JP2003520487A - 多段逓減フィルタリング・アーキテクチャを有するｒｆフロントエンド - Google Patents

多段逓減フィルタリング・アーキテクチャを有するｒｆフロントエンド

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JP2003520487A
JP2003520487A JP2001552539A JP2001552539A JP2003520487A JP 2003520487 A JP2003520487 A JP 2003520487A JP 2001552539 A JP2001552539 A JP 2001552539A JP 2001552539 A JP2001552539 A JP 2001552539A JP 2003520487 A JP2003520487 A JP 2003520487A
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ザーガリ，マソウド
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アセロス・コミュニケーションズ・インコーポレーテッド
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Abstract

(57)【要約】 無線周波数（ＲＦ）フロントエンドが、低雑音増幅器ＬＮＡ（１０５）、第１のミキサ（１０６）、およびＩ／Ｑ直交ミキサ（１０８）を備える。ＬＮＡは、搬送波周波数の受信信号を増幅し、また誘導負荷（１１２）を有する。第１のミキサは、ＬＮＡに結合され、増幅された受信信号を第１の局部発振器（ＬＯ）信号とミキシングして、増幅された信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。第１のミキサは誘導負荷（１１３）を有する。搬送波とＬＯ周波数とに関連するイメージ・チャネルがＬＮＡの誘導負荷の帯域幅外にあるように、第１の周波数が搬送波周波数に関係する。Ｉ／Ｑ直交ミキサ段は、第１のミキサに結合された第２のミキサ（１０８Ａ）および第３のミキサ（１０８Ｂ）を有する。Ｉ／Ｑ直交ミキサは、第１のＬＯ信号に関係する第２のＬＯ信号を使用して、ＩＦ信号をＩ信号およびＱ信号に変換する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） 本発明は信号処理の分野に関し、より詳細には、通信システムなどのシステム
における無線周波数（ＲＦ）フロントエンド内の多段逓減フィルタリングに関す
る。
【０００２】 （発明の背景） 通信システムは、ソースと宛先の間で情報を伝送する。一般に通信システムは
、何らかの媒体を介して情報信号をそれぞれ送信および受信する送信機および受
信機を備える。この媒体は、ケーブル配線である場合もあり、大気である場合も
ある。通信が大気または電波を介して行われるとき、これらの通信は一般的に「
無線」通信と呼ばれる。無線通信システムの例には、ディジタル・セルラー電話
機、パケット・データ・ページング電話機、ディジタル・コードレス電話機、無
線モデム、無線ローカル・エリア・ネットワークおよびワイド・エリア・ネット
ワーク、ディジタル衛星通信、パーソナル通信ネットワークが含まれる。
【０００３】 通信受信機は、スーパーヘテロダインおよびダイレクト・コンバージョンを含
めた、異なるいくつかのアーキテクチャを有する。これらの手法には、異なるい
くつかの問題が関連する。例えばスーパーヘテロダイン手法では、ある種のフィ
ルタで使用するのに必要な低い中間周波数（ＩＦ）が、所望のＲＦ信号にかなり
近いイメージ・チャネルをもたらす。この近いイメージ・チャネルを補償するた
めに、受信機は、ミキシングの前に十分にイメージを抑制するためのシャープな
イメージ除去フィルタをフロントエンド内に必要とする。ダイレクト・コンバー
ジョン・アーキテクチャは、イメージ信号と所望のチャネルがほぼ同じになるよ
うに設計することができ、したがってイメージ除去フィルタが必要ない。しかし
、局部発振器（ＬＯ）とアンテナとの間の分離が不完全な場合、ＬＯ信号がアン
テナによって検出され、それにより受信機の出力にＤＣ成分が生成される。また
通常、ほとんどの信号増幅はベースバンドで行われ、したがって、チャネル選択
フィルタの入力における信号レベルは１／ｆ雑音で完全にマスキングされるほど
低い場合がある。
【０００４】 ページング用途に関する前述の問題を克服する手法の一つが、ＩＥＥＥ Ｊｏ
ｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．３３，
Ｎｏ．１２，１９９８年１２月の、Ｓａｎｅｉｌｅｖｉｃｉ他による「Ａ ９０
０−ＭＨｚ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｃｈｉｐｓｅｔ ｆｏｒ Ｔｗｏ−ｗａ
ｙ Ｐａｇｉｎｇ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」という題名の記事に出ている。
図７は、ダブル・ダウンコンバージョン手法を用いたＲＦフロントエンドのブロ
ック図である。図８は、図７に示したＲＦフロントエンドの概略図である。この
アーキテクチャでは、ＲＦフィルタを使用してＬＯ干渉を低減し、ＬＯ除去フィ
ルタを使用してＬＯを所望の信号からフィルタリングする。この設計はページン
グ用途なので、この手法に伴う問題の一つに、より高い周波数の信号をサポート
するように調整するのが難しいということがある。この手法でより高い信号帯域
幅に調整するのが難しい理由の一つは、より高い帯域幅ではＲＦフィルタおよび
ＬＯ除去フィルタがより高い熱雑音を生じるからである。
【０００５】 （発明の概要） 無線周波数（ＲＦ）フロントエンドについて述べる。一実施態様で、ＲＦフロ
ントエンドは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）、第１のミキサ、およびＩ／Ｑ直交ミキ
サを備える。ＬＮＡは、搬送波周波数の受信信号を増幅し、また誘導負荷を有す
る。第１のミキサは、低雑音増幅器に結合され、増幅された受信信号を第１の局
部発振器（ＬＯ）信号とミキシングして、増幅された受信信号を中間周波数（Ｉ
Ｆ）にダウンコンバートする。第１のミキサは誘導負荷を有する。搬送波とＬＯ
信号の周波数とに関連するイメージ・チャネルがＬＮＡの誘導負荷の帯域幅外に
あるように、第１の周波数が搬送波周波数に関係する。Ｉ／Ｑ直交ミキサ段は、
第１のミキサに結合された第２のミキサおよび第３のミキサを有する。Ｉ／Ｑ直
交ミキサは、第１のＬＯ信号に関係する第２のＬＯ信号を使用して、増幅された
ＩＦの受信信号をＩ信号およびＱ信号に変換する。
【０００６】 本発明は、以下に提供する詳細な説明と、本発明の様々な実施形態に関する添
付の図面から、より完全に理解されるであろう。ただしこれらは、本発明を特定
の実施形態に限定するものと解釈すべきではなく、説明および理解のためのもの
に過ぎない。
【０００７】 （詳細な説明） 信号を生成する際に使用するためのミキサについて述べる。以下の記述では、
周波数やプロトコルなど多くの詳細について述べる。ただし、本発明がこれらの
具体的な詳細なしでも実施できることは当業者には明らかであろう。他の場合で
は、本発明をあいまいにしないために、周知の構造およびデバイスは詳細にでは
なくブロック図の形で示す。
【０００８】 概観 従来技術の手法に勝る利点を有し、簡略化されたアーキテクチャで利点が達成
されるＲＦフロントエンドについて以下に述べるが、適切に選択されたミキサ局
部発振器（ＬＯ）周波数と共に、抵抗器ベースとは対照的にインダクタ・ベース
の負荷を伴う（すなわち誘導負荷を伴う）実装形態を用いて述べる。このアーキ
テクチャは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）およびダウンコンバート・ミキサを含むダ
ウンコンバージョン実装形態である。ＬＮＡおよびダウンコンバート・ミキサは
誘導負荷を有する。したがって、ダウンコンバート・ミキサのためのＩＦ周波数
を適切に選択することにより、イメージ・チャネルおよびその他の望ましくない
チャネルはすべて誘導負荷の帯域幅外に配置される。言い換えれば、ＲＦ搬送波
との関係でミキサによって採用されるＬＯ周波数は十分に低く、それにより、Ｌ
ＮＡとダウンコンバート・ミキサとの間で別個のＲＦフィルタを使用する必要が
なくなり、ダウンコンバート・ミキサとＩ／Ｑ直交ミキサとの間で別個のＬＯ除
去フィルタを使用する必要がなくなる。
【０００９】 ＬＯによって使用される信号の周波数は、ＲＦ搬送波周波数とＬＯ周波数との
間に所定の最小限の分離があるように選択される。一実施形態では、ＬＯ周波数
の選択により、ＲＦ搬送波周波数とＬＯ周波数との間に約９００ＭＨｚまたはそ
れ以上の分離が得られる。一実施形態では、ＬＯによって使用される中間周波数
（ＩＦ）は、ＲＦ搬送波の８０％よりも近くならないように、または約８０％に
選択される。
【００１０】 図１に、ＲＦフロントエンドを有する通信送受信機の一実施形態を示す。図１
を参照すると、受信機として動作するとき、アンテナ１００が信号を受信する。
一実施形態では、ＲＦ信号は５ＧＨｚである。信号は、任意の無線通信信号（例
えばセルラー、ＷＬＡＮ、コードレス・ホンなどのための通信信号）とすること
ができる。
【００１１】 信号は、最初にバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１０１に入力される。スイッ
チ１０２がＢＰＦ１０１に結合されている。これはアンテナ１００の使用を受信
パスと送信パスの間で切り換えるように動作する。スイッチ１０２は、受信パス
上の平衡不平衡（バラン）変成器１０３と、送信パス上のバラン変成器１０４に
結合される。ＢＰＴ１０１、スイッチ１０２、バラン変成器１０３および１０４
は、当技術分野で周知の方式で動作する。
【００１２】 低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０５が、結合コンデンサ１１１を使用してバラン変
成器１０３に結合されている。ＬＮＡ１０５は、当技術分野で周知の方式で受信
信号を増幅する。ＬＮＡ１０５の出力は、結合コンデンサ１１２を介してミキサ
１０６に結合される。
【００１３】 受信信号はミキサ１０６に入力され、ミキサ１０６は、局部発振器（ＬＯ）１
０７からの第２の信号を使用して受信信号のＲＦ周波数をＩＦ周波数にダウンコ
ンバートする。一実施形態では、ミキサ１０６に入力されるＬＯ信号は４．２４
ＧＨｚのＲＦ周波数を有する。したがって、ミキサ１０６は約１ＧＨｚ、すなわ
ちＲＦ搬送波の５分の１の周波数に信号をダウンコンバートする。
【００１４】 本明細書の考察では、ミキサの変換によって生成される受信信号からイメージ
・チャネルをフィルタリングするためのイメージ除去フィルタは必要ない。とい
うのは、イメージは３ＧＨｚにあり、これは入力信号から約２ＧＨｚ離れている
からである。
【００１５】 ミキサ１０６の出力は、結合コンデンサ１１３を使用して第２のミキサ段１０
８に結合される。一実施形態では、ミキサ１０６と第２段ミキサ１０８との間に
中間周波数（ＩＦ）増幅器が結合される。第２のミキサ段１０８は、Ｉミキサ１
０８ＡおよびＱミキサ１０８Ｂを有するＩ／Ｑ直交ミキサである。ミキサ１０８
Ａ〜Ｂに向けた発振器の周波数入力は、４分周器１０９に結合される。Ｉミキサ
およびＱミキサは、ダブル・バランスド・アーキテクチャで設計されているので
、本来的にそれらの出力の中にＬＯ成分があれば除去する。
【００１６】 ４分周器１０９は、ＬＯ信号の周波数を４で分周し、分周した信号を第２の局
部発振器としてミキサ１０８Ａおよび１０８Ｂに出力する。このようにすると、
第２のＬＯは第１のＬＯの４分の１である。一実施形態では、Ｉ出力およびＱ出
力は１．０６ＧＨｚである。一実施形態では、Ｉ／Ｑダウンコンバージョンはベ
ースバンドへの変換である。代替実施形態では、第１のＩ／Ｑダウンコンバージ
ョンはベースバンド以外への変換とすることができる。
【００１７】 一実施形態では、４分周器１０９は、図２に示す回路のようなディジタル４分
周回路を備える。図２を参照すると、ラッチは当技術分野で周知の一般的なＤフ
リップフロップである。１および３における出力は、出力２および４に対して位
相が９０度ずれている。任意のフリップフロップ・デバイスを使用することがで
きる。すなわち、この回路はＤタイプのラッチに限定しない。位相が正確に９０
度ずれた信号が生成されることは、単一変換手法に勝る利点である。また、４分
周手法は、イメージ周波数をＲＦ周波数の５分の３まで動かし、ＬＮＡによるＲ
Ｆイメージ除去を容易にする。代替実施形態では、４分周器１０９は、ツイスト
・リング・アーキテクチャを有するカウンタとして実装される。この場合、カウ
ンタは２つのマスタスレーブ・フリップフロップを備え、これらはそれぞれ電流
ステアリング完全差動ラッチによって実現される。
【００１８】 一実施形態では、第１の局部発振器周波数は、ＲＦ搬送波の約８０％未満であ
る。これにより、第２のミキサに加えられる第２の局部発振器信号が依然として
第１の局部発振器の４分の１をその入力として受け取ることができることが保証
され、ＲＦフロントエンド内に別個のＲＦフィルタおよびＬＯ除去フィルタを含
める必要をなくすことができる。前述の周波数方式に加えて、別の例では、入来
信号が７ＧＨｚであると仮定すると、第１の局部発振器は５．６ＧＨｚ未満にな
るはずであり、第２の局部発振器信号はこの４分の１である。
【００１９】 ミキサ１０８Ａおよび１０８Ｂの出力は、それぞれＲＦフロントエンドのＩ信
号出力およびＱ信号出力を含む。これらの出力が受信信号を表す。
【００２０】 また、ＲＦフロントエンドはＩ／Ｑ直交ミキサ１２０を備えた送信パスも含む
。Ｉ／Ｑ直交ミキサ１２０は、Ｉミキサ１２０ＡおよびＱミキサ１２０Ｂを備え
、これらは共にＬＯ（図示せず）から５．３ＧＨｚのＬＯ信号を受け取る。Ｉミ
キサ１２０Ａの出力とＱミキサ１２０Ｂの出力は減算器１２１によって結合され
、電力増幅器１２２に入力される。電力増幅器１２２は、送信されるようにこれ
らの信号を増幅する。送信信号は、結合コンデンサ１１５および１１６を使用し
てバラン変成器１０４に結合される。
【００２１】 ＲＦフロントエンドの例示的な概略図 図３は、ＲＦフロントエンド内で使用できるＬＮＡの一実施形態である。図３
を参照すると、差動入力３０１と３０２の対が、負荷３０３と３０４の対にカス
コード接続されている。先に論じたように、これらの負荷は抵抗器ベースの負荷
ではない。本質的に、抵抗器は増幅器負荷１０３および１０４から除去されて、
誘導負荷で置き換えられている。一実施形態では、これらの誘導負荷はそれぞれ
、並列に結合されたコンデンサとインダクタとを有するＬＣ回路を備える。ＬＣ
回路は低帯域幅を有する。一実施形態では、ＬＣ回路は５ＧＨｚになり、約２０
０ＭＨｚの帯域幅しか有しない。増幅された信号は、出力３０５および３０６に
出力される。インダクタ３０７および３０８が備わるが、これらはノード３０７
Ａおよび３０８Ａで生み出される寄生キャパシタンスをほぼ打ち消すための雑音
の対として動作する。図３に示す回路の動作は当業者には明らかであろう。
【００２２】 適切な周波数を選択して誘導負荷を使用すると、イメージ除去フィルタが必要
なくなる。すなわち、例えば４ＧＨｚのＬＯに対して入来信号が５ＧＨｚの場合
、イメージは３ＧＨｚとなる。この結果、入来信号とイメージ信号との間に２Ｇ
Ｈｚの差が生じる。イメージ信号が入来信号から２ＧＨｚ離れているので、イメ
ージ信号はＬＣ回路の帯域幅外にあり、したがって入来信号に影響を与えない（
すなわち雑音を生み出さない）。したがって、イメージ・フィルタは必要ない。
【００２３】 本明細書に述べるフロントエンドは、先に論じた従来技術の実装形態を単純に
調整して得られるものではないことに留意されたい。従来技術の実装形態を単純
に調整するだけでは雑音が生成される。というのは、従来技術の実装形態を５Ｇ
Ｈｚに調整した場合は特にそうだが、抵抗器が熱雑音を生成するからである。前
述の実装形態では、熱雑音はほぼ除去される。
【００２４】 図４は、第１のミキサ段の一実施形態であり、これはＬＮＡに容量結合される
。図４を参照すると、第１のミキサ段は、バイアシング部分４０１およびギルバ
ート・セル４０２を備える。バイアシング部分４０１の動作は、当業者には明ら
かであろう。ギルバート・セル４０２は、入力ＬＯ＋およびＬＯ−上で受け取っ
た局部発振器信号を使用してミキシング・オペレーションを行う。ギルバート・
セル４０２については、＿＿＿に出願され本発明の譲受人と共通の譲受人に譲渡
された「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｍｉｘｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ
Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ」という名称の米国特許出願第０９／３９２９８２号に、
より詳細に記載されている。この出願を参照により本明細書に組み込む。前述の
ＬＮＡと同様、負荷４０３および４０４は、並列に結合されたインダクタとコン
デンサとを有するＬＣ回路の形をとる誘導負荷である。一実施形態では、ＬＣ回
路は１ＧＨｚになる。第１のミキサ段によって行われるミキシングの結果は、出
力４０５および４０６上に出力される。
【００２５】 図５は、Ｉ／Ｑ直交ミキサの一実施形態である。Ｉ／Ｑ直交ミキサの動作は、
当業者には明らかであろう。
【００２６】 送受信機の概観 図６に、前述のＲＦフロントエンドを備える無線機の一実施形態を示す。図６
を参照すると、この無線機は、図１に示したようなフロントエンドを備える。こ
れは受信機６０２、送信器６０３、および周波数合成器６０１として示されてい
る。周波数合成器６０１は、２０ＭＨｚの入力信号を使用してクロック信号を受
信機６０２および送信器６０３に供給する。
【００２７】 フロントエンドの受信パスのＩ信号とＱ信号は、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ
）６０４に結合され、ＬＰＦ６０４は、所定の周波数（設計に基づいて設定され
る）よりも高い周波数の信号をフィルタリングする。フィルタリングされた信号
は、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）６０６Ａおよび６０６Ｂを使用して
ディジタルに変換される。ディジタル信号はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ
）６０８に入力される。
【００２８】 フロントエンドの送信パスの送信機６０３に入力されるＩ信号およびＱ信号は
、ＬＰＦ６０５から受け取られ、ＬＰＦ６０５は、ディジタル・アナログ変換器
（ＤＡＣ）６０７Ａおよび６０７ＢからのＩ信号およびＱ信号をフィルタリング
する。ＤＡＣ６０７Ａおよび６０７Ｂは、ＤＳＰ６０８から信号を受け取る。
【００２９】 ＤＳＰ６０８は、変調信号および復調信号に関連する処理を行う。一実施形態
では、ＤＳＰ６０８は利得制御信号およびオフセット制御信号を生成し、これら
の信号は、当技術分野で周知の方式でフロントエンドを制御するためにＲＦフロ
ントエンドに送られる。
【００３０】 以上の記述を読めば、本発明の多くの改変および修正が当業者にはおそらく明
らかになるであろうが、例として図示および記述した特定の実施形態は限定的な
ものでは決してないことを理解されたい。したがって、様々な実施形態の詳細に
ついての言及は特許請求の範囲を限定するものではなく、特許請求の範囲自体に
は、本発明にとって必須とみなされる特徴のみを記述する。
【００３１】 したがって、ＲＦフロントエンドに関する多段ミキシング・アーキテクチャに
ついて述べた。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通信デバイス中で使用するためのフロントエンド回路の一実施形態のブロック
図である。
【図２】 ４分周回路の一実施形態を示す図である。
【図３】 低雑音増幅器（ＬＮＡ）の一実施形態の概略図である。
【図４】 ミキサの一実施形態の概略図である。
【図５】 Ｉ／Ｑミキサの一実施形態の概略図である。
【図６】 通信デバイスの一実施形態のブロック図である。
【図７】 ダブル・ダウンコンバージョン手法を用いたＲＦフロントエンドのブロック図
である。
【図８】 図７に示したＲＦフロントエンドの概略図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ， ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5K020 DD03 EE02 EE03 EE04 FF04 5K052 BB01 DD05 FF26 GG24 GG26 GG33

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 搬送波周波数の受信信号を増幅するための、誘導負荷を有す
    る低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、 増幅された受信信号を第１の局部発振器（ＬＯ）信号とミキシングして、増幅
    された受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするための、前記低雑
    音増幅器に結合された第１のミキサであって、誘導負荷を有し、搬送波とＬＯ信
    号の周波数とに関連するイメージ・チャネルがＬＮＡの誘導負荷の帯域幅外にあ
    るように第１の周波数が搬送波周波数に関係する第１のミキサと、 第１のミキサに結合された第２のミキサおよび第３のミキサを有するＩ／Ｑ直
    交ミキサ段であって、第１のＬＯ信号に関係する第２のＬＯ信号を使用して、増
    幅されたＩＦの受信信号をＩ信号およびＱ信号に変換するＩ／Ｑ直交ミキサ段と
    を備える無線周波数（ＲＦ）フロントエンド。
  2. 【請求項２】 第１の周波数が搬送波周波数の８０％未満である請求項１に
    記載のＲＦフロントエンド。
  3. 【請求項３】 搬送波周波数が５．３ＧＨｚであり、第１の周波数が４．２
    ４ＧＨｚである請求項１に記載のＲＦフロントエンド。
  4. 【請求項４】 第１の局部発振器信号を４で分周した第２の局部発振器信号
    を生成するための４分周器をさらに備える請求項１に記載のＲＦフロントエンド
    。
  5. 【請求項５】 ＬＮＡが第１のミキサに容量結合された請求項１に記載のＲ
    Ｆフロントエンド。
  6. 【請求項６】 ＬＮＡが結合コンデンサの使用によって第１のミキサに結合
    された請求項１に記載のＲＦフロントエンド。
  7. 【請求項７】 第１のミキサがＩ／Ｑ直交ミキサ段に容量結合された請求項
    １に記載のＲＦフロントエンド。
  8. 【請求項８】 第１のミキサが結合コンデンサの使用によってＩ／Ｑ直交ミ
    キサ段に容量結合された請求項１に記載のＲＦフロントエンド。
  9. 【請求項９】 搬送波周波数の受信信号を増幅するための、誘導負荷を有す
    る低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、 増幅された受信信号を第１の局部発振器信号とミキシングして、増幅された受
    信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするための、前記低雑音増幅器
    に結合された第１のミキサであって、誘導負荷を有し、第１の周波数が搬送波周
    波数の８０％未満であるように第１の周波数が搬送波周波数に関係する第１のミ
    キサと、 第１のミキサに結合された第２のミキサおよび第３のミキサを有するＩ／Ｑ直
    交ミキサ段であって、第１の局部発振器に関係する第２の局部発振器を使用して
    、増幅されたＩＦの受信信号をＩ信号およびＱ信号に変換するＩ／Ｑ直交ミキサ
    段とを備える無線周波数（ＲＦ）フロントエンド。
  10. 【請求項１０】 搬送波周波数が５．３ＧＨｚであり、第１の周波数が４．
    ２４ＧＨｚである請求項９に記載のＲＦフロントエンド。
  11. 【請求項１１】 第１の局部発振器信号を４で分周して第２の局部発振器信
    号を生成するための４分周器をさらに備える請求項９に記載のＲＦフロントエン
    ド。
  12. 【請求項１２】 ＬＮＡが結合コンデンサの使用によって第１のミキサに結
    合された請求項９に記載のＲＦフロントエンド。
  13. 【請求項１３】 第１のミキサが結合コンデンサの使用によってＩ／Ｑ直交
    ミキサ段に容量結合された請求項９に記載のＲＦフロントエンド。
  14. 【請求項１４】 通信デバイスであって、 搬送波周波数の受信信号を増幅するための、誘導負荷を有する低雑音増幅器（
    ＬＮＡ）と、 増幅された受信信号を第１の局部発振器（ＬＯ）信号とミキシングして、増幅
    された受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするための、前記低雑
    音増幅器に結合された第１のミキサであって、誘導負荷を有し、搬送波とＬＯ信
    号の周波数とに関連するイメージ・チャネルがＬＮＡの誘導負荷の帯域幅外にあ
    るように第１の周波数が搬送波周波数に関係する第１のミキサと、 第１のミキサに結合された第２のミキサおよび第３のミキサを有するＩ／Ｑ直
    交ミキサ段であって、第１のＬＯ信号に関係する第２のＬＯ信号を使用して、増
    幅されたＩＦの受信信号をＩ信号およびＱ信号に変換するＩ／Ｑ直交ミキサ段と
    を備える無線周波数（ＲＦ）フロントエンドを備え、さらに、 ＲＦフロントエンドに結合されたフィルタと、 フィルタに結合されたアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）と、 ＡＤＣに結合されたプロセッサとを備える通信デバイス。
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