JP2002518929A - 無線受信機 - Google Patents
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Abstract
Description
関するものである。
動作することは、ごく普通の要件になってきた。例えば、移動電話が900MH
zと1800MHzで動作可能であることは、一般的な要件である。それらはデ
ュアルバンド製品として知られている。デュアルバンド製品の設計において、1
つのオプションは受信機回路の2重化である。米国特許No.4,584,71
6には、2つの異なる周波数の信号を受信するために、無線周波数増幅器、中間
周波数へのダウンコンバーティング用ミキサー、中間周波数フィルタ、中間周波
数増幅器、A/Dコンバータを含めた受信機回路を2重化した無線受信機が開示
されている。
が有利なことは明らかである。しかし、この理由で変更する場合は常に、高周波
部品が一般に特定の単一周波数バンドで最適化されているという事実を考慮しな
ければならない。
スペクトルの2つの部分で信号を受信する回路を設け、各受信信号はそれぞれの
中間周波数にダウンコンバートされる。ただし、単一のサンプリング周波数で動
作するA/Dコンバータが1つだけ設けられる。
倍周波数におけるエイリアス(alias)応答を利用する。
な倍数でエイリアス応答として現れるように選択される。
らず、特定の受信周波数バンドに対して最適に近い中間周波数が選択できるとい
う利点がある。
。ここで記述されるように、この構成は900MHzおよび1800MHz帯域
の他の周波数で動作するデュアルバンドGSM移動電話に使用するのに適してい
る。しかし、本発明は他の周波数バンドで動作する製品に適応可能であり、無線
周波数スペクトルの2つの異なる部分の無線周波数信号を受信する他の装置にも
適応可能である。
ナ2と、受信信号を増幅するための第1のRF増幅器4を有する。増幅された受
信信号はミキサー6に送られ、ミキサーはまた第1の局部発振器周波数LO1を
受信し、増幅された受信信号が第1の中間周波数IF1にダウンコンバートされ
る。このフロントエンド回路全体を900MHzでの受信に最適化することがで
きる。ダウンコンバートされた中間周波数信号は第1のバンドパスフィルタ8に
送られ、更に、サンプリング周波数Fsで動作するA/DコンバータADC10
に送られる。そして出力されたディジタル信号が従来通りに処理回路に送られる
。
ーマットで送信される信号を受信するように設計されており、ADC10は13
MHzのGSMクロックレートで信号をサンプリングすることが好ましい。
第2のアンテナ12と、アンテナ12で受信した信号を増幅するための第2のR
F増幅器14とが含まれる。
局部発振器信号LO2を受信し、第2のアンテナ12で受信した信号が第2の中
間周波数IF2にダウンコンバートされる。この第2のフロントエンド回路は1
800MHzでの受信のために最適化することができる。
ィルタ18に入力され、フィルタ処理された信号もまた、同じADC10に入力
される。
受信信号の周波数との関係である。この関係を説明するために、A/Dコンバー
タの周波数応答が図2に示される。
DCのサンプリング周波数Fsは十分高い値が選ばれる。これは、ナイキストサ
ンプリングと呼ばれ、その周波数範囲内のすべての信号が適切にサンプリングさ
れることを意味する。
発生する。したがって、サンプリング周波数Fs自体での入力信号は、ADCに
はゼロ周波数を有するように見え、Fs±Fx(FxはFsより小さい)での信
号は両方とも、ADCから見ると周波数Fxである。
.2Fsでの入力信号間の判別ができないことを意味するので、これは周波数範
囲がゼロから例えば1.25Fsの入力信号の場合には重大な問題である。
傍にも同様のエイリアス応答が現れる。図2に示される周波数応答は櫛形応答と
して知られている。
ストサンプリングとして知られる手法によって、このエイリアス応答を利用する
ことができる。
ことが分かるように受信機回路を設計することができると、ADCのエイリアシ
ングプロパティーは、信号がFs/2より小さい周波数に有効に変換されること
を意味する。
る部分に現れる各中間周波数にダウンコンバートされるが、それでも、同様の周
波数に変換される。
たはそれに近い値になるように構成すると、新たなエイリアシング問題を引き起
こさずに、信号がN.Fs〜(N+0.5)Fsの周波数範囲で変化するので好
都合である。したがって、本発明によれば、ADC入力信号がそのような2つの
異なる周波数応答領域、すなわちNの整数値が異なる領域に現れるように構成す
ることができる。
)Fsに、第2の中間周波数IF2は(n2+0.25)Fsに現われている。
なお、n1とn2は異なる整数である。2つの中間周波数間の差(IF2−IF
1)はn3.Fsである。ただし、n3は整数である。
アルバンド受信機の場合、900MHz信号に対する最適中間周波数は100M
Hz領域にあり、1800MHzでの受信信号に対する最適中間周波数は200
MHz領域にある。
場合、900MHzでの受信信号に対して94.25MHzの中間周波数IF1
を与えるために局部発振器信号LO1を選択し、1800MHzでの受信信号に
対して198.25MHz(すなわち、15.25×13MHz)の中間周波数
IF2を与えるために局部発振器信号LO2を選択することができる。したがっ
て、2つの中間周波数間の差はADCサンプリング周波数の整数倍である。
分の一を中心とするADC10の出力に現れる。
ウンコンバートするために、A/Dコンバータを2重化する必要がない。
コンバートするデュアルバンド受信機に関して発明の記述を行ったが、本発明は
更に多くの中間周波数信号を同様にダウンコンバートするための構成にも適用可
能である。
Claims (7)
- 【請求項1】 第1受信周波数バンドの信号を受信するために、第1ミキサ
ーと、第1受信周波数バンドの信号を第1中間周波数IF1でのバンドにダウン
コンバートするための第1局部発振器信号を前記第1ミキサーに供給する手段と
を含む第1受信機フロントエンド回路と、 第2受信周波数バンドの信号を受信するために、第2ミキサーと、第2受信周
波数バンドの信号を第2中間周波数IF2でのバンドにダウンコンバートするた
めの第2局部発振器信号を前記第2ミキサーに供給する手段とを含む第2受信機
フロントエンド回路と、 前記第1受信機フロントエンド回路および前記第2受信機フロントエンド回路
の両方からのダウンコンバート信号を所定のサンプリングレートFsでサンプリ
ングするA/Dコンバータとを有する無線受信機であって、 N1およびN2をそれぞれ異なる整数とし、 0< x < 1/2 0< y < 1/2 としたとき、中間周波数が IF1=Fs*(N1±x) IF2=Fs*(N2±y) で与えられるように、第1、第2局部発振器周波数が選択される前記無線受信機
。 - 【請求項2】 とする請求項1記載の無線受信機。
- 【請求項3】 とする請求項1記載の無線受信機。
- 【請求項4】 x=yとする請求項1記載の無線受信機。
- 【請求項5】 更に、第1中間周波数での信号を前記第1ミキサーから前記
A/Dコンバータに送る第1バンドパスフィルタと、第2中間周波数での信号を
前記第2ミキサーから前記A/Dコンバータに送る第2バンドパスフィルタとを
有する請求項1記載の無線受信機。 - 【請求項6】 第1受信周波数での受信信号を第1中間周波数にダウンコン
バートする第1ミキサーを含む第1受信機フロントエンド回路と、 第2受信周波数での受信信号を第2中間周波数にダウンコンバートする第2ミ
キサーを含む第2受信機フロントエンド回路と、 前記第1受信機フロントエンド回路および前記第2受信機フロントエンド回路
の両方からのダウンコンバート信号を所定のサンプリングレートでサンプリング
して、サンプリングレートの整数倍周波数の信号をエイリアス応答として出力す
るA/Dコンバータとを有し、 前記A/Dコンバータによるサンプリング時に、前記A/Dコンバータのエイ
リアス応答における既知の点で各サンプリング信号が現れるように第1、第2の
中間周波数がそれぞれ選択される無線受信機。 - 【請求項7】 前記A/Dコンバータによるサンプリング時に、前記A/D
コンバータのエイリアス応答における異なるティース(teeth)の同じ点で
各サンプリング信号が現れるように第1、第2の中間周波数がそれぞれ選択され
る請求項6記載の無線受信機。
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