Figure 112008079668299-pat00275
    은 상기 샘플링 주기인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
  15. 제13항에 있어서,
    Figure 112008079668299-pat00276
    는
    Figure 112008079668299-pat00277
    행렬이며
    Figure 112008079668299-pat00278
    로 정의되고, 상기
    Figure 112008079668299-pat00279
    은
    Figure 112008079668299-pat00280
    행렬로서 상기 블록 토플리츠 행렬인
    Figure 112008079668299-pat00281
    와 점근적 동치의 관계에 있는 블록 순환 행렬이며, 상기
    Figure 112008079668299-pat00282
    은
    Figure 112008079668299-pat00283
    이산 푸리에 변환(DFT) 행렬,
    Figure 112008079668299-pat00284
    은
    Figure 112008079668299-pat00285
    역이산 푸리에 변환(IDFT) 행렬인 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기
    Figure 112008079668299-pat00286
    를
    Figure 112008079668299-pat00287
    라 할 때-여기서
    Figure 112008079668299-pat00288
    ,
    Figure 112008079668299-pat00289
    ,
    Figure 112008079668299-pat00290
    는 각각
    Figure 112008079668299-pat00291
    행렬임-,
    상기 블록 순환 행렬인 상기
    Figure 112008079668299-pat00292
    은
    Figure 112008079668299-pat00293
    행렬로서
    Figure 112008079668299-pat00294
    로 정의되는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 등화 장치.
KR1020080115029A 2008-11-19 2008-11-19 주파수 영역 등화 방법 및 장치 KR101008070B1 (ko)

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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106453169B (zh) * 2010-09-02 2019-11-15 索尼公司 无线通信系统中的信号发送和接收方法与装置
US9344310B2 (en) 2011-04-18 2016-05-17 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for performing properrizing frequency shift(p-FRESH) vectorizing
KR101399038B1 (ko) * 2013-04-05 2014-05-27 포항공과대학교 산학협력단 이차 주기 정상적 신호 특성을 이용하는 신호 추정 방법 및 장치
US20210231789A1 (en) * 2018-06-28 2021-07-29 Richwave Technology Corp. Doppler signal processing device and method thereof for interference suppression

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060102185A (ko) * 2005-03-23 2006-09-27 학교법인 포항공과대학교 주파수 공간 블록 부호화 기법과 단일 반송파 주파수 영역등화 방식을 이용한 송수신 장치 및 방법

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7031379B2 (en) * 2001-08-24 2006-04-18 Texas Instruments Incorporated Time domain equalizer for DMT modulation
US6947715B2 (en) * 2002-03-30 2005-09-20 Broadcom Corporation VOFDM receiver correlation matrix processing using factorization
US7420916B2 (en) * 2003-05-13 2008-09-02 Nokia Corporation Fourier-transform based linear equalization for MIMO CDMA downlink
US7852951B2 (en) * 2005-09-30 2010-12-14 Intel Corporation Multicarrier receiver for multiple-input multiple-output wireless communication systems and method
KR101433112B1 (ko) * 2007-12-17 2014-08-25 삼성전자주식회사 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 시스템을 위한 수신장치 및 방법
JP5484682B2 (ja) * 2008-02-27 2014-05-07 富士通株式会社 無線通信装置、イコライザ、イコライザ重み係数演算プログラムおよびイコライザ重み係数演算方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060102185A (ko) * 2005-03-23 2006-09-27 학교법인 포항공과대학교 주파수 공간 블록 부호화 기법과 단일 반송파 주파수 영역등화 방식을 이용한 송수신 장치 및 방법

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