TW580789B - Method for determining coefficients of an equalizer and apparatus for determining the same - Google Patents
Method for determining coefficients of an equalizer and apparatus for determining the same Download PDFInfo
- Publication number
- TW580789B TW580789B TW092103884A TW92103884A TW580789B TW 580789 B TW580789 B TW 580789B TW 092103884 A TW092103884 A TW 092103884A TW 92103884 A TW92103884 A TW 92103884A TW 580789 B TW580789 B TW 580789B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- channel
- area
- response
- upload
- coefficient
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03414—Multicarrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03598—Algorithms
- H04L2025/03611—Iterative algorithms
- H04L2025/03617—Time recursive algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/022—Channel estimation of frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
580789 玖、發明說明 (發明說明應敘明:發明所屬之技術領域、先前技術、內容、實施方式及圖式簡 單說明) 發明所屬之技術頜域 本發明是有關於一種決定等化器係數之方法及其裝 置。 先前技術 非對稱數位用戶迴路(Asymmetric high speed Digital Subscriber Line,ADSL)與超高速數位用戶線路(VDSL, Very-high speed Digital Subscriber Line)是現代通訊系統之 例子,其允許資料透過傳輸線以超高率傳輸(比如,高達 52Mbit/s)。在頻寬有限之通道上高速傳輸資料可由DMT (Discrete Multi-tone ;離散多重音調)式通訊系統完成。 DMT數據機爲多重載波傳輸系統,其將傳輸資料分割成 數個交錯位元並使用這些位元流來調變數個載波。 高速資料傳輸系統之主要限制是符元間干擾(Intersymbol Interference ; ISI) 與通道 間干擾 (inter-channel interference,ICI)。在DMT系統內補償ISI之方式之一是 加入周期式前置字串(prefix)至各傳輸DTM符元之開頭。 不幸地,雖然增加前置字串的長度能減少,這也減少 了有效資料率。另一補償ISI之方式是在接收端使用等化 器。然而,較多的等化器需要相當與不間斷的計算”耗用 時間(overhead)”。 在實際通訊中,通訊通道之頻率響應是未知的。因 10935pif.doc/008 6 580789 此,等化器之設計係使用必需根據特性測量而調整之眾多 參數,因而影響通道之信號。 一般等化器包括橫向(transversal)濾波器,其具有由 T秒隔開之延遲線,其中”T”是接收器之取樣間隔, 而”fs=l/T”是取樣頻率。濾波器分接(tap)之輸出由濾波器 係數所倍增,加總,並輸入至係數決定裝置以選擇係數。 所選的係數値一般要將峰値失真或平均平方失真最小化。 分接係數有關於通道參數。取決於所選擇之係數,等化器 可本質上從DMT符元去除干擾。 至少有兩個方法能獲得等化器之係數。方法之一是 最小均方根誤差(MSE)技術,其將MSE最小化。另一方法 是利用奇異値分解(singular value decomposition,SVD)獲 得特徵値(eigenvalue)與特徵向量。雖然SVD方法能獲得 比MSE方法更好的結果,SVD方法未廣泛應用於實際通 訊系統。SVD方法可分成直接反矩陣法(direct matrix inversion)或適應性演算(adaptive algorithm)法。雖然適應 性演算法本質上比直接反矩陣法更有效,但其並不適用於 即時通訊中,因爲其不容易決定係數收斂度。直接反矩陣 法也需大量計算,因爲要算反矩陣。但因爲反矩陣是給定 通訊通道之共分散矩陣,實現直接反矩陣法較能減少計算 成本。 不幸地,這些方法係受限於ISI與ICI。這是因爲安 裝於DMT數據機處之接收器雖然知道從總局接收資料之 通道內之下載區(downstream)之頻率響應特性,但卻不知 10935pif.doc/008 7 580789 道從接收器送資料至總局或送至通訊線上之節點之通道內 之上傳區(upstream)之頻率響應特性。 因而,需要一種等化器,其能放大與減弱所接收之 信號使得通道之總頻寬具均勻增益,在不具響應下之情況 下放大上傳區,並在具響應下之情況下減弱下載區。因此, 實際使用之頻率區域之通道係被減弱以減少信號-雜訊比 (SNR)。 發明內容 爲克服上述缺點,根據本發明之一實施例之方法利j 用預估通道內之一上傳區之頻率響應而決定一等化器之係 數。 甚至,根據本發明之一實施例之裝置決定等化器之 係數以將符元間干擾(ISI)與通道間干擾(ICI)最小化。 根據本發明之一實施例,一種決定一接收器內之― 時域等化器之係數之方法,該接收器接收透過具一上傳區 與一下載區之一通訊通道內之該下載區而傳輸之一信號。 該方法包括:預估該通訊通道內之該上傳區之一頻率響 應;以及從該上傳區之一預估頻率響應與該下載區之一頻 率響應來決定該時域等化器之該係數。 在此實施例中,該方法更包括:利用該上傳區之一 預估頻率響應與該下載區之該頻率響應來決定一成本函 數;以及利用所決定之該成本函數來決定該係數。 在此實施例中,該成本函數是該通訊通道之一通道 脈衝響應與一等化通道脈衝響應間之一誤差之平方與該時 10935pif.doc/008 8 580789 域等化器之該係數之平方之總和。 在此實施例中,該通道脈衝響應與該等化通道脈衝 響應係根據包括透過該通訊通道而傳輸至該接收器之一單 位脈衝之一初始調整(training)信號而決定。 在此實施例中,該上傳區之該頻率響應包括該上傳 區之一相位響應與一振幅響應。 在此實施例中,該上傳區之該相位響應係根據該下 載區內之子通道之斜率而預估。 在此實施例中,該上傳區之該振幅響應係預估於該 上傳區內之相鄰子通道之振幅具不同値之情況下。 在此實施例中,該上傳區之該振幅響應係預估於該 上傳區內之偶數子通道具一既定値hi而奇數子通道具小 於該既定値hi之一値h2之情況下。 根據本發明之另一實施例’本發明提供一種決定一 接收器內之一時域等化器之係數之裝置,該接收器接收透 過具一上傳區與一下載區之一通訊通道內之該下載區而傳 輸之一信號。··該裝置包括:一預估器,預估該上傳區之一 頻率響應;以及一計算器,從該上傳區之一預估頻率響應 與該下載區之一頻率響應來決定該時域等化器之該係數。 在此實施例中,該預估器包括:一相位預估器,預 估該上傳區之一相位響應;以及一振幅預估器,預估該上 傳區之一振幅響應。 在此實施例中,該相位預估器根據該下載區內之任 一子通道之斜率而預估該上傳區之該相位響應。 9 10935pif.doc/008 580789 在此實施例中,該振幅預估器預估該上傳區內之相 鄰子通道之振幅。 在此實施例中,該計算器利用該上傳區之該預估頻 率響應與該下載區之該頻率響應來決定一成本函數,以及 利用所決定之該成本函數來決定該時域等化器之該係數。 在此實施例中,該成本函數是該通訊通道之一通道 脈衝響應與一等化通道脈衝響應間之一誤差之平方與該時 域等化器之該係數之平方之總和。 在此實施例中,該通道脈衝響應與該等化通道脈衝 響應係根據包括透過該通訊通道而傳輸至該接收器之一單 位脈衝之一初始調整信號而決定。 根據本發明之又一實施例,一種設定透過具一上傳 區與一下載區之一通訊通道而傳輸一信號之一通訊系統內 之一時域等化器之係數之方法,使得該時域等化器之一輸 出與一通道標的電路之一輸出間之誤差爲零。該方法包 括··預估該通訊通道內之該上傳區之一頻率響應;從該上 傳區之一預估頻率響應與該下載區之一頻率響應來預估該 時域等化器之一輸出;從該該時域等化器之一預估輸出與 該通道標的電路之該輸出來決定一成本函數以及在該 成本函數J具最小値下決定係數。該成本函數J由下列等 式表不: J=E{e2}+ λ |a|2 其中E是一誤差函數,e是該時域等化器之一輸出 與該通道標的電路之該輸出間之誤差,λ是不爲1之整數, 10935pif.doc/008 10 580789 而a是該時域等化器之係數; 在此實施例中,利用一最小平均平方誤差(MSE)演算 法,該時域等化器之該係數可從該成本函數J決定。 爲讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明 顯易懂,下文特舉一較佳實施例,並配合所附圖式,作詳 細說明如下: 實施方式: 傳統之多載波傳輸系統之傳輸器1〇與接收器20顯 示於第1圖中。傳輸器10包括:串列至平行轉換緩衝器(S-P buffer)l 1;編碼器12;反離散傅立葉轉換器(inverted discrete Fourier transformer,IDFT)13 ;周期前置字元加入單元 14(cyclic prefix adding unit,CPA)與具低通濾波器且能執 行數位-類比轉換之類比前端單元(analog front end unit, AFE)15。 接收器20包括:具低通濾波器且能執行類比-數位轉 換之AFE21 ;時域等化器(TEQ)22 ;周期前置字元去除單 元(CPE)23;離散傅立葉轉換器(discrete Fourier transformer, DFT)24 ;頻域等化器(FEQ)25,解碼器26與平行至串列轉 換緩衝器27。 如第1圖所示,通道16(亦即傳輸路徑,比如,一電 話網路)位於傳輸器10與接收器20之間。雜訊源17位於 通道16上。 傳輸資料(TD)之位元流輸入至串列至平行轉換緩衝 器11,其將串列位元流轉換成平行位元流。串列至平行轉 10935pif.doc/008 11 580789 換緩衝器11輸出平行位元流至編碼器12。 編碼器12提供平行位元流至複數個平行位元串群組 (N段),編碼各平行位元串群組爲編碼資訊,並輸出該編 碼資訊至IDFT13。在此例中,N個編碼段(底下稱爲”N個 編碼資訊”分配至N載波。各載波當成”傳輸符元”來傳輸。 IDFT13對該N個編碼資訊進行反離散傅立葉轉換, 並將該N個編碼資訊從頻域信號轉換成時域信號。在IDFT 的真正決定中,使用反快速傅立葉轉換(IFFT)來取代IDFDT 以改善決定速度。 IDFT12所轉換出之時域信號傳輸至CPA14。當進行 周期前置字元加入操作時,具既定傳輸延遲之通道16之 響應特性所造成之ISI本質上可利用CPE與TEQ22而去 除。 被周期前置字元加入所影響之信號係傳輸至將類位 信號轉換成類比信號之AFE15。類比信號透過AFE15內 之低通濾波器而傳輸至通道16。 在用於資料傳輸之通道中’如果此通道之振幅特性(亦 即增益)與群組延遲特性是固定的’此信號將沒有通道失 真。然而,因爲在實際通道中之頻率特性是不固定的,此 信號會被通道失真影響。 有失真之信號係透過通道16而傳輸至AFE21。在 AFE21中,高頻雜訊成份本質上被低通濾波器去除’且該 些信號轉換成數位信號。數位信號接著輸出至TEQ22。 如果通道失真很大’信號影響也會大。因此,大失 10935pif.doc/008 12 580789 真導致ICI與ISI。因此,大失真會影響所接收之信號。 TEQ所用之橫向濾波器之結構示於第2圖內。此橫 向濾波器具有分接長度K。如第2圖所示,(K-1)個延遲元 件串聯。各延遲元件具各取樣時期之延遲時間。AFT21傳 來之輸入信號(TEQ輸入信號)係輸入至第一延遲元件31 ° 經第一延遲元件31延遲之該輸入信號係輸入至第二延遲 元件32。該信號通過TEQ22直到最後一個延遲元件3(K-1)。 如此圖所示,各κ乘法器41係耦合至延遲元件Τ之 輸出,除了第一個乘法器,且(Κ-1)加法器51係耦合至乘 法器41之各輸出端。各乘法器41將延遲元件Τ之輸出乘 上一相關係數,比如a0,al".ak。乘法器41之輸出係由(Κ-1) 加法器51依序相加,使得最後一個延遲加法器之輸出信 號(TEQ輸出信號)成爲TEQ22之輸出。 回到第1圖,TEQ22將通道特性之分接長度從無限 長度減成既定長度L或更少。根據此功能,接收信號之ISI 之影響可壓抑於具該長度L之周期前置字元之範圍內。 DFT24將具該長度L之資訊符元從時域信號轉換至 符元資料。爲增強操作速度,可使用快速傅立葉轉換器(FFT) 來取代DFT。 FEQ25等化頻域上之各載波之符元資料。解碼器26 將各符元資料解碼成平行位元串。平行至串列轉換緩衝器 27將平行位元串資料轉換成串接位元串資料,並輸出串接 位元串資料成爲該接收器20之接收資料。 l〇935pif.doc/008 13 580789 調整(training)單元,其位於該TEQ22內且將通道特 性之分接數量減少爲既定長度L,已揭露於Jack Chow與 John Μ· Chioffi所申請之美國專利號碼5285474,其名稱 爲” METHOD FOR EQUALIZING A MULTI-CARIER SIGNAL IN A MULTICARRIER COMMUNICATION SYSTEM”。 決定(調整)第1圖之TEQ22之方法將參考第3圖來 解釋。 參考第3圖,其繪示在傳輸側上之資料產生器101, 通道102,疊置於該通道102上之雜訊103,TEQ104,在 接收側上之資料產生器105,補償通道102延遲之延遲補 償器(ddayer)106,通道標的特性之通道標的電路107以及 減法器108。 爲調整TEQ104,傳輸側上之資料產生器101產生虛 擬隨機信號X,而接收側上之資料產生器105產生虛擬隨 機信號X'。雜訊103透過通道102而重疊於虛擬隨機信號 X上。重疊於·雜訊之虛擬隨機信號y係輸入至TEQ104, TEQ104輸出一信號u。 資料產生器105產生之虛擬隨機信號X'係透過延遲 補償器106而輸入至通道標的電路107。通道標的電路107 輸出一信號u'。TRQ104調整分接係數使得信號u與u'間 之誤差E爲0。通道標的電路107也調整分接係數使得誤 差E爲0。信號u與u'被減法器108合倂。 下載振幅響應與下載相位響應分別顯示於第4與5 10935pif.doc/008 14 580789 圖中。 參考第4與5圖,在子通道Ο-nl中,本質上不存在 振幅響應或相位響應,而只有雜訊存在。這是因爲子通道 Ο-nl位於FDM通訊系統之上傳區內。因爲不會透過上傳 區來接收信號,接收器無法得知通道之上傳區之頻率與相 位特性。雖然接收器透過上傳區而接收信號來得知該上傳 區之特性,上傳區之信號全被接收器之數位濾波器或類比 濾波器減弱。 如上述,利用第4與5圖之通道資訊,可用最小MSE 方法與SVD演算法來獲得TEQ22之係數。這些方法所得 之結果係彼此不同,但時域等化器之頻率特性本質上相 同,如第6圖所示。 參考第6圖,在不接收信號之上傳區內之TEQ22有 高頻率響應;而在接收信號之下載區內之TEQ22有低頻 率響應。亦即,在上傳區內之通道增益被放大,而在下載 區內之通道增益被減弱。這是因爲TEQ22是有限脈衝響 應(finite impulse response,FIR)類型濾波器。因此,低響 應區之增益被放大而高響應區之增益被減弱,使得高響應 區之一般特性能均一。 甚至,下載區之通道響應是不連貫,且子通道nl之 前一通道無法得到通道響應。在此狀態下,具8-32等化 器之時域等化器無法將通訊通道響應分割成上傳區響應與 下載區響應。亦即,下載區開始之子通道nl與n2無法進 行正確通道等化。爲克服上述缺點,要預估通道內之上傳 10935pif.doc/008 15 580789 區之特性以決定時域等化器之係數。 根據本發明之實施例之具係數決定單元之數位資料 傳輸裝置示於第7圖中。 參考第7圖,其顯示傳輸側上之資料產生器201 ’通 道202,重疊於該通道202上之雜訊203,以及在接收側 上之數位資料傳輸裝置210。數位資料傳輸裝置210包括 TEQ211,延遲補償器213,通道標的特性之通道標的電路 214,減法器215,以及係數計算單元216。 在TEQ211之信號處理期間,傳輸側上之資料產生器 201產生虛擬隨機信號X,而接收側上之數位資料傳輸裝 置210產生虛擬隨機信號X'。雜訊203透過通道203而重 疊於虛擬隨機信號X上。重疊於雜訊203之虛擬隨機信號 Y係輸入至會輸出一信號U之該TEQ211。 數位資料傳輸裝置210產生之虛擬隨機信號X'透過 該延遲補償器213而輸入至該通道標的電路214。該通道 標的電路214輸出一信號U'。信號U與IT由減法器215 合倂爲多維信號並輸入至該係數計算單元216。該係數計 算單元216調整TEQ211之分接(tap)係數與該通道標的電 路214之分接(tap)係數,使得信號U與U'間之誤差E爲 〇。該係數計算單元216具相位預估器221,振幅預估器 222,以及係數計算器223。該係數計算單元216預估通道 內之上傳區之相位響應與振幅響應,並決定TEQ211與該 通道標的電路214之係數。 第7圖所示之在相位預估211內預估通道內之上傳區 10935pif.doc/008 16 580789 之相位響應之方法將參考第8圖而解釋。 參考第8圖,通道內(亦即子通道0〜子通道nl之前 一通道)內之上傳區之相位由外插法來預估。亦即’虛擬 設給定通道之相位特性具線性,其相位特性表示成線1411 數以得到上傳區內之子通道之相位。在此例中’外插法中 所用之線性函數之斜率由子通道nl與n2之相位決定°子* 通道nl與n2爲下載區內之子通道,子通道n2之頻率高 於子通道nl之頻率。 如果子通道nl之相位響應爲p 1而子通道n2之相ί立 (¢72-^1) 響應爲,相位外插所用之線性函數之斜率爲(n2~nl) ° 因此,相位外插由下列表示之: [等式 1] (φ2 - φ\) {φ\η2-φ2η\) φ 丨' =(η2 - η 1) i + (π2 - π 1) i=〇,l,〜nl 在n2=nl + l之例中,上述等式1可簡化成: [等式2] * φ /= (^2-^l)i+ φ ι + (φ2-φΙ)ηγ i = 〇,1,...nl 第9圖顯示在第7圖之振幅預估器中預估通道內之 上傳區之振幅響應之方法。 參考第9圖,外插法所用之振幅斜率可有種種預估 値。亦即,此斜率可爲正値,爲0或爲負値。如果子通道 nl之振幅響應是hi而子通道n2之振幅響應是h2,則子 通道〇至子通道nl之線性外插之振幅響應可表示如下 10935pif.doc/008 17 [等式3] (h2-h\) (h\n2^h2n\) h 〆 z= (n2 - π 1) i + (n2 - nl) i=0,1,...ηΐ 在n2=nl + l之例中,上述等式1可簡化成: [等式4] hi'^hl i=0,1,…nl [等式5] (/z2-hl) (hln2^h2nl^2hlnl) h、= (n2-nl) i+ (n2-nl) i=〇,1,"·η1 比如,爲使用相同於該通道之下載區之振幅響應之 斜率來進行振幅外插,該通道之上傳振幅由等式3之斜率 預估而得。另一方面,爲使用該通道之下載區之振幅響應 之反方向上之斜率來進行振幅外插,該通道之上傳斜率由 等式5之斜率預估而得。甚至,爲在不論該通道之下載區 之振幅響應之爲何値之情況下來進行振幅外插,該通道內 之下載區之振幅可設成任意値。 根據上述方法,可預估通道內之上傳區之相位與振 幅特性以減少ISI。然而,通道增益仍分散至該上傳區, 因而限制了在信號雜訊比之可能改善度。根據本發明之實 施例,上述限制之解決方案是,當上傳區之振幅響應爲外 插時,應用虛擬雜訊於該上傳區。因而,可能避免時域等 化器將通道增益分散至上傳區。 第10圖顯示根據本發明一實施例之在第7圖所示之 振幅預估器222內預估通道內之上傳區之振幅響應之方 10935pif.doc/008 18 580789 法。 參考第10圖,外插振幅響應使得子通道0至子通道 nl之部份振幅響應爲hi,而其他子通道之振幅響應爲 hl/256。等式6與7顯示外插出振幅響應使得偶數子通道 之振幅響應爲hi,而奇數子通道之振幅響應爲hl/256。 [等式6] h|'=hl i=0,1,…nl [等式7] hi hi'= 256 i=〇,1,…nl 第11圖顯示當通道內之上傳區振幅響應被強烈雜訊 失真時之時域等化器之響應特性。 參考第11圖,子通道0至子通道nl(亦即上傳區)之 增益爲小,而子通道nl之前一子通道之增益爲相當大。 因而,可增強FDM通訊系統之性能。 上傳區之頻率特性預估於相位預估器221與振幅預 估器222內,第7圖所示之係數計算器223決定TEQ211 之係數。 如果參考符號X代表資料產生器201輸出之虛擬隨 機信號;參考符號y代表輸入至TEQ211之虛擬隨機信號; 參考符號al,a2…ak代表TEQ211之係數;參考符號bl, b2…bk代表通道標的電路214之係數;這些之間的關係式 表示於等式8中。 [等式8] 10935pif.doc/008 19 580789 y(n)+al y(n-1)+ a2y(n-2)+…aky(n-K) =box(n- δ blx(n- δ -1 )+...bMx(n- δ -M) TEQ211之係數al,a2…ak定義於等式9內’而通道 標的電路214之係數bl,b2…bk定義於等式10內。 [等式9] a=[ “尺] [等式10] b=[w] 如果通道202之脈衝響應是h(z),係數al ’ a2…ak ’ 係數bl,b2…bk與h(z)之關係式如等式11所示。 [等式11] h(z)=z 5 b(z)/l+a(z) 其中TEQ211之係數數量爲Κ+l,而通道標的電路214 之係數數量爲M+1=CP+1(CP爲周期前置字元之長度)。 TEQ211‘之係數利用最小MSE演算法決定。最小MSE 演算法能得出TEQ211之係數與通道標的電路214之係 數,這些係用以使得TEQ211之輸出信號u與通道標的電 路214之輸出信號u'間之誤差爲最小。最小MSE演算法 之成本函數如等式12所示。 [等式12] J=E{e2} 雖然最小MSE演算法能在許多例中獲得所需結果, 10935pif.doc/008 20 580789 亦即TEQ211之所需係數與通道標的電路214之所需係 數,TEQhl之係數可能會發散或包括雜訊203或會降低 系統穩定度之失真。因而,根據本發明之實施例,TEQ211 之係數之平方項係加入於成本函數中。 [等式13] J=E{e2}+A |a|2 λ ^ 1 根據等式13,獲得此成本函數以將MSE最小化並限 制T.EQ211之係數之大小。如果[咖而;= ,y⑻由等式14得到。 · [等式14] y(n)=-aT*y+bTx TEQ211之輸出信號u與通道標的電路214之輸出信 號u'間之誤差由等式15表示。 e(n)= y(n)+aT-);-bT^ 利用等式15,等式13之成本函數可整理成等式16。 [等式16] J^EfyYr^+ZaT.YyhWbTiyCnWbTi ^aT+aT>; ”往十 bTx JTb }+ · A|a|2 在等式16之成本函數J中,TEQ之係數a與通道標 的電路214之係數b有最小値。成本函數J之最小値成立 於當J至a之斜率爲0且J至b之斜率爲〇時,如等式Π 與18所示。 夢式17] da=〇 10935pif.doc/008 21 580789 f 式 18] 如 果定義 Ryy=E{”T }, RXX = E{^T } ,Rxy=E{ ^ v ! ^P^EI^yCn)}, ryy = E (y(n)y(n-k)} ^ 成本函數J可整理成等式19。 [等式19] J=ryy(0)+2a1Py-2bTPx-2bTRxyaT+aTRyyTa+bTRxxb}+ λ |a|2
因爲資料產生器201產生之虛擬隨機信號x爲脈衝 信號,結果是Rxx=i與Rxy=RyxT j-a斜率與J-b斜率由等式20與21表示。 f 式20] 9«-2Px-2RxyT+2Ryya+2 λ a=0 f式Μ 肋=-2Px-2Rxya+yya+2b=0 等式20可整理出a與等式21可整理出b,分別如等 式22與等式23所示。 [等式22] ‘ a=(Ryy- λ I-RxyTRxy)-1 (RxyTPx-Py) [等式23] b=Px+Pxya 第7圖之係數計算器223所決定之係數a與b係分別 輸出至TEQ211與通道標的電路214。 如上述,通道內之上傳區之相位響應由外插方式預 估。由於壓抑振幅響應之失真,時域等化器之係數與通道 10935pif.doc/008 22 580789 標的電路之係數利用最小MSE演算法決定。當決定最小 MSE之成本函數J時,係包括時域等化器之係數平方於決 定成本函數J中。因而,能改善時域等化器之通道縮短效 應以減少ISI與ICI。因此,能改善通訊系統之信號雜訊 比(SNR)。 第12圖顯示當等化器之係數由本發明實施例之係數 決定方法設定時之等化器特性,其中橫軸代表時間而縱軸 代表振幅。由傳輸側來傳之通道脈衝響應(由虛線代表)對 相鄰符元有影響。然而,由本發明之等化器所等化之通道 脈衝響應(由實線代表)縮短至窄振幅。因此,因爲等化後 之通道脈衝響應本質上變得相似於傳輸側送來之原始脈衝 信號,其不會重疊於相鄰符元上。 雖然本發明已以數個較佳實施例揭露如上,然其並 非用以限定本發明,任何熟習此技藝者,在不脫離本發明 之精神和範圍內,當可作些許之更動與潤飾,因此本發明 之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者爲準。 圖式簡單說明‘ 第1圖是多載波傳輸系統中所提供之傳輸器與接收 器之結構圖; 第2圖是時域等化器(TEQ)內之橫向濾波器之結構 圖, 第3圖是決定第1圖所示之時域等化器(TEQ)之係數 之方法; 第4圖顯示在DMT通訊系統中之不具橋接分接頭之 10935pif.doc/008 23 傳統雙絞線之振幅響應; 第5圖顯示雙絞線之相位響應; 第6圖顯示時域等化器(TEQ)之頻率響應; 第7圖是根據本發明之一實施例之包括係數決定單 元之數位資料傳輸裝置之方塊圖; 第8圖是第7圖所中之相位評估器之通道內之上傳 區之相位響應之評估方法; 第9圖顯示第7圖所中之相位評估器之通道內之上 傳區之振幅響應之評估方法; 第10圖顯示利用第7圖所中之振幅評估器之通道之 上傳區之振幅響應之評估方法; 第11圖顯示根據本發明之一實施例之時域等化器 (TEQ)之響應特徵圖;以及 第12圖顯示當根據本發明之係數決定方法來設定等 化器係數時之等化器特徵圖。 圖式標示說明i 10 ··傳輸器—11 :串列至平行轉換緩衝器 12 :編碼器 13 :反離散傅立葉轉換器 14 :周期前置字元加入單元 15,21 :類比前端單元16,102,202 :通道 17 :雜訊源 20 :接收器 22,104,211 :時域等化器 23 :周期前置字元去除單元 24 :離散傅立葉轉換器25 :頻域等化器 10935pif.doc/008 24 580789 26 :解砠器 27 :平行至串列轉換緩衝器 31,32…3(k-l):延遲元件 41 :乘法器 51 :加法器 101,105,201,212 :資料產生器 103,203 :雜訊 106,213 :延遲補償器 107,214 :通道標的電路 108,215 :減法器210 :數位資料傳輸裝置 216 :係數計算單元221 :相位預估器 222 :振幅預估器 223 :係數計算器 25 10935pif.doc/008
Claims (1)
- 580789 拾、春請專利範圍 1. 一種決定一接收器內之一時域等化器之係數之方 法,該接收器接收透過具一上傳區與一下載區之一通訊通 道內之該下載區而傳輸之一信號,該方法包括z 預估該通訊通道內之該上傳區之一頻率響應;以及 從該上傳區之一預估頻率響應與該下載區之一頻率 響應來決定該時域等化器之該係數。 2. 如申請專利範圍第1項所述之方法,其中決定該時 域等化器之該係數之步驟包括: 利用該上傳區之一預估頻率響應與該下載區之該頻 率響應來決定一成本函數;以及 利用所決定之該成本函數來決定該係數。 3. 如申請專利範圍第2項所述之方法,其中該成本函 數是該通訊通道之一通道脈衝響應與一等化通道脈衝響應 10935pif.doc/008 25 580789 間之一誤差之平方與該時域等化器之該係數之平方之總 和。 4. 如申請專利範圍第1項所述之方法,其中該通訊通 道之該通道脈衝響應與該等化通道脈衝響應係根據透過該 通訊通道而傳輸至該接收器之一虛擬隨機信號而決定。 5. 如申請專利範圍第1項所述之方法,其中該上傳區 之該頻率響應包括該上傳區之一相位響應與一振幅響應。 6. 如申請專利範圍第5項所述之方法,其中該上傳區 之該相位響應係根據該下載區內之子通道之斜率而預估。 7. 如申請專利範圍第5項所述之方法,其中該上傳區 之該振幅響應係預估於該上傳區內之相鄰子通道之振幅具 不同値之情況下。 8. 如申請專利範圍第7項所述之方法,其中該上傳區 之該振幅響應係預估於該上傳區內之偶數子通道具一既定 値hi而奇數子通道具小於該既定値hi之一値h2之情況 下。 9. 一種決定一接收器內之一時域等化器之係數之裝 置,該接收器接收透過具一上傳區與一下載區之一通訊通 道內之該下載區而傳輸之一信號,該裝置包括: 一預估器,預估該上傳區之一頻率響應;以及 一計算器,從該上傳區之一預估頻率響應與該下載 區之一頻率響應來決定該時域等化器之該係數。 10. 如申請專利範圍第9項所述之裝置,其中該預估 器包括: 10935pif.doc/008 26 580789 一相位預估器,預估該上傳區之一相位響應;以及 一振幅預估器,預估該上傳區之一振幅響應。 11·如申請專利範圍第1〇項所述之裝置,其中該相位 預估器根據該下載區內之子通道之斜率而預估該上傳區之 該相位響應。 12·如申請專利範圍第1〇項所述之裝置,其中該振幅 預估器預估該上傳區內之相鄰子通道之振幅。 13·如申請專利範圍第9項所述之裝置,其中該計算 器利用該上傳區之該預估頻率響應與該下載區之該頻率響 應來決定一成本函數,以及利用所決定之該成本函數來決 定該時域等化器之該係數。 14·如申請專利範圍第13項所述之裝置,其中該成本 函數是該通訊通道之一通道脈衝響應與一等化通道脈衝響 應間之一誤差之平方與該時域等化器之該係數之平方之總 和。 15·如申請專利範圍第14項所述之裝置,其中該通道 脈衝響應與該等化通道脈衝響應係根據透過該通訊通道而 傳輸至該接收器之一虛擬隨機信號而決定。 16·—種設定透過具一上傳區與一下載區之一通訊通 道而傳輸一信號之一通訊系統內之一時域等化器之係數之 方法,使得該時域等化器之一輸出與一通道標的電路之一 輸出間之誤差爲零,該方法包括: 預估該通訊通道內之該上傳區之一頻率響應; 從該上傳區之一預估頻率響應與該下載區之一頻率 10935pif.doc/008 27 580789 響應來預估該時域等化器之一輸出; 從該該時域等化器之一預估輸出與該通道標的電路 之該輸出來決定一成本函數J ; 其中該成本函數J由下列等式表示: J=E{e2}+ λ |a|2 其中E是一誤差函數,e是該時域等化器之一輸出 與該通道標的電路之該輸出間之誤差,λ是不爲1之整數, 而a是該時域等化器之係數;以及 在該成本函數J具最小値下決定係數。 17.如申請專利範圍第16項所述之方法,其中利用一 最小平均平方誤差(MSE)演算法,該時域等化器之該係數 可從該成本函數〗決定。10935pif.doc/008 28
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR10-2002-0011889A KR100441250B1 (ko) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | 이퀄라이저의 계수 계산 방법 및 그것을 계산하는 장치 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
TW200304273A TW200304273A (en) | 2003-09-16 |
TW580789B true TW580789B (en) | 2004-03-21 |
Family
ID=27764633
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
TW092103884A TW580789B (en) | 2002-03-06 | 2003-02-25 | Method for determining coefficients of an equalizer and apparatus for determining the same |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7224725B2 (zh) |
KR (1) | KR100441250B1 (zh) |
FR (1) | FR2837037B1 (zh) |
TW (1) | TW580789B (zh) |
Families Citing this family (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100484446B1 (ko) * | 2002-09-07 | 2005-04-22 | 텔레시스 인코포레이티드 | 통신시스템의 등화 장치 |
KR100602745B1 (ko) * | 2002-12-05 | 2006-07-20 | 텔레시스 와이어레스 인코포레이티드 | 통신 시스템의 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법 |
US7002897B2 (en) * | 2003-04-28 | 2006-02-21 | Solarflare Communications, Inc. | Multiple channel interference cancellation |
US20050053127A1 (en) * | 2003-07-09 | 2005-03-10 | Muh-Tian Shiue | Equalizing device and method |
CN1303769C (zh) * | 2004-01-29 | 2007-03-07 | 威盛电子股份有限公司 | 更新决定反馈均衡器参数的方法 |
WO2006074113A2 (en) * | 2005-01-07 | 2006-07-13 | Conexant Systems, Inc. | Time-domain equalizer for discrete multi-tone based dsl systems with cyclic extension in training |
US7848402B1 (en) * | 2005-09-29 | 2010-12-07 | Altera Corporation | Phase-adjusted pre-emphasis and equalization for data communication |
US7715472B2 (en) | 2005-10-25 | 2010-05-11 | Broadcom Corporation | Equalizer architecture for data communication |
US20070104263A1 (en) * | 2005-11-09 | 2007-05-10 | Chiao-Chih Chang | Method for adaptively tuning an equalizer |
KR100965675B1 (ko) * | 2006-12-28 | 2010-06-24 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 심볼 변조 방법 및장치와 이를 이용한 송신 장치 |
KR20080073926A (ko) * | 2007-02-07 | 2008-08-12 | 삼성전자주식회사 | 오디오 신호를 복호화하는 장치에서 이퀄라이저를 구현하는방법 및 이를 위한 장치 |
US7579921B2 (en) * | 2007-04-25 | 2009-08-25 | Nec Laboratories America, Inc. | On-off keying-7-phase shift keying modulation system and method for fiber communication |
KR200449539Y1 (ko) * | 2008-05-14 | 2010-07-20 | (주)홀랜드코리아 | 투광판이 부설된 매입형 천정등 |
US8238481B2 (en) * | 2008-07-02 | 2012-08-07 | Qualcomm Incorporated | Blind channel estimation for PSK and D-PSK modulated multicarrier communication systems |
KR101074454B1 (ko) * | 2009-08-18 | 2011-10-18 | 연세대학교 산학협력단 | 적응형 등화 장치 및 등화 방법 |
EP2513898B1 (en) * | 2009-12-16 | 2014-08-13 | Nokia Corporation | Multi-channel audio processing |
US8767812B2 (en) * | 2010-04-15 | 2014-07-01 | Ikanos Communications, Inc. | Systems and methods for frequency domain realization of non-integer fractionally spaced time domain equalization |
CN103532886A (zh) * | 2013-10-22 | 2014-01-22 | 北京邮电大学 | 一种适用于航空通信系统的地空信道估计器 |
CN111510175B (zh) * | 2020-04-16 | 2022-01-07 | 北京大学(天津滨海)新一代信息技术研究院 | 一种多路收发机结构 |
CN113221313A (zh) * | 2021-02-22 | 2021-08-06 | 广东工业大学 | 一种音频均衡器的设计方法 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69331945D1 (de) * | 1992-09-18 | 2002-06-27 | Oki Electric Ind Co Ltd | Adaptiver entzerrungsempfänger und maximalwahrscheinlichkeits-sequenz-bewertungsempfänger |
KR19980054425A (ko) * | 1996-12-27 | 1998-09-25 | 구자홍 | 모뎀의 탭 계수 설정방법 |
KR100252011B1 (ko) * | 1997-10-27 | 2000-04-15 | 윤종용 | 시분할이중(tdd)방식 이산다중톤(dmt) 시스템의 데이터전송방법 |
US5887027A (en) * | 1997-12-24 | 1999-03-23 | Lucent Technologies Inc. | Method of upstream channel modeling for PCM modem |
KR100495149B1 (ko) * | 1997-12-30 | 2005-09-15 | 엘지전자 주식회사 | 케이블모뎀용비선형등화장치및그방법 |
US6535552B1 (en) * | 1999-05-19 | 2003-03-18 | Motorola, Inc. | Fast training of equalizers in discrete multi-tone (DMT) systems |
US6819716B1 (en) * | 2000-04-04 | 2004-11-16 | Nortel Networks Limited | System, device, and method for time-domain equalizer training using injected out-of-band noise |
US6961370B2 (en) * | 2001-03-29 | 2005-11-01 | Acterna | Sweep method using digital signals |
-
2002
- 2002-03-06 KR KR10-2002-0011889A patent/KR100441250B1/ko not_active IP Right Cessation
-
2003
- 2003-02-25 TW TW092103884A patent/TW580789B/zh not_active IP Right Cessation
- 2003-03-05 US US10/379,851 patent/US7224725B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-05 FR FR0302706A patent/FR2837037B1/fr not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20030072724A (ko) | 2003-09-19 |
US7224725B2 (en) | 2007-05-29 |
FR2837037B1 (fr) | 2008-02-01 |
US20030169809A1 (en) | 2003-09-11 |
FR2837037A1 (fr) | 2003-09-12 |
TW200304273A (en) | 2003-09-16 |
KR100441250B1 (ko) | 2004-07-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TW580789B (en) | Method for determining coefficients of an equalizer and apparatus for determining the same | |
JP4588168B2 (ja) | Dmtシステムにおける等化器の高速トレーニング | |
US6526105B1 (en) | Time domain equalization for discrete multi-tone systems | |
EP1043875B1 (en) | Receiver for discrete multitone modulated signals having window function | |
US5285474A (en) | Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system | |
US6185251B1 (en) | Equalizer for use in multi-carrier modulation systems | |
US6097763A (en) | MMSE equalizers for DMT systems with cross talk | |
Henkel et al. | Maximizing the channel capacity of multicarrier transmission by suitable adaptation of the time-domain equalizer | |
US7916801B2 (en) | Time-domain equalization for discrete multi-tone systems | |
US6829296B1 (en) | Spectrally flat time domain equalizer and methods | |
US20090074104A1 (en) | Subdimensional single-carrier modulation | |
WO2002060143A2 (en) | Joint reduction of noise power and of the length of the channel impulse response | |
JP2000022600A (ja) | 時間領域等化器のトレーニング方法及びディジタルデータ伝送装置 | |
JP2000244371A (ja) | Dmt通信システム及びその時間領域等化器のt係数を決定する方法 | |
US7031379B2 (en) | Time domain equalizer for DMT modulation | |
US6834079B1 (en) | Efficient implementation for equalization of multicarrier channels | |
US6563841B1 (en) | Per-bin adaptive equalization in windowed DMT-type modem receiver | |
US20050111538A1 (en) | Method and apparatus for improving the quality of channel estimation algorithms using training sequences | |
JP2012503424A (ja) | Ofdm受信機におけるチャネル推定 | |
Milosevic et al. | DMT bit rate maximization with optimal time domain equalizer filter bank architecture | |
US6788752B1 (en) | Multi-carrier transmission system | |
US6647076B1 (en) | Method of compensating for interference in a signal generated by discrete multitone modulation, and circuit configuration for carrying out the method. | |
EP1303093B1 (en) | Impuse response shortening in DMT modems | |
TWI612775B (zh) | 用於離散多頻帶傳輸之方法及裝置 | |
Djokovic | Cyclic prefix extension in DMT systems |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees |