TWI287107B - High-frequency IC and GPS receiver - Google Patents

Description

1287107 . 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於一種高頻積體電路及全球定位系統接收器，尤 其是關於一種適用於高頻前端積體電路之高頻積體電路以及使用 該高頻積體電路之全球定位系統接收器，其中該高頻積體電路可 將南頻k 5虎轉換成基頻信號(範圍自〇〜數MHz之低頻信號）。 【先前技術】 全球定位系統(GPS)導航技術已實際應用於消費者用途且變 φ 彳于普及。近來關於高準確性、高速定位技術的發展使全球定位系 統接收器能微型化，而微型化使得吾人可以超大型積體電路(ULSI) 技術來將全球定位系統接收器納入攜帶式終端機等内。 、，在將全球定位系統接收器納入攜帶式終端機之後，美國引進 了增強型911緊急呼叫系統（無線增強型911或E-911)，其強制共 同通Λ網路經營者（communicau〇n common carrier)必須於來 自，動電話之緊急呼叫事件中確認呼叫位置，並且要求將全球定 =系統接收器安裝至行動電話内。於日本情形也相同，於2007年 日π、二行動電話必須包含列為標準配備之全球定位系統接收器。為 了這些原因’吾人不僅需要滿足市場需求，例如減少GPS接收器 *之尺寸及，本，尚需增加靈敏度，以便持續地提供準確定位。 髀“全球ί位系統接收器的靈敏度與基頻信號處理技術及高頻積 路技術兩者有關。基頻信號為一包含資訊之信號，且在本說 曰尽中其係為一全球定位系統信號。目前，利用所謂網絡輔助定 辅助全球>定位系統（A-GPS)技術進行基頻信號處理提供了 dBm之理論接收靈敏度；然而，欲實現該靈敏度必須發展高 頻積體電路技術。 帝敗吾人已提出各種不同之用於全球定位系統接收器之高頻積體 置二一般而言，全球定位系統接收器具有一用以增強接收 S破度之帶通濾波器（bandpass filter )。然而，由帶通濾波器 5 1287107 % ^致之帶通關會引發全較位系贿號 度造成影響:為克服此缺點，日本未審查專利公^接2^2的4= 號揭示一種南靈敏度接收器，其中中頻卩 &、 — 為2〇 MHz或更高，以提升接收器m〇F)域的頻寬係設定 然而’增加帶通舰_寬以減低全球定㈣奸 k成雜訊增加。由於用於放大全球定位系 ‘^二曰 放大器之_槪_，如果整體=自 就H少。此情形可能造成全球 …另一方面，日本已審查專利公開案取_86529號揭示 I 450 kHz i:i = Λ以移除L1GPS信號以外的雜訊。然而， tit 之方法無法自信號中移走雜觸得到足夠 的4口5虎/雜成比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)。 ϋ必織由在將帶賴波11之頻寬_於某範圍時，詳 信號中之gps信號對雜訊之比率，以增加接收啦 如上所述，吾人必須提高接收器靈敏度，以期即使 唬低弱之處（例如室内）亦能準確地確認位置。 口 . 【發明内容】 ^據本發明之-態樣，紐供—種積體電路，其係根據 欠巧而輸出-數位信號。該積體電路包括··—混頻器，其 ，收k號降頻轉換（d〇wn—convert)為一中頻信號，該中頻作號之 接ί信號之中心鮮為低;一第一渡波器，與“ Ξ降ί轉ί之中頻信號的頻寬相較，其具有較窄之通頻寬；及一 波器，係移去中頻信號之頻寬以外的信號。此積體電路藉 由弟一濾波器而縮小中頻信號之通頻帶(band—pass)，俾 ^ Ϊ號中f訊成分之損失大於信號成分之損失。如此—來，中頻信、 號之增益會增加，轴提升接收H錄度。 6 1287107, 本舍明知:供一種具有改良靈敏度之高頻積體電路及全球定位 系統接收器。 【實施方式】 今將參照例示實施例於此說明本發明。熟悉此技術領域之人 士將瞭解：利用本發明之教示可完成許多替代的實施例，且本發 明不限於為解釋目的所列舉之實施例。 之後將參關1來酬本發明之全球定位祕接收器之實施 例^圖1為此實施例之全球定位系統接收器1〇〇的方塊圖。如圖工 所不，♦全球定位。系統接收器100包括一天線1〇1、低雜訊放大器 ^05、帶^濾波器1〇3、混頻器1〇6、鎖相迴路(pLL)1〇7、局部信 號振盪态（local signal oscillator) 108、一階低通濾波器 (first-order low-pass filter) 109、中飨預放大器（ip pre-amplifier) Π0、主動低通濾波器m、可變式增益放大器 ^variable gain amplifier，以下稱為 AGC 放大器）112、A/D 轉& 态（converter) 113，及數位信號處理器（以下稱為DSp)1〇4。 一上述元件中，除天線1〇卜帶通濾波器1〇3及DSp 1〇4外之所 有元件均整合在一起而成為高頻積體電路1〇2 ;換言之，繼天 101、絜通濾波态103及DSP 1〇4之後的電路係由外部裝置、苴他 積體電路等所組成。此實施例與習知技術之不_在於使用g正 fre(luency)約為330 kHz之一階低通濾波器1〇9及 截止頻率約為2· 5 MHz之絲低通濾通n的組合。以下說明 施例之全球定位系統接收器之配置。 Λ 天線101係接收包含發射自GPS衛星之GPS信號之射頻信號， 該射頻信號具有與中心頻率為1575·42ΜΗζ之載波重疊之G 號，該天線1〇1將所接收之射頻信號輸出至低雜訊放大器ι〇5。。 該低雜訊放大器1〇5會放大來自天線1〇1之射頻信妒 遽波f 103外接於高頻積'體電路 、’谷才斤接收之射頻k號之特定頻帶通過；混頻器會將 1287107 波器103之射頻信號轉換成具有比射頻信號之中心 ί〇9 中頻信號，並將其輸出至—階低通遽波器 相哭Ηΐβ 產生參考信號：局部信號振盪器108係連接至混 而產生局部頻率域。 增;Ϊ低ΐί波器⑽容許來自混頻器1%之中頻信號之特定 器110會放大已通過一階低通渡波器⑽ 111 ί:ί =輸出至主動低誠波11111;讀低通濾波器 谷ί、’’工中y員預放大器110所放大之中頻信號之特定頻 過’並將其輸出至AGC放大器112 ; AGC放大器112放大已通過主 動低通濾波态ill之中頻信號，由此放大程序所獲得之辦兴 AGC放大器112進行自動控制；A/D轉換器113將來自曰 112之中頻信號轉換成數位信號。 蚊為 以下說明具有上述配置之高頻積體電路1〇2的運作。首先， 天線101接收自複數個GPS衛星發射出來的射頻信號，該射頻作 號包括與中心頻率為1575· 42 MHz之載波重疊之GPS信號。'該射 頻號經輸入至南頻積體電路1〇2中之低雜訊放大器1〇5。 低雜訊放大器105放大已輸入射頻信號，並將已放大之射頻 信號輸出至帶通濾波器103。帶通濾波器1〇3僅容許已放大之射^ 信號之特定頻帶成分通過。通過帶通濾波器103之頻帶將參照圖^ 說明於下。 、 如圖2所示，自GPS衛星所發射出來之射頻信號之頻譜密度 具有一主波瓣(在1575· 42MHz之中心頻率下）及次波瓣(在』 率1· 023 MHz下）。於本實施例中，帶通濾波器1〇3之通帶^設定 於2· 046 MHz (含）以上，例如2· 5MHz，以涵蓋射頻信號之^古普 密度之主波瓣。因此，於本實施例中，具有在距中^^員^ 1575· 42MHz土 1·25ΜΗζ之頻帶内之射頻信號可通過帶通渡波器^3。 將已通過帶通濾波器103之已放大射頻信號輸入至&頻哭 106。同時，局部信號振盪器108會根據來自PLL 107的參 1287107 而產生具有特定頻率之局部頻率信號，並將所產生局部頻率信號 • 輸出至混頻器106。 、、混頻器106將來自局部信號振盪器1〇8之局部頻率信號與已 通^通濾、波器103之放大射頻信號混合，藉此降頻轉換放大射 頻信號，以產生例如中心頻率為132 kHz且頻寬約為i 2 MHz之 中頻信號。 · 於本實施例中，一階低通濾波器1〇9位於混頻器1〇6與中頻 預放大器I10之間。將由混頻器106所產生之中頻信號輸入一階 低通濾波恭109’已輸入中頻信號中具有低於一·特殊頻率之頻帶之 頻率成分可通過一階低通濾波器109。本實施例係使用截止頻率為 鲁33=Hz之一階低通濾波器109 ;簡言之，該一階低通濾波器之通 頻寬（330 kHz)窄於經降頻轉換之中頻信號的頻寬（1.2 MHz)。關 於一階低通濾波器109之截止頻率之設定於後詳述。 即已通過一階低通濾波器i〇g之中頻信號會被輸入至中頻預放 大器110,該中頻預放大器110放大該已輸入中頻信號並將已放大 中頻信號輸出至主動低通濾波器111。 置於中頻預放大器110之後面階段中之主動低通濾波器^ 亦可作為A/D轉換器113之抗失真濾波器並限制該已輸入中頻信 號之頻覓。其可防止於取樣時發生之信號扭曲（稱為失真 (aliasing))、減少不必要的干擾波效應、並且增加接收靈敏度。 該咼階主動低通濾波器1Π可除去未被一階低通濾波器1〇9移除 之殘留雜訊等。 主低通濾波器111容許來自中頻預放大器110之中頻信號 中低於一特殊頻率的頻率成分通過。本實施例係使用截止頻率為 2·5ΜΗζ之八階低通濾波器以作為主動低通滤波器1U。因此，該 八階低通濾波器移除了中頻信號頻帶以外的雜訊信號。 乂 已通過主動低通濾波器111之中頻信號係輸入至AGC放大器 112，AGC放大器112會自動地控制低頻放大器之增益，以期即使 來自天線101之射頻信號之強度改變，仍能穩定地解調信號。因 9 1287107 此，即使來自天線1〇1之射頻信號之強度變， 艟 可以如設計之有效數目位元運作而不需要任何^轉換°。113 A/D轉換态113係將已輸入之類比中頻卢糖益 信號已器Λ轉換之中頻信號接著;;幹^ 號接收位置之_位係。f知具正f s、收^ 之DSP可用作DSP 1〇4。 啊鍵度之GPS接收益 在GPS接收器1〇〇之元件中，帶通濾波器1〇3 ⑽:混頻器⑽、PLL 1()7、局部信號紐器⑽、 波裔109、中頻預放大器110、主動低通遽波器 放ς、 112係構財齡麟麵，討胁錢1() 率1575.42MHz之射頻信號降頻轉換成具低中心頻率之f 頻信號，以便辅助例如數位處理。 由DSP等所組成之基頻LSH系利用關聯器（c〇rreiat〇r)等 而穩定地從由A/D轉換H 113輸人之數位信 = 控制^放大器112之放大倍率之控制信號二 A/D轉換盗113之已輸出數位信號的平均脈衝而產生。 本實施例之高頻積體電路⑽說明如下。本實施例之高頻積 體電路102與習知1C不同，因為-階低通濾波器1〇9係位於中頻 預放大器110之先雜段。在此實施财，紐得最高靈敏度， 必須在中雛號輸入至AGC放大器112之前，即降低在類比信號 中自混頻斋106輸出之中頻信號之雜訊，以儘量避免Gps信號成 分衰減。如此’以下說明一階低通濾波器1〇9之截止頻率之設定。 在以下實施例中即說明其中中頻信號之中心頻率為132 之低 中頻接收器用之高頻積體電路102。 圖3為顯不本貫施例之一階低通濾波器1〇9範例之電路圖， 例如圖3所示之RC低通濾、波器可作為—階低通濾波器⑽。於此 1287107. (l) 情形^若電阻為R、電容為C，則可藉由下列公式而自轉換特徵 來計异出低通濾波器之截止頻率（fc)及電壓增益(VGain)· fc

2nRC VGain (2) 於本實施例中，中頻信號之中心頻率為132 kHz。因此，一 階低通濾波器109之截止頻率決不可設定在132 kHz (含）以下， 故可假設在低於132 kHz時無信號損失（雜訊及Gps信號）。並且，’ 截止頻率為2· 5 MHz (含）以上之八階低通濾波器丨丨丨係設置於其 後階段，因此亦可假設頻率為2·5ΜΗζ (含）以上之中頻信號並^ 會輸入至AGC放大斋112。於這些條件下，可計算在一階低帶 波器109中之雜訊及GPS信號之損失。 — “ LN代表雜訊損失或熱雜訊損失，LS代表包含於中頻信號内之 GPS k號相失或GPS彳§號抽失’ s(f)代表與頻率或gps作梦资声右 關之GPS信號之頻譜強度。於將一階低通濾波器1〇9 ^^| 體電路102時所產生之熱雜訊損失jj及GPS信號損失LS可由下 列公式計算出： 2.5MHz 熱雜訊損失ZiV = j(l — U2 KHz • -(3) GPS信號密度= . . .(4) 2.5MHz GPS化號損失= _ 2.5MHz js(f)df niKHz • · · (5) 比=式3〜式i可得知··在類比方面，信號雜訊比（snr)可因一 階低帶通濾波器109之存在而改變。如果SNR之變化（△snr)係以 分貝（dB)表示，則可得到下式： ASNR(dB)=LN(dB)-LS(dB) · · -(6) 11 1287107 由上式計异結果顯示··一階低通濾波器1〇g之截止頻率設 得愈低，則SNR值愈高；若截止頻率下降，包含於中頻信號内之 GPSb號損失則增加，但是雜訊損失之增加更為顯著，放大器 112之增益因而增加，GPS信號的增益也增加。再者，由於Gps信 號分佈不均勻，若截止頻率設定得較低，Gps信號對雜訊的比率^ 相對地提高，SNR值因此增加。

，而，由於，SNR增加並不必然使接收器靈敏度增加，因為 GPS信號的損失也增加了。將接收器靈敏度增加至最大可藉由比 GPS信號損失與SNR變化(AS·)來獲得解決。當一階低^濾波哭 109存在時，接收器靈敏度之變化(△义⑽丨衍“仿）係由下歹;j方^ 式來定義： △Sensitivity (dB)= ASNR (dB)-LS(dB) ·· .(7) 本式顯示ASensitivity值愈高，則GPS接收器之靈敏度兪 高。 〜 、圖4顯示依據上述理論模式之實際計算結果。於圖4中，橫 ，代表一階低通濾波器1〇9之截止頻率（kHz)，縱軸代表接收器靈 敏度(dB)之增加量。該圖中顯示··當一階低通濾波器1〇9之截止 巧率設定於330 kHz時，接收器靈敏度之增加量最大。因此，可 藉由將一階低通濾波器1〇9之截止頻率設定在中頻信號之中心頻 率加今200 kHz之數值，以提高接收器靈敏度。 、 a若截止頻率過低，接收器靈敏度之增加會減少；若截止頻率 過高，接收器靈敏度之增加也會減少。 、 於中頻信號為132kHz之低-中頻接收器用之高頻積體電路 1〇2中，^止頻率約為33〇 kHz之一階低通濾波器1〇9係置放於中 頻預，大器110之先前階段。是故在圖3中，R為4 ΚΩ且C為120 PF:實際實驗的結果亦顯示：接收器靈敏度與未設置一階低通濾 波裔109者相較增加約2dB，此結果幾乎與理論結果相符。 、凹雖然上述說明描述了其中一階低通濾波器1〇9及主動低通濾 波器111係分別設置於中頻預放大器11〇之先前與隨後階段之^ 12 1287107· 況^ 但本發明不限定於此。當具有低截止頻率之一階低通濾波器 109設置於在中頻信號處理器中之混頻器1〇6後的任何位置，均可 得到相同或類似之靈敏度效果。 一。再者，雖然以上說明描述使用中心頻率為132 kHz之低中頻 仏號之情況，但本發明亦不限定於此；以上計算結果 有其他中心頻率之中頻信號。使用具有距中頻信^之；心頻^ 土200 kHz麵之通鮮峨波||，可提供相等或類似之靈敏度辦 加效果。 曰 因此，使用帶通濾、波器是可行的，此情況中，吾人係 -種帶通舰H，該帶賴妓料具有財 土200 kHz之頻帶的信號通過。因此，可使用頻寬為棚他j 通遽波II ’此舉可使全球定㈣統接㈣⑽之錄度增加 信號為2. 046 MHZ⑷以上之高頻積體電路。於 巧頻寬為_kHz之—階低職、波器及頻寬約為 2.5 MHz之4知咼階帶通濾波器的組合。 如上所述，本發明係藉由利用兩種濾波器之組合，以達成提 !的:具有比中頻信號之頻寬(例如2. 046 MHz) 二器(例如在上述實施例中’經降頻轉換之中頻 ，之頻，1.2 MHz);以及具有GPS接收器之高頻積體電路之 中頻信號處理器所用之正常頻寬的濾波器。 、 很明顯的，本發明不限定於卜诂容#& ^ 明精神及範圍内作修改及變化。、貝也"可於不脫離本發 【圖式簡單說明】 及ίί目的'伽及魏將打顺明結合附 頻積體本發明—實施例之全球定位系統接收器用之高 圖2顯 示自全較㈣職絲糾之射頻健的密度分佈 13 1287107 圖； - 圖3顯示一階低通濾、波器之範例之電路圖； 圖4顯示截止頻率與一階低通濾波器之接收器靈敏度間之關 係圖。 【主要元件符號說明】 100〜全球定位系統接收器 101〜天線 102〜高頻積體電路 ’ 103〜帶通濾波器 φ 104〜數位信號處理器（DSP) 105〜低雜訊放大器 106〜混頻器 107〜鎖相迴路(PLL) 108〜局部信號振盪器 109〜一階低通濾波器 110〜中頻預放大器 111〜主動低通濾波器 112〜可變式增益放大器（AGC放大器） 113〜A/D轉換器 14

Claims (1)

1287107‘ 十、申請專利範圍： 1· 一種積體電路，根據一接收信號而輸出一數位信號，包括·· 一混頻器’將該接收信號降頻轉換為其中心頻率低於接收信號 者之中頻信號； 、 一第一濾波器，與經該混頻器加以降頻轉換之該中頻信號之頻 見相較，其具有較窄的通頻寬丨及 一第二濾波器’將該中頻信號之該頻寬以外之信號移去。 2.如^請專利範圍第1項之積體電路，其中，該第-濾波器之該 ?頻寬，依據包含於該巾頻信軸之健成分敎對雜訊成分損 鲁失之比率來決定。 3g、^5專利範圍第1項之積體電路，其中，該第一渡波器為低 i力慮口 ίϋ?第—濾波器之截止頻率值為該中頻信號之中心頻 4甬乾第2項之積體電路，其中’該第一遽波器為仍 上:kli第—遽波器之截止頻率值為該中頻信號之中心海 5通滤 _路，其中_ 〆慮波态之通帶（pass band)為400 kHz。 ^濾波态之通帶為400 kHz。 7. 一ϋ球田定位。系統接收器，包括·· -ίίί波i:容許具有特殊頻帶之接收射頻信號通過； πσ將已通過該帶通濾波器之該射頻信號降頻轉換為_ I287i〇7 中頻信號； 寬相妒，一濾波器，與經該混頻器加以降頻轉換之該中頻信號之頻 —^’_其具有較窄的通頻寬；及 、 弟〜濾波器，將該中頻信號之該頻寬以外的信號移去。 據 雜 I、波利範圍第7項之全球定位系統接收器，其中，該第一 訊‘八頻寬，康包含於該中頻信號内之信號成分損失對 濾專嫌圍第7項之全球定位系統接收11，其巾，該第-低通濾波器，且該第一濾、波器之截止率 就之中心頻率加上200 kHz。 ^、♦^料利細第8項之全球定位系統接㈣，其中，該第 j波^低通濾波器，且該第—濾波器之截止解值為該中頻 #唬之中心頻率加上200 kHz。 11. 如申睛專利範圍第7項之全球定位系統接收器，其中，該第 -滤波器為帶通濾、波器’且該第-遽波器之通帶（卿福 棚 kHz。 12. 如申請專利，圍第8項之全球定位系統接收器， -紐器為帶通滤波器，且該第-濾波器之通帶為棚、_。 十一、囷式： 16