JP2006222759A

JP2006222759A - 高周波ｉｃ及びｇｐｓ受信機

Info

Publication number: JP2006222759A
Application number: JP2005034578A
Authority: JP
Inventors: Kenkin O; 建欽王
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 2005-02-10
Filing date: 2005-02-10
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2025-02-10
Also published as: CN1818709B; JP4467446B2; KR20060090738A; EP1691210A3; EP1691210A2; TW200628829A; KR100721114B1; US7756502B2; CN1818709A; US20060234667A1; TWI287107B

Abstract

【課題】
受信感度を向上させた高周波ＩＣ及びこれを用いたＧＰＳ受信機を提供することである。
【解決手段】
本発明にかかる高周波ＩＣ１０２は、受信したＲＦ信号に基づいてデジタル信号を出力する高周波ＩＣ１０２であって、ＲＦ信号を当該ＲＦ信号よりも低い所定の中心周波数のＩＦ信号にダウンコンバートするミキサ１０６と、ミキサ１０６によりダウンコンバートされたＩＦ信号の帯域幅よりも通過帯域幅が狭く設定された１次ローパスフィルタ１０９と、ＩＦ信号の帯域幅外の信号を除去するアクティブローパスフィルタ１１１とを備えるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波ＩＣ及びＧＰＳ受信機に関し、特に、高周波信号をベースバンド信号と呼ばれる０Ｈｚから数ＭＨｚの低周波信号に変換する高周波フロントエンドＩＣに好適な高周波ＩＣ及びこれを用いたＧＰＳ受信機に関する。

近年、ＧＰＳ（Global Positioning system）航法技術は民生用に応用され、広く普及しつつある。また、最近では、測位技術がより高精度、高速化しＧＰＳ受信機自体の小型化も可能となってきている。特に最近ではＵＬＳＩ(Ultra-Large Scale Integration)技術を利用してＧＰＳ受信機を携帯情報端末などに搭載することが可能となっている。

携帯端末にＧＰＳ受信機が搭載可能となったことにより、例えば米国では、携帯電話からの緊急通報に際して通信事業者に発信位置の特定を義務付ける拡張型緊急通報システム（Ｅ９１１：Enhanced wireless ９１１）が導入され、携帯電話にＧＰＳ受信機を備えるよう要求されている。日本でも、緊急通報時に位置特定できるようにするため、２００７年から携帯電話にＧＰＳ受信機を標準装備するよう要求されている。したがって、ＧＰＳ受信機の小型化・低コスト化などの市場の要求はもちろんのこと、常に正確に測位できるような高感度化が重要である。

ＧＰＳ受信機の受信感度は、ベースバンド信号（情報を含む信号、ここではＧＰＳ信号）処理技術と高周波ＩＣ技術との両方に依存する。現在、ネットワーク補助測位と呼ばれるＡ−ＧＰＳ（Assisted-GPS）のベースバンド信号処理技術では、−１６０ｄＢｍの理論受信感度が達成できている。しかし、これを実現するためには、高周波ＩＣの技術開発が課題となっている。

従来から、ＧＰＳ受信機用の高周波ＩＣの構成としては様々なものが提案されている。通常、ＧＰＳ受信機では、受信選択度を高めるために、バンドパスフィルタが設けられている。しかし、バンドパスフィルタによるバンド幅制限はＧＰＳ信号のロスに繋がり、受信感度に影響を与える。そこで、特許文献１では、ＩＦ信号のバンド幅を２０ＭＨｚ以上に設定して、受信感度を向上させた高感度ＧＰＳ受信機について開示されている（特許文献１参照。）。

しかしながら、特許文献１のように、バンドパスフィルタのバンド幅を広げてＧＰＳ信号のロスを下げた場合、バンド幅を広げた分ノイズ成分も増加する。ＧＰＳ信号を増幅するＡＧＣアンプの性能は予め定められているため、このように全体の信号が増加すると、その利得を小さくしなければならない。その結果、ＧＰＳ信号に対する利得も小さくなってしまう場合がある。

そのため、バンドパスフィルタのバンド幅をある程度制限しても、ＩＦ信号に含まれるＧＰＳ信号とノイズとの割合を詳細に計算することで、ＧＰＳ信号に対する感度の向上を図ることが必要である。
特開２００３−２４０８３３号公報

このように、屋内のようなＧＰＳ信号の強度が小さい場所においても正確に位置の特定ができるように、受信感度の向上が望まれている。

本発明にかかる集積回路は、受信した受信信号に基づいてデジタル信号を出力する集積回路であって、前記受信信号を当該受信信号よりも低い所定の中心周波数の中間周波数信号にダウンコンバートするミキサと、前記ミキサによりダウンコンバートされた前記中間周波数信号の帯域幅よりも通過帯域幅が狭く設定された第１のフィルタと、前記中間周波数信号の帯域幅外の信号を除去する第２のフィルタとを備えるものである。この集積回路によれば、第１のフィルタにより中間周波数信号の通過帯域幅を狭くし、中間周波数信号に含まれる信号成分の損失分よりもノイズ成分の損失分のほうをより大きくすることができる。このため、中間周波数信号の利得が大きくなり、受信感度を向上させることができる。

本発明によれば、受信感度を向上させた高周波ＩＣ及びＧＰＳ受信機を提供することができる。

実施の形態
本発明の実施の形態にかかるＧＰＳ受信機について、図１を参照して説明する。図１は、本実施の形態にかかるＧＰＳ受信機１００の構成図である。図１に示すように、本実施の形態にかかるＧＰＳ受信機１００は、アンテナ１０１、低雑音増幅器１０５、バンドパスフィルタ１０３、ミキサ１０６、局部信号発信器１０７、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）１０８、１次ローパスフィルタ１０９、前置ＩＦ増幅器１１０、アクティブローパスフィルタ１１１、利得可変増幅器（以下、ＡＧＣアンプとする）１１２と、ＡＤコンバータ１１３およびデジタル信号処理プロセッサ（以下、ＤＳＰとする）１０４とを備えている。

上述した構成のうち、アンテナ１０１、バンドパスフィルタ１０３およびＤＳＰ１０４以外の構成要素は高周波ＩＣ１０２として一体化されている。つまり、アンテナ１０１、バンドパスフィルタ１０３およびＤＳＰ１０４以降の回路は、外付け素子あるいは他の集積回路などにより構成されている。本実施の形態において、従来と異なる点は、カットオフ周波数が３３０ｋＨｚ程度の１次ローパスフィルタ１０９と通常用いられているカットオフ周波数が２．５ＭＨｚ程度のアクティブローパスフィルタ１１１とを組み合わせて用いている点である。以下に、本実施の形態のＧＰＳ装置の構成について説明する。

アンテナ１０１は、ＧＰＳ衛星から送信されるＧＰＳ信号を含むＲＦ信号を受信する。ＲＦ信号は、ＧＰＳ信号を中心周波数１５７５．４２ＭＨｚの搬送波に重畳させた信号である。アンテナ１０１は、受信したＲＦ信号を低雑音増幅器１０３に出力する。

低雑音増幅器１０５は、アンテナ１０１から入力されるＲＦ信号を増幅し、バンドパスフィルタ１０３に出力する。バンドパスフィルタ１０３は、高周波ＩＣ１０２に外付けされ、受信したＲＦ信号のうち所定の周波数帯域のＲＦ信号を通過させる。ミキサ１０６は、バンドパスフィルタ１０３を通過したＲＦ信号を、ＲＦ信号よりも低い中心周波数を有するＩＦ信号とし、１次ローパスフィルタ１０９へと出力する。局部信号発信器１０８は、ミキサ１０６に接続されている。局部信号発生器１０８は、ＰＬＬ１０７から出力された基準信号を元に局部周波数信号を生成する。ＰＬＬ（Phase Locked Loop）１０８は基準信号を生成する。

１次ローパスフィルタ１０９は、ミキサ１０６から入力されたＩＦ信号の所定の周波数帯域を通過させる。前置ＩＦ増幅器１１０は、１次ローパスフィルタ１０９を通過したＩＦ信号を増幅し、アクティブローパスフィルタ１１１へと出力する。アクティブローパスフィルタ１１１は、前置ＩＦ信号増幅器１１０で増幅されたＩＦ信号の所定周波数帯域を通過させＡＧＣアンプへと出力する。ＡＧＣアンプ１１２は、アクティブローパスフィルタ１１１を通過したＩＦ信号を増幅する。ＡＧＣアンプ１１２においてこの増幅時の利得は自動的に制御される。ＡＤコンバータ１１３は、ＡＧＣアンプ１１２から出力されるＩＦ信号をデジタル信号に変換する。

ここで、上述の構成の高周波ＩＣ回路１０２の動作について説明する。まず、アンテナ１０１は、複数のＧＰＳ衛星から送信されたＲＦ信号を受信する。このＲＦ信号には、周波数１５７５．４２ＭＨｚの搬送波にＧＰＳ信号が重畳されている。上述したようにこのＲＦ信号は、高周波ＩＣ１０２内の低雑音増幅器１０５に入力される。

低雑音増幅器１０５は、入力されたＲＦ信号を増幅し、バンドパスフィルタ１０３に出力する。バンドパスフィルタ１０３は、増幅ＲＦ信号のうち、所定の周波数帯域成分を通過させる。ここで、このバンドパスフィルタ１０３が通過させる周波数帯域について、図２を用いて説明する。

図２に示すように、ＧＰＳ衛星から送信されるＲＦ信号のスペクトラム密度は、１５７５．４２ＭＨｚの中心周波数においてメインローブがあって、チップレート１．０２３ＭＨｚ置きに、サブローブが分布している。本実施の形態においてバンドパスフィルタ１０３の通過帯域幅は、ＲＦ信号のスペクトラム密度分布のメインローブを取るように、２．０４６ＭＨｚ以上、例えば２．５ＭＨｚに設定されている。したがって、本実施の形態においては、１５７５．４２ＭＨｚの中心周波数を中心として、±１．２５ＭＨｚの周波数帯に属する周波数成分のＲＦ信号が通過する。

バンドパスフィルタ１０３によって通過された増幅ＲＦ信号は、ミキサ１０６に入力される。一方、局部信号発信器１０７は、ＰＬＬ１０８から入力される基準信号に従い、所定の周波数を有する局部周波数信号を生成する。局部信号発信器１０７は、生成した局部周波数信号をミキサ１０６に出力する。

ミキサ１０６は、バンドパスフィルタ１０３を通過した増幅ＲＦ信号に対して、局部信号発信器１０７から入力された局部周波数信号を混合することによって、増幅ＲＦ信号をダウンコンバートし、例えば、中心周波数が１３２ｋＨｚで約１．２ＭＨｚの幅の周波数分布を有するＩＦ信号を生成する。

本実施の形態においては、ミキサ１０６と前置ＩＦ増幅器１１０との間に１次ローパスフィルタ１０９が配置される。ミキサ１０６によって生成されたＩＦ信号は、１次ローパスフィルタ１０９に入力される。１次ローパスフィルタ１０９は、ミキサ１０６から入力されたＩＦ信号のうち所定の周波数よりも低帯域の周波数成分を通過させる。本実施の形態においては、カットオフ周波数が３３０ｋＨｚの１次ローパスフィルタを用いる。この１次ローパスフィルタ１０９のカットオフ周波数の設定については後に詳述する。

そして、１次ローパスフィルタ１０９を通過したＩＦ信号は、前置ＩＦ増幅器１１０に入力される。前置ＩＦ増幅器１１０は、入力されたＩＦ信号を増幅する。また、前置ＩＦ増幅器は、増幅した増幅ＩＦ信号をアクティブローパスフィルタ１１１に出力する。

前置ＩＦ増幅器１１０の後に設けられるアクティブローパスフィルタ１１１は、ＡＤコンバータ１１３のアンチエイリアシングフィルタの役割を兼ねており、入力されるＩＦ信号のバンド幅を制限するものである。サンプリングされるときに発生する信号歪み（エイリアシング）の発生を防止し、不要な妨害波影響を少なくし、受信選択度を高めるために設けられている。すなわち、アクティブローパスフィルタ１１１は、１次ローパスフィルタ１０９では除去しきれなかったノイズ信号などをさらに除去する。

本実施の形態においては、アクティブローパスフィルタ１１１として、カットオフ周波数が２．５ＭＨｚの８次のローパスフィルタを用いる。アクティブローパスフィルタ１１１は、前置ＩＦ増幅器１１０から入力された増幅ＩＦ信号のうち所定の周波数よりも低帯域成分を通過する。

アクティブローパスフィルタ１１１を通過したＩＦ信号は、ＡＧＣアンプ１１２に入力される。ＡＧＣアンプ１１２は、アンテナから受信したＲＦ信号の強度に変動があっても、安定に復調できるように、低周波増幅部の利得を自動的に制御するものである。このため、ＡＤコンバータ１１３に入力されるＩＦ信号は、アンテナ１０１から受信した高周波のＲＦ信号の強度に変動があっても、ほぼ一定のレベルに保たれる。したがって、ＡＤコンバータ１１３の実効ビット数を、予め設計した通りに変動させずに動作させることができる。

ＡＤコンバータ１１３は、入力されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号をデジタル形式の増幅ＩＦ信号に変換する。ＡＤコンバータ１１３によって変換された増幅ＩＦ信号は、ＤＳＰ１０４に入力される。

そして、ＤＳＰ１０４では、入力された増幅ＩＦ信号とＰＬＬ１０８から出力された基準信号とに基づいて、ＲＦ信号に追尾し、軌道データを復調して、ＧＰＳ衛星とＲＦ信号を受信した受信点との位置的関係を演算する。ＤＳＰ１０４としては、一般的なサンプリング速度を有する従来型のＧＰＳ受信機用のものを用いることができる。

なお、ＧＰＳ受信機１００を構成する各部のうち、バンドパスフィルタ１０３、低雑音増幅器１０５、ミキサ１０６、局部信号発信器１０７、ＰＬＬ１０８、１次ローパスフィルタ１０９、前置ＩＦ増幅器１１０、アクティブローパスフィルタ１１１及びＡＧＣアンプ１１２は、アンテナ１０１によって受信された１５７５．４２ＭＨｚの高い中心周波数を有する受信ＲＦ信号をデジタル処理が施しやすいように、例えば、１３２ｋＨｚを中心周波数とした低い周波数を有する増幅ＩＦ信号にダウンコンバートするＩＦ信号処理部として構成される。

また、ＤＳＰ１０４などからなるベースバンドＬＳＩは、ＡＤコンバータ１１３から入力されたデジタル信号から、相関機など使用して、ＩＦ信号中のＧＰＳ信号を安定に取り出す役割を果たしている。また、上述した、ＡＧＣアンプ１１２の増幅度を制御するコントロール信号は、ＡＤコンバータ１１３の出力デジタル信号の平均パルス幅より生成される。

ここで、本実施の形態にかかる高周波ＩＣ１０２について説明する。本実施の形態にかかる高周波ＩＣ１０２において、従来と異なる点は、前置ＩＦ増幅器１１０の前に１次ローパスフィルタ１０９を配置している点である。本実施の形態において、ＡＧＣアンプ１１２に入力される前のアナログ信号において、最も高感度となるのは、ミキサー１０６から出力されたＩＦ信号に対し、ノイズ成分を減衰させ、ＧＰＳ信号成分を極力減衰させないように設定することである。そこで、この１次ローパスフィルタのカットオフ周波数の設定について説明する。ここでは、ＩＦ信号の中心周波数が１３２ＫＨｚの低ＩＦ受信機用の高周波ＩＣ１０２の構成を例として説明する。

図３に、本実施の形態に用いる１次ローパスフィルタ１０９の一例の回路図を示す。上記の１次ローパスフィルタ１０９としては、例えば図３に示されるようなＲＣ型ローパスフィルタを使用することが可能である。この場合、抵抗値をＲと表し、容量値をＣと表すと、伝達特性から、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃと電圧利得ＶＧａｉｎは以下の式で計算することができる。

本実施の形態においては、ＩＦ信号の中心周波数は１３２ｋＨｚとしている。そのため１次ローパスフィルタはカットオフ周波数が１３２ｋＨｚ以下に設定されることはなく、１３２ｋＨｚ以下における信号（ノイズ、ＧＰＳ信号）の損失はないものと仮定する。また、後段にはカットオフ周波数が２．５ＭＨｚの８次のアクティブローパスフィルタ１１１が設けられている。そのためＡＧＣアンプ１１２には２．５ＭＨｚ以上の周波数のＩＦ信号は入力されないものとして扱うことができる。以上の条件を元に１次ローパスフィルタによるノイズとＧＰＳ信号のロスを計算する。

ＬＮをノイズ信号のロス（Thermal noise Loss）とし、ＬＳをＩＦ信号に含まれるＧＰＳ信号のロス（GPS Signal Loss）とする。周波数に依存するＧＰＳ信号のスペクトラム密度（GPS Signal density）をＳ（ｆ）とすると、この１次ローパスフィルタ１０９を高周波ＩＣ１０２に組み込むことにより発生する、ノイズ信号のロスＬＮ及びＧＰＳ信号のロスＬＳは、以下の式で計算することができる。

式（３）〜（５）から分かるように。アナログの観点から見た場合、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio）は、この１次ローパスフィルタ１０９の存在により変化する。このＳＮＲの変化分ΔＳＮＲをデシベル（ｄＢ）単位で表すと、次の式で計算される。

上式で計算した結果から、１次ローパスフィルタ１０９のカットオフ周波数を低く設定するほど、ＳＮＲの値が大きくなることがわかる。カットオフ周波数を低くすると、ＩＦ信号に含まれるＧＰＳ信号のロスは大きくなるが、積分ノイズ信号のロスのほうがより大きくなる。このため、ＡＧＣアンプ１１２の利得が高くなり、ＧＰＳ信号の利得が大きくなる。また、ＧＰＳ信号は不均一に分布しているため、カットオフ周波数を低く設定すると、相対的にＧＰＳ信号対ノイズ信号の割合が大きくなるため、ＳＮＲは大きくなる。

ただし、このＳＮＲの向上によって、必ずしも受信感度の向上するものではない。なぜならば、ＧＰＳ信号自身のロスも大きくなるからである。したがって、このＧＰＳ信号のロスと上記のＳＮＲ変化分ΔＳＮＲを比較することによって、受信感度を最も向上させる解を得ることができる。そこで、１次ローパスフィルタ１０９の存在による受信感度の変化分ΔSensitivityを以下の式で定義する。

このΔSensitivityが大きければ大きいほど、ＧＰＳ受信機の感度が向上することを示している。

以上の理論モデルにもとづいて、実際に計算を行った結果を図４に示す。図４において、横軸は１次ローパスフィルタ１０９のカットオフ周波数（ｋＨｚ）を示し、縦軸は受信感度向上分（ｄＢ）を示している。この結果から、１次ローパスフィルタ１０９のカットオフ周波数を３３０ＫＨｚに設定すると、受信感度の向上分が最も大きくなることがわかる。すなわち、１次ローパスフィルタ１０９のカットオフ周波数を、ＩＦ信号の中心周波数＋２００ｋＨｚと設定することによって、受信感度を向上させることができる。

一方、カットオフ周波数を小さくし過ぎると、受信感度の向上は少なくなる。また、カットオフ周波数を大きくしすぎても、受信感度の向上は少なくなる。

ＩＦ信号が１３２ＫＨｚの低ＩＦ受信機用の高周波ＩＣ１０２において、前置ＩＦ増幅器１１０の前にカットオフ周波数が約３３０ＫＨｚの１次ローパスフィルタ１０９を配置した。すなわち、図３において、Ｒを４ＫΩ、Ｃを１２０ｐＦとした。実際の実験結果でも、１次ローパスフィルタ１０９を配置しない場合と比較して、受信感度が約２ｄＢ向上し、理論結果とほぼ一致した。

なお、上記の説明では、１次ローパスフィルタ１０９とアクティブローパスフィルタ１１１を前置ＩＦ増幅器１１０の前後に配置した例について説明したが、これに限定されるものではない。低カットオフ周波数の１次ローパスフィルタ１０９は基本的に、ミキサ１０６の後ろにＩＦ信号処理部のどこにおいても、以上の感度向上の点においては同様な効果がある。

また、上記の説明はＩＦ信号の中心周波数が１３２ＫＨｚの低ＩＦ信号の場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。上記の計算結果は他の中心周波数を有するＩＦ信号においても適用可能である。つまりＩＦ信号の中心周波数に対して２００ｋＨｚの幅を有するフィルタを適用することで、本発明と同様の感度の向上が期待出来る。

従ってバンドパスフィルタを用いることもできる。この場合、上記説明したように、ＩＦ周波数の中心周波数から±２００ｋＨｚの周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタを用いる。すなわち、４００ｋＨｚのバンド幅を有するバンドパスフィルタを用いる。これによって、ＧＰＳ受信機１００の受信感度を向上させることができる。例えば、２．０４６ＭＨｚ以上のＩＦ信号を持つ高周波ＩＣでも適用できる。この場合、バンド幅が４００ｋＨｚの１次バンドパスフィルタと従来のバンド幅が２．５ＭＨｚ程度の高次バンドパスフィルタの組み合わせが使用される。

以上説明したように、本発明によれば、ＧＰＳ受信機用高周波ＩＣのＩＦ信号処理部に、本来のＩＦ信号が有する帯域幅（例えば２．０４６ＭＨｚ、実施の形態においてはダウンコンバートされたＩＦ信号の帯域幅は高々１．２ＭＨｚ）よりも狭く通過帯域を設定したフィルタと、通常の帯域幅を用いるフィルタを組み合わせ使用することにより、受信感度を得ることができる。

本実施の形態にかかるＧＰＳ受信機用高周波ＩＣの構成を示す図である。ＧＰＳ衛星から送信されるＲＦ信号の密度分布を示すグラフである。１次ローパスフィルタの一例を示す回路図である。１次ローパスフィルタのカットオフ周波数と受信感度の関係を示すグラフである。

符号の説明

１００ＧＰＳ受信機
１０１アンテナ
１０２高周波ＩＣ
１０３バンドパスフィルタ
１０４ＤＳＰ
１０５低雑音増幅器
１０６ミキサ
１０７局部信号発信器
１０８ＰＬＬ
１０９１次ローパスフィルタ
１１０前置ＩＦ増幅器
１１１アクティブローパスフィルタ
１１２ＡＧＣアンプ
１１３ＡＤコンバータ

Claims

受信した受信信号に基づいてデジタル信号を出力する集積回路であって、
前記受信信号を当該受信信号よりも低い所定の中心周波数の中間周波数信号にダウンコンバートするミキサと、
前記ミキサによりダウンコンバートされた前記中間周波数信号の帯域幅よりも通過帯域幅が狭く設定された第１のフィルタと、
前記中間周波数信号の帯域幅外の信号を除去する第２のフィルタとを備える集積回路。
前記第１のフィルタの通過帯域は、前記中間周波数信号に含まれる信号成分の損失分とノイズ成分の損失分との割合に基づいて決定される請求項１に記載の集積回路。
前記第１のフィルタはローパスフィルタであり、前記第１のフィルタのカットオフ周波数は、前記中間周波数信号の中心周波数に２００ｋＨｚ足し合わせた値である請求項１または２に記載の集積回路。
前記第１のフィルタはバンドパスフィルタであり、前記第１のフィルタの通過帯域幅は、４００ｋＨｚである請求項１または２に記載の集積回路。
受信したＲＦ信号の所定帯域を通過させるバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過したＲＦ信号を、所定の中心周波数の中間周波数信号にダウンコンバートするミキサと、
前記ミキサによりダウンコンバートされた前記Ｉ中間周波数信号の帯域幅よりも通過帯域幅が狭く設定された第１のフィルタと、
前記中間周波数信号の帯域幅外の信号を除去する第２のフィルタとを備えるＧＰＳ受信機。
前記第１のフィルタの通過帯域は、前記中間周波数信号に含まれる前記ＧＰＳ信号の損失分とノイズ信号の損失分との割合に基づいて決定される請求項５に記載のＧＰＳ受信機。
前記第１のフィルタはローパスフィルタであり、前記第１のフィルタのカットオフ周波数は、前記ＩＦ信号の中心周波数に２００ｋＨｚ足し合わせた値である請求項５または６に記載のＧＰＳ受信機。
前記第１のフィルタはバンドパスフィルタであり、前記第１のフィルタの通過帯域幅は、４００ｋＨｚである請求項５または６に記載のＧＰＳ受信機。