TWI294215B - - Google Patents

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1294215 · (1) 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明是關於發生直流電壓的電源裝置的電流檢測， 尤其是，關於藉由交換控制提高驅動功率電晶體的電源驅 動電路的電流檢測精度的有效技術。 【先前技術】 > 近年來，在電子機器作爲系統控制裝置大都裝載微處 理器[以下稱爲 CPU (Central Processing Unit)]。又， CPU的動作頻率有逐漸變高的趨勢，而隨著動作頻率的增 加也增加最大動作電流。 如此，爲了應付該大電流的要求，提案一種並聯地連 接複數交換電源以提高電流供給能力的多相電源系統。 在該電源系統中’成爲需要檢測流在線圏的電流而均 等地電流流在各電源（相位）般地必須反饋控制各相的功 > 率電晶體的驅動訊號。 在反饋控制所用的電流檢測，爲了均等地控制各相的 電流，而被要求較高的精度。 在此種電源系統中，作爲精度優異地檢測電流的方法 ，有如記載於專利文獻1者。 專利文獻1:日本特開2003 — 23 2 8 1 6號公報 【發明內容】 然而，在依如上述的電源系統的電流檢測技術中，有 -5- i 1294215 . _ · - (2) ， 如下問題點由本發明人所找出。 亦即，上述專利文獻，是未考慮到使用在交換電源的 情形，並未觸及檢測電流的應答速度。所以，在交換電源 的功率電晶體進行交換時，會產生應答延遲，而有無法檢 測正確的電流値的缺點問題。 本發明的目的是在於不受功率電晶體的交換所產生的 影響，交換後的較早時刻也以高精度可檢測電流，由此可 φ 提供高精度且高速地控制電流的技術。 本發明的上述及其他目的與新穎特徵，由本發明的記 述及所附圖式就可明瞭。 本案發明的所揭示的發明中，簡單地說明代表者的槪 要，則如下所述。 本發明的電源驅動電路，屬於將電流流在電感器的功 率半導體元件以PWM方式交換控制而構成將轉換輸入電壓 的電壓予以輸出的交換電源裝置的電源驅動電路，其特徵 φ 爲：具有：耦合該功率半導體元件及汲極端子彼此間或集 極端子彼此間，而同一驅動電壓施加於控制端子的電流檢 測用半導體元件，被連接於該電流檢測用半導體元件的源 極端子或射極端子的電流檢測用電阻，及在該電流檢測用 電阻與該電流檢測用半導體元件之連接節點的第一節點連 接有第一輸入端子，而在第二輸入端子施加有與該功率半 導體元件的源極電壓或射極電壓同一電位的電壓的運算放 大電路，及該運算放大電路的一對輸入端子成爲同一電位 地形成有反饋迴路，將在該電流檢測用電阻所產生的訊號 -6 - <1294215 • « 職 - (3) ， 輸出作爲電流檢測訊號的電流檢測電路的驅動電路中，未 依據交換的狀態而藉由確保該電流檢測電路內的電流所流 動的路線，將不確定的電位予以確定。 又，如下更具體的說明本案發明的內容。 本發明是將電流流在作爲電感器的線圈的功率電晶體 以PWM方式施以交換控制而轉換（昇壓或壓降）輸入電壓 構成得到輸出電壓的交換電源裝置的電源驅動電路，其特 φ 徵爲：即使電流檢測電路的節點電位成爲不確定的時刻時 ，也構成可保持電流檢測動作狀態的節點電位者。 例如將由運算放大器的倒相輸入端子電壓的交換產生 的接地電位化或運算放大器內部的輸出Μ O S電晶體的閘極 電位藉由：由二極體與開關的串聯電路產生的電位保持所 實施。 依照上述技術，將節點電壓設定在電流檢測動作狀態 的電位之故，因而在電壓成爲不確定的節點，或是在發生 φ 湧浪電壓的節點，可選擇性地設定電位，因此不會發生如 習知地節點電位的移位’對於交換電源裝置及電源驅動電 路以及模組的輸出電流，可提高檢測電流的精度與應答速 度。 在本案所揭示的發明中，簡單地說明藉由代表性者所 得到的效果有如下所述者。 (1 )藉由抑制由電源驅動器的交換所產生的電壓不 確定狀態的影響，可提高對於輸出電流的電流檢測的應答 速度，而且未依據電流檢測的定時可提高電流檢測精度。 (4) 1294215 * * (2 )藉由上述（1 ):可實現具高精度的電流控制的 交換電源裝置及適用於該電流控制的電源驅動電路以及模 組0 【實施方式】 以下，依據圖式詳述本發明的實施形態。又，在用以 說明實施形態的全圖中，在同一構件原則上賦予同一符號 ，而省略其重複說明。 實施形態1 第1圖是表示依本發明的實施形態1的開關調整器的一 例的電路圖，第2圖是表示設於第1圖的開關調整器的運算 放大器的一例的電路圖，第3圖是表示第1圖的開關調整器 的各部訊號的定時的時序圖。 在本實施形態1中，開關調整器（電源驅動電路）是 由壓降型開關調整器所構成，如第1圖所示地，由電源驅 動模組100，控制器200，線圈L0，平滑電容量C0，電阻 Rl，R2，感測用電阻（電流檢測用電阻）Rs等所構成。 線圈L0是被連接於模組100的輸出端子OUT與負荷之 間的電感器。平滑電容量C0是被連接於線圈L0的負荷側 的節點nl與接地點之間，以穩定化輸出電壓Vout。 電阻Rl，R2是被串聯連接於平滑電容量C0與接地點 (基準電位：GND )之間，爲輸出電壓檢測用的電阻。 感測用電阻Rs是電流檢測用電阻，與下述的電晶體（ -8 - (5) 1294215 • * - 電流檢測用元件）Qs串聯連接。控制器（PWM控制電路 )200是依據電阻Rl，R2的連接節點ri2的電位VFB而生成 PWM控制脈衝PWM並供應到驅動IC1 10。 驅動模組1〇〇是由驅動IC1 10，高功率1C 130，及低功 率IC140所構成。 高功率I C 1 3 0是由電晶體（功率半導體元件）Q 1所構 成。電晶體Q1是高側電晶體，例如功率MOS ( Metal ^ Oxide Semiconductor)電晶體所構成。 低功率1C 140是由電晶體（功率半導體元件）Q2，感 測用電晶體Qs所構成。電晶體Q2是低電晶體，爲功率 MOS電晶體所構成。電晶體Ql，Q2是被串聯連接於輸入 有從電池等的直流電源所供給的直流電壓Vin的電壓輸入 端子PO與接地點之間。 驅動IC1 00是由閘極驅動電路1 1 1，閘極驅動電路1 12 ，控制邏輯1 20，倒相電路（電流檢測電路）NOT，二極 φ 體（電流檢測電路）D3，運算放大器（運算放大電路， 電流檢測電路）OP1，以及偏壓用MOS電晶體（電流檢測 電路）Q3所構成。該驅動IC1 10是驅動電晶體Ql，Q2的閘 極端子。 閘極驅動電路1 1 1是生成電晶體Q 1的閘極驅動電壓。 閘極驅動電路1 12是生成電晶體Q2的閘極驅動電壓。控制 邏輯120是依據來自控制器200的PWM控制脈衝PWM使得 電晶體Q1與電晶體q2同時成爲導通狀態而不會流著貫通 電流般地具有空檔時間，且相輔相成地被開閉般地，生成 -9 - (6) 1294215 • « Η • 閘極驅動電路1 1 1，1 1 2的輸入訊號。 感測用電晶體Qs是電流檢測用MOS電晶體，與電晶 體Q2並聯連接，而與該電晶體Q2的閘極驅動電壓相同的 電壓被施加於閘極端子。電晶體Q3是偏壓用MOS電晶體 ，被連接於感測電阻Rs的另一端與電源電壓VDD之間。 在運算放大器0P 1的倒相（-）輸入端子，被連接於 感測用電晶體Qs與感測用電阻Rs的連接節點Π3。又，運算 φ 放大器OP 1是感測用電阻Rs的兩端子的電壓被輸出在控制 器2 00內的微分放大器AMP，以檢測感測用電阻Rs的端子 間電壓。 又，運算放大器OP1的非倒相（+)輸入端子是被連 接於接地點，該運算放大器OP 1的輸出被施加於電晶體Q3 的閘極端子。節點n3是藉由二極體D3被位準固定。 又，在第1圖中，表示作爲電流源IL，爲作爲接受來 自本實施形態的開關調整器的電流供給而進行動作的CPU φ 等負荷的半導體積體電路。 在驅動I C 1 1 0，設有用以施加電源電壓V C C的外部電 源端子P 1，在該外部電源端子P 1與生成電晶體Q 1的閘極 驅動電壓的閘極驅動電路11 1的電源端子之間，連接有二 極體D1，而且連接於該二極體D1的陰極端子（閘極驅動 電路1 1 1的電源端子）的外部電源端子P2，藉由在該外部 端子P2與模組的輸出端OUT之間連接有電容量元件C1，使 得二極體D1與電容量元件C1構成將閘極驅動電路in的電 源電壓予以昇壓的靴帶式電路（bootstrap circuit)。 -10- (7) 1294215 ， · · • 在驅動IC1 10內的控制邏輯120，依據從控制器200所 供給的PMW控制脈衝PWM，生成有分別輸入至閘極驅動 電路1 1 1與閘極驅動電路1 1 2的閘極控制訊號。 這時候，若因閘極控制訊號的延遲時間的參差不齊等 而重疊高位準期間，則貫通電流會流在電晶體Q 1，Q2。 爲了避免該情形，在控制邏輯1 2 0，電晶體Q 1，Q2的閘極 驅動訊號的高位準期間不會重疊般地，形成有分別被輸入 φ 至閘極驅動電路1 1 1與閘極驅動電路1 1 2的閘極控制訊號。 藉由此些閘極驅動電路1 1 1，1 1 2，電晶體Q 1與電晶 體Q2因應於輸入PWM控制脈衝PWM的脈衝寬而相輔相成 地開閉動作使得電流流在線圈L0，輸出按照PWM控制脈 衝的作用比的電位Vout。 如上述地，藉由連接運算放大器OP 1，感測用電晶體 Qs的源極端子的電位，作成與被施加於電晶體Q2的源極 端子的電位（在此爲接地電位GND )相同的電位。 φ 電晶體Q2及感測用電晶體Qs，是如上述地藉由一個 1C所構成，在相同半導體晶片上以相同處理形成有元件尺 寸（閘極寬）成爲所定比率（N : 1 )，而且在感測用電 晶體Qs的閘極端子施加有與電晶體Q2的閘極驅動電壓相 同的電壓。 結果，電晶體Q2與感測用電晶體Qs的閘極偏壓狀態 成爲相同，在感測用電晶體Qs，成爲流著正確地比例縮小 電晶體Q2的汲極電流Im成1/N的汲極電流Is ( =Im/N )， 而可進行高精度的檢測。 -11 - (8) 1294215 在此，若將感測用電阻Rs的端子間電壓作成電壓Vsns ，則電壓Vsns是使用電晶體Q2的汲極電流Im，及電晶體 Q2與感測用電晶體Qs的尺寸比N，感測電阻Rs的電阻値rs ，可由下式

Vsns=Isxrs= ( Im /N) xrs g 所表示。 第2圖是表示第1圖的運算放大器〇p 1的內部構成的電 路圖。 運算放大器OP1是由電晶體Q4〜Q1 1，電壓抑制部LV ，及電阻R3，R4所構成。電壓抑制部LV是由開關用電晶 體（第一開關）Qsc，及二極體（壓降元件）D2所構成。 運算放大器OP1是在該運算放大器〇?1的輸出端 OPOUT與接地點GND間配置放大輸出MOS電晶體Q4，而 φ 在該電晶體Q4的閘極端子與接地點間串聯地設有二極體 D2與開關用電晶體QSC。 又，在開關用電晶體Qsc的閘極與電晶體Q2的閘極間 ’設有倒相電路NOT，電晶體Q2的閘極電壓與開關用電晶 體Qsc的閘極電壓Vs是成爲逆相位。 若該閘極電壓Vsc是與電晶體Q2的驅動電壓波形相同 的波形’則可得到同樣的效果。例如也可與控制邏輯1 2 0 內，或閘極驅動電路1 1 1，1 1 2內的節點相連接。 第3圖是表示開關調整器的各部訊號波形的時序圖。 -12- 1294215 - (9) • 對於流在電晶體Q2的電流Im的形狀，使用未設有運 算放大器0P1的二極體D2，開關用電晶體Qsc的一般性的 運算放大器的情形，則如檢測電壓Vsns’地上昇變遲鈍， 而應答變慢。 作爲其理由，首先電晶體Q1在導通期間，電晶體Q2 成爲斷開，而在運算放大器0P1的倒相輸入端子n3中，其 電位成爲不確定狀態而發生電壓。 φ 其次，藉由該電壓會減少流在電晶體Q9，及電晶體 Q 1 1的電流，而該減少分量的電流流入電晶體Q 8，Q 1 0。 因此，放大輸出用MOS的電晶體Q4的閘極電壓Vag會跳起 ，使得檢測電流對輸出電流的反應會變慢。 爲了避免此問題，如上述地藉由設置二極體D2與開 關用電晶體Qsc，以節點ri3的電位成爲不確定的定時，亦 即電晶體Q1導通的定時，與電晶體Q10並聯地配置二極體 D2，並將電晶體Q4的閘極電壓Vag保持在與電晶體Q2導通 φ 狀態時相同電位，就可抑制電晶體Q4的閘極電壓Vag的電 壓，而電晶體Q4的閘極電壓是成爲Vag’。 由此，依照本實施形態1，成爲以所期望的定時可抑 制發生在電晶體Q4的閘極電壓Vag的電壓，對於流在電晶 體Q2的電流Im的形狀，檢測電壓Vsns是上昇不會遲鈍而 成爲在較快定時就可檢測，在時間上也可提高檢測精度。 又，使用於抑制電壓的二極體D2，是也可使用具有 適當値的電阻或電晶體等。 -13- (10) 1294215 • « 實施形態2 第4圖是表示依本實施形態2的開關調整器的一例的電 路圖；第5圖是表示第4圖的開關調整器的各部訊號的定時 的時序圖。 在本實施形態2中，第4圖是表示內設本發明的電源驅 動電路的電源驅動模組與適用該模組的壓降型開關調整器 的其他例的電路圖；第5圖是表示其時序圖者。 丨本實施形態2是在上述實施形態1的第1圖的電晶體q2 的閘極與運算放大器OP1間配置倒相電路NOT，在二極體 D2的開關配置輸入作爲閘極電壓Vsc的電路，而在電晶體 Q1的閘極與運算放大器OP1間配置位準移動電路Ls，成爲 輸入在開關用電晶體Qsc的閘極。 電晶體Q 1的閘極電壓與電晶體Q2的閘極電極是交互 地交換，爲了避免分別同時地成爲導通狀態，設定導通狀 態被交換時，高側、低側均在斷開狀態的空檔時間。 ，如此，雖將電晶體Q2的閘極電壓的倒相訊號波形作 成閘極電壓Vsc，寧可將電晶體Q 1的閘極訊號波形加以位 準移動，例如0V與5 V地轉換訊號，雖作成電晶體Q2的閘 極電壓的倒相訊號波形，寧可將短導通期間的訊號輸入作 成電壓抑制電路的開關訊號。 由此，在本實施形態2中，具有比上述實施形態1抑制 電壓的期間更短的效果，在成爲不確定的電壓較小時，或 是發生電壓的期間較短時等有效。 -14- (11) 1294215 實施形態3 第6圖是表示依本發明的實施形態3的開關調整器的一 例的電路圖；第7圖是表示第6圖的開關調整器的定時的時 序圖。 在本實施形態3中，壓降型開關調整器是成爲與配置 於上述實施形態1的第1圖的電晶體Q2的閘極與運算放大 器OP 1間的倒相電路NOT串聯地配置延遲電路（定時設定 φ 手段）DL的構成。又，當然，這時候是不管倒相電路NOT 與延遲電路DL之順序。 如第7圖所示地，藉由該構成可將開關用電晶體Qsc的 閘極電壓Vs c設定成任意定時。所以，即使發生於閘極電 壓Vag的電壓定時與電晶體Q1的閘極電壓等未同步的情形 ，也成爲在所期望的定時進行位準固定動作。 由此，在本實施形態3中，即使在任何定時發生不確 定電位時，也可得到與上述實施形態1同樣的效果。 實施形態4 第8圖是表示依實施形態4的開關調整器的一例的電路 圖；第9圖是表示第4圖的開關調整器的各部訊號的定時的 時序圖。 在本實施形態4中，壓降型開關調整器是代替配置於 上述實施形態1的第1圖的電晶體Q2的閘極與運算放大器 0P1間的倒相電路NOT成爲單發複振器（訊號寬設定手段 )0 S Μ的構成。 -15- 1294215 - (12) • 如第9圖所示地，藉由該構成可將開關用電晶體Qsc的 閘極電壓設定在任意寬度。所以，即使發生於閘極電壓 Vag的倒相電壓的跳起時間與電晶體Q 1的閘極電壓寬度不 相同的情形，也成爲可進行所期望的定時寬的電壓抑制。 由此，依照本實施形態4，不依賴發生不確定電位的 期間可得到與上述實施形態1同樣的效果。 φ 實施形態5 第1 0圖是表示依本實施形態5的開關調整器的一例的 電路圖。 在本實施形態5中，壓降型開關調整器是在第1圖的運 算放大器0P 1的倒相輸入端子與接地電位間設置開關用電 晶體（第二開關）Qsg來代替上述實施形態1的第2圖的電 壓抑制電路（二極體D2，開關用電晶體Qsc ) ’構成以開 關甩電壓V s c來驅動該閘極者。 φ 這時候，藉由設置開關用電晶體Qsg，在電晶體Q2導 通的期間而電晶體Q 1成爲導通時，亦即可防止發生電晶 體Q2斷開時成爲不確定的電位。 因此，調整時間是比上述實施形態1〜4更短，而可更 提高電流檢測精度。 又，在本實施形態5中，藉由增加開關用電晶體Qsg的 閘極寬尺寸，可更加速調整時間。該方法是檢測電流流在 開關用電晶體Qsg，因此與其壓降成反比例而調整時間是 具變短的趨勢。 -16- ;1294215 - (13) 實施形態6 第1 1圖是表示依本實施形態6的開關調整器的一例的 電路圖。 在本實施形態6中，壓降型開關調整器是在上述實施 形態5的第10圖的開關用電晶體Qsg的汲極與感測用電晶體 Qs的源極之間設置開關用電晶體（第二開關）Qsl’而分別 φ 連接該開關用電晶體Qsl的閘極與電晶體Q2 ’ Qs的閘極’ 又，將倒相電路NOT從電晶體Q2 ’ Qs的閘極插入到開關用 電晶體Qsg的閘極，成爲在節點n3與接地電位間配置電阻 (放電用電阻）Rs 1的構成。又’並未特別加以限制者， 電阻Rsl是使用100Ω以上的電阻値較理想。 在此，電晶體Q1導通時，亦即在電晶體Q2斷開時， 則運算放大器OP1的倒相輸入端子是成爲接地電位而不會 發生成爲不確定的電位，此時的檢測電流是流在電阻Rs 1 φ 之故，因而藉由該檢測電流不會影響到運算放大器OP 1的 倒相輸入端子，可得到比至今的實施形態1〜5更極小的調 整時間與電流檢測精度。 又，在本實施形態6中，藉由配置開關用電晶體Qs 1與 電阻Rsl，將電晶體Q2，Qs在斷開時所流動的電流流在電 阻Rs 1，則成爲可更抑制由交換產生的影響，可將檢測精 度，應答性都作成優異。 實施形態7 •17· (14) 1294215 第1 2圖表示依本實施形態7的開關調整器的一例的電 路圖。 本實施形態7是在壓降型開關調整器中，表示藉由 MOS電晶體Qr構成上述實施形態6的第1 1圖的電阻Rsl之 際的一例者。 在此，與上述實施形態6同樣地動作，抑制由交換產 生的影響，可將檢測精度，應答性都作成優異。如此地電 > 阻是除了 MOS 電晶體之外，還可變更成MOS — FET ( Field Effect Transistor)或二極體等元件，也可得到同樣 的效果。 以上，依據實施形態具體地說明藉由本發明人所實施 的發明，惟本發明是並不被限定上述實施形態者，當然在 不超越其要旨的範圍內可做各種變更。 例如，也可組合表示於上述實施形態1〜7的構成而加 以使用，可自由地變更開關的控制波形，或是可變更控制 > 電壓的節點，或是可變更電平。 又，在上述實施形態1〜7，在電源驅動模組中，作爲 電晶體Ql，Q2 (第1圖）或感測用電晶體Qs (第1圖）表 示使用MOSFET者，惟也可以用雙極電晶體或IGBT ( Insulated Gate Bipolar Transistor)等構成此些電晶體。 本發明的電源驅動電路，是例如適用於驅動以PWM ( 脈寬調變）方式進行交換控制來轉換輸入電壓而得到輸出 電壓的交換電源裝置的功率電晶體的電源驅動電路及內設 該電源驅動電路的驅動模組，以及使用該模組的開關電源 -18 - (15) 1294215 • 釀 .等。 【圖式簡單說明】 第1圖是表示依本實施形態1的電源驅動電路的一例的 電路圖。 第2圖是表示設於第1圖的開關調整器的運算放大器的 一例的電路圖。 • 第3圖是表示第1圖的開關調整器的各部訊號的定時的 時序圖。 第4匮1是表示依本實施形態2的開關調整器的一例的電 路圖。 胃5 ffl是表示第4圖的開關調整器的各部訊號的定時的 ' 時序圖。 胃6 «胃表示依本實施形態3的開關調整器的一例的電 路圖。 時序_。 第7圖是表示第 6圖的開關調整器的各部訊號的定時的 路圖。 第8圖是表 $依本實施形態4的開關調整器的一例的電 時序圖

第10圖是袠 電路圖。 示依本實施形態5的開關調整器的一例的

-19- (16) 1294215 電路圖。 第ί 2圖是表示依本實施形態7的開關調整器的一例的 電路圖。 【主要元件符號說明】

100 電源驅動模組 110 驅動I c 111， 112 閘極驅動電路 120 控制邏輯 130 高功率1C 140 低功率1C 200 控制器 L0 線圈 C0 平滑電容量 Rl ， R2 ， R3 ， R4 電阻 Rsl 電阻（放電用電阻） Rs 感測用電阻（電流檢測用電阻） Qs 電晶體（電流檢測用元件） Q1，Q2 電晶體（功率半導體元件） Q3 電晶體（電流檢測電路） Q4〜Q11 電晶體 Q sc 開關用電晶體（第一開關） Qsg 開關用電晶體（第二開關） Qs 1 開關用電晶體（第三開關） -20- 1294215 - (17) • Qr NOT D2 D3 OP 1

AMF LV LS DL OSM 電晶體 倒相電路（電流檢測電路） 二極體（壓降元件） 二極體（電流檢測電路） 運算放大器（運算放大電路，電 流檢測電路） 微分放大器 電壓控制部 位準移動電路 延遲電路（定時設定手段） 單發複振器（訊號寬設定手段）

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Claims (1)

1294215 . (1) 十、申請專利範圍 1 · 一種電源驅動電路，屬於將電流流在電感器的功 率半導體兀件以PWM方式交換控制而構成將轉換輸入電 壓的電壓予以輸出的交換電源裝置的電源驅動電路，其特 徵爲：具有： 親合上述功率半導體元件及汲極端子彼此間或集極端 子彼此間’而同一驅動電壓施加於控制端子的電流檢測用 φ 半導體元件，及 被連接於上述電流檢測用半導體元件的源極端子或射 極端子的電流檢測用電阻，及 在上述電流檢測用電阻與上述電流檢測用半導體元件 之連接節點的第一節點連接有第一輸入端子，而在第二輸 入端子施加有與上述功率半導體元件的源極電壓或射極電 壓同一電位的電壓的運算放大電路，及 上述運算放大電路的一對輸入端子成爲同一電位般地 φ 形成有反饋迴路，將在上述電流檢測用電阻所產生的訊號 輸出作爲電流檢測訊號的電流檢測電路的驅動電路中， 未依據交換的狀態而藉由確保上述電流檢測電路內的 電流所流動的路線，將不確定的電位予以確定。 2·如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中 上述功率半導體元件是以串聯形態地連接於第一與第 二電源電壓端子間的兩個功率半導體元件所構成； 上述電流檢測用半導體元件是上述兩個功率半導體元 -22- ^ 1294215 • (2) - 件中，耦合被連接於低電位側的電源電壓端子的功率半導 體元件與汲極端子彼此間或集極端子彼此間。 3. 如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中 上述電流檢測電路是具備壓降元件，及依據驅動控制 訊號進行動作的第一開關； 上述壓降元件及上述第一開關是被連接於上述運算放 φ 大器的輸出節點與接地電位之間的半導體元件的閘極端 子，或串聯連接於基極端子與接地電位之間的構成所成。 4. 如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中， 具備被連接於上述運算放大器的一方輸入端子與接地 電位之間，而依據驅動控制訊號進行動作的第二開關； 上述第二開關是上述運算大器的一方輸入端子的電 位，藉由上述功率半導體元件成爲交換狀態而成爲不確定 φ 的第一狀態中，保持電位確定的第二狀態的節點電位。 5. 如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中， 具備被連接於上述運算放大器的一方輸入端子，及連 接有上述電流檢測用半導體元件的源極端子或射極端子與 上述電流檢測用電阻的一方端子的節點之間，而依據驅動 控制訊號進行動作的第三開關； 上述第三開關是在上述功率半導體元件爲交換狀態之 際，將上述運算放大器的一方輸入端子作爲接地電位。 -23- 1294215 • (3) - 6.如申請專利範圍第4項所述的電源驅動電路，其 中， 具備被連接於上述運算放大器的一方輸入端子，及上 述電流檢測用半導體元件的源極端子或射極端子之間，而 依據驅動控制訊號進行動作的第三開關； 在上述功率半導體元件爲交換狀態之際，將上述運算 放大器的一方輸入端子作爲接地電位。 φ 7 ·如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中，具備被連接於上述電流檢測用半導體元件的源極端子 或射極端子與上述電流檢測用電流檢測用電阻的一方端子 所連接的節點，及接地電位之間，放電發生於第一狀態時 的電流的放電用電阻。 8. 如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中， 具備倒相被連接於低電位側的電源電壓端子的上述功 φ 率半導體元件的閘極驅動電壓或基極驅動電壓的訊號而生 成成驅動控制訊號的倒相電路。 9. 如申請專利範圍第1項所述的電源驅動電路，其 中，位準移動被連接於高電位側的電源電壓電路的功率半 導體元件的閘極驅動電壓或基極驅動電壓的訊號而生成驅 動控制訊號。 1 0.如申請專利範圍第5項所述的電源驅動電路，其 中，具備將上述第一至第三開關的驅動控制訊號的電壓設 定在任意定時的定時設定手段。 -24- 1294215 · (4) 11.如申請專利範圍第5項所述的電源驅動電路，其 中，具備將上述第一至第三開關的驅動控制訊號的時間寬 度設定在任意時間的訊號寬設定手段。

-25- 1294215 第94132440號專利申請案 中文圖式修正頁 民國96年3月30日修正

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^ 1294215 < t 七、指定代表圖： (一） 、本案指定代表圖為：第（π )圖 (二） 、本代表圖之元件代表符號簡單說明： 100 電 源 驅 動模 組 110 驅 動 1C 111， 112 閘 極 驅 動電 路 120 控 制 邏 輯 130 高 功 率 1C 140 低 功 率 1C 200 控 制 器

八、本案若有化學式時，請揭示最能顢示發明特徵的化學 式：

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