JP2000244371A - Ｄｍｔ通信システム及びその時間領域等化器のｔ係数を決定する方法 - Google Patents
Ｄｍｔ通信システム及びその時間領域等化器のｔ係数を決定する方法Info
- Publication number
- JP2000244371A JP2000244371A JP2000016187A JP2000016187A JP2000244371A JP 2000244371 A JP2000244371 A JP 2000244371A JP 2000016187 A JP2000016187 A JP 2000016187A JP 2000016187 A JP2000016187 A JP 2000016187A JP 2000244371 A JP2000244371 A JP 2000244371A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- domain equalizer
- time domain
- impulse response
- energy
- coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03993—Noise whitening
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 改良型ＤＭＴ時間領域等化アルゴリズム
【解決手段】 インパルス応答ｈ（ｎ）を有する通信チ
ャネル上から離散的複数トーン信号を受信する装置であ
って、インパルス応答のエネルギーが実質的に第１サン
プル帯域に集中し、当該装置は、離散的複数トーン信号
を受信する受信装置、および受信装置に内蔵されるＴ計
数有限インパルス応答時間領域等化器を備え、時間領域
等化器はその出力に付加的雑音信号を有し、時間領域等
化器のＴ係数が、（ａ） 少なくとも通信チャネルと時
間領域等化器とを組み合わせた場合の有効インパルス応
答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが、Ｖ ＋ １サンプル
の第２帯域に実質的に集中しており、よってこの第２サ
ンプル帯域は第１サンプル帯域より短い、および
（ｂ） 時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音信
号の周波数スペクトルにおける変動が制御されるという
条件を満たすように供給される。
ャネル上から離散的複数トーン信号を受信する装置であ
って、インパルス応答のエネルギーが実質的に第１サン
プル帯域に集中し、当該装置は、離散的複数トーン信号
を受信する受信装置、および受信装置に内蔵されるＴ計
数有限インパルス応答時間領域等化器を備え、時間領域
等化器はその出力に付加的雑音信号を有し、時間領域等
化器のＴ係数が、（ａ） 少なくとも通信チャネルと時
間領域等化器とを組み合わせた場合の有効インパルス応
答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが、Ｖ ＋ １サンプル
の第２帯域に実質的に集中しており、よってこの第２サ
ンプル帯域は第１サンプル帯域より短い、および
（ｂ） 時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音信
号の周波数スペクトルにおける変動が制御されるという
条件を満たすように供給される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、離散的複数トーン
通信システム（ＤＭＴ：ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉ
−ｔｏｎｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ、以下ＤＭＴ通信
システムと称する）における時間領域等化器（ＴＥＱ：
ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）に関
し、特に、チャネル短縮フィルターおよび雑音白色化フ
ィルターの両方の機能を果たす時間領域等化器に関す
る。
通信システム（ＤＭＴ：ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉ
−ｔｏｎｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ、以下ＤＭＴ通信
システムと称する）における時間領域等化器（ＴＥＱ：
ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）に関
し、特に、チャネル短縮フィルターおよび雑音白色化フ
ィルターの両方の機能を果たす時間領域等化器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】デジタル情報を２点間で高速に、効率的
に、かつエラーフリーで伝送することは、ますます重要
となってきた。デジタル情報を、無線、光ファイバー、
有線などのさまざまな通信チャネルで伝送できる通信シ
ステムは多い。
に、かつエラーフリーで伝送することは、ますます重要
となってきた。デジタル情報を、無線、光ファイバー、
有線などのさまざまな通信チャネルで伝送できる通信シ
ステムは多い。
【０００３】本発明は、ツイストペア銅線を利用した電
話回線に代表される有線通信チャネルに関連して説明す
る。以下の議論から当該技術に精通する当業者には明ら
かなように、本発明の用途は有線システムに限定されな
いことに留意されたい。
話回線に代表される有線通信チャネルに関連して説明す
る。以下の議論から当該技術に精通する当業者には明ら
かなように、本発明の用途は有線システムに限定されな
いことに留意されたい。
【０００４】モデムは、典型的には、電話回線上でデジ
タル・データを送受信するために使用される。モデム
は、変調装置によって電話回線上でデジタル・データを
送信し、復調装置によって電話回線からデジタル・デー
タを受信する。広く普及した変調方式の１つに、「デジ
タル複数トーン変調」と呼ばれるものがある。この技術
では、通信システム内の各モデムに、離散的複数トーン
送信装置と離散的複数トーン受信装置を備えることが必
要とされる。当該技術に精通する当業者の間では、この
種のモデム方式はしばしば「ＤＭＴ物理層変調方式」と
呼ばれる。
タル・データを送受信するために使用される。モデム
は、変調装置によって電話回線上でデジタル・データを
送信し、復調装置によって電話回線からデジタル・デー
タを受信する。広く普及した変調方式の１つに、「デジ
タル複数トーン変調」と呼ばれるものがある。この技術
では、通信システム内の各モデムに、離散的複数トーン
送信装置と離散的複数トーン受信装置を備えることが必
要とされる。当該技術に精通する当業者の間では、この
種のモデム方式はしばしば「ＤＭＴ物理層変調方式」と
呼ばれる。
【０００５】ここで、従来のＤＭＴ通信システムのブロ
ック図である図４を参照して説明する。
ック図である図４を参照して説明する。
【０００６】ＤＭＴ通信システム１は、ＤＭＴ送信装置
１０、伝送チャネル２０、およびＤＭＴ受信装置３０を
備える。ＤＭＴ送信装置１０はさらに、記号生成装置１
２、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ
ｆａｓｔ ｆｏｕｒｉｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍ）変調装
置１４、および巡回接頭生成装置１６を備える。ＤＭＴ
送信装置１０は、記号生成装置１２に供給される入力ビ
ット・ストリームｂ（ｎ）を受け取る。記号生成装置１
２は、ＩＦＦＴ変調装置１４に供給される信号Ｘ（ｋ）
を生成する。Ｘ（ｋ）は、入力ビット・ストリームｂ
（ｎ）のビットの対を複素数データ空間にＮ／２サンプ
ルの長さとなるようにマッピングすることによって形成
される複素信号（すなわち、当該技術に精通する当業者
によって、実数部と虚数部から成ると理解される信号）
である。記号生成装置１２はさらに、信号Ｘ（ｋ）を複
素共役で増補することによって、Ｎサンプルの共役対称
信号を得る。
１０、伝送チャネル２０、およびＤＭＴ受信装置３０を
備える。ＤＭＴ送信装置１０はさらに、記号生成装置１
２、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ
ｆａｓｔ ｆｏｕｒｉｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍ）変調装
置１４、および巡回接頭生成装置１６を備える。ＤＭＴ
送信装置１０は、記号生成装置１２に供給される入力ビ
ット・ストリームｂ（ｎ）を受け取る。記号生成装置１
２は、ＩＦＦＴ変調装置１４に供給される信号Ｘ（ｋ）
を生成する。Ｘ（ｋ）は、入力ビット・ストリームｂ
（ｎ）のビットの対を複素数データ空間にＮ／２サンプ
ルの長さとなるようにマッピングすることによって形成
される複素信号（すなわち、当該技術に精通する当業者
によって、実数部と虚数部から成ると理解される信号）
である。記号生成装置１２はさらに、信号Ｘ（ｋ）を複
素共役で増補することによって、Ｎサンプルの共役対称
信号を得る。
【０００７】ＩＦＦＴ変調装置１４は、共役複素信号Ｘ
（ｋ）に対してＮ点逆高速フーリエ変換を実行して、サ
ンプリングされた実信号ｘ（ｎ）を得る。Ｘ（ｋ）は対
称信号なので、ＩＦＦＴ変調装置１６の出力は実信号ｘ
（ｎ）である。この実信号ｘ（ｎ）は、それぞれが有限
長さを有し、周波数、相、および振幅が互いに異なる多
数のコサイン関数の合計であると考えることができる。
また、これらの周波数は基本周波数の倍数である。各コ
サイン関数の持続時間は有限なので、ｘ（ｎ）は、Ｎサ
ンプルにわたる有限持続時間を有する変動振幅離散信号
である。
（ｋ）に対してＮ点逆高速フーリエ変換を実行して、サ
ンプリングされた実信号ｘ（ｎ）を得る。Ｘ（ｋ）は対
称信号なので、ＩＦＦＴ変調装置１６の出力は実信号ｘ
（ｎ）である。この実信号ｘ（ｎ）は、それぞれが有限
長さを有し、周波数、相、および振幅が互いに異なる多
数のコサイン関数の合計であると考えることができる。
また、これらの周波数は基本周波数の倍数である。各コ
サイン関数の持続時間は有限なので、ｘ（ｎ）は、Ｎサ
ンプルにわたる有限持続時間を有する変動振幅離散信号
である。
【０００８】以下で論じる方程式を簡素化するため、配
線ループ２４の両端にＤ／Ａ変換装置２２、送信フィル
ター（図示していない）、受信フィルター（図示してい
ない）、およびＡ／Ｄ変換装置２６を備えるものとして
送信チャネル２０をモデル化する。当該技術に精通する
当業者には、実用システムでは、ＤＭＴ送信装置１０内
にＤ／Ａ変換装置２２（および送信フィルター）が使用
され、ＤＭＴ受信装置３０内にＡ／Ｄ変換装置２６（お
よび受信フィルター）が使用されることが理解されるで
あろう。
線ループ２４の両端にＤ／Ａ変換装置２２、送信フィル
ター（図示していない）、受信フィルター（図示してい
ない）、およびＡ／Ｄ変換装置２６を備えるものとして
送信チャネル２０をモデル化する。当該技術に精通する
当業者には、実用システムでは、ＤＭＴ送信装置１０内
にＤ／Ａ変換装置２２（および送信フィルター）が使用
され、ＤＭＴ受信装置３０内にＡ／Ｄ変換装置２６（お
よび受信フィルター）が使用されることが理解されるで
あろう。
【０００９】またさらに、当該技術に精通する当業者に
は、ｘ（ｎ）の周波数スペクトルは多数の直交（ＳＩＮ
Ｘ）／（Ｘ）関数であり、各関数の中心は、ｘ（ｎ）
のコサイン関数の各々に関連する周波数にあると考えら
れることが理解されるであろう。
は、ｘ（ｎ）の周波数スペクトルは多数の直交（ＳＩＮ
Ｘ）／（Ｘ）関数であり、各関数の中心は、ｘ（ｎ）
のコサイン関数の各々に関連する周波数にあると考えら
れることが理解されるであろう。
【００１０】ｘ（ｎ）は、チャネル２０を通ってＤＭＴ
受信装置３０に送信される。伝送チャネル２０は非理想
インパルス応答ｈ（ｎ）を有するので、受信信号ｙ
（ｎ）はｘ（ｎ）と厳密に一致することはなく、代わり
に、ｘ（ｎ）およびｈ（ｎ）の畳み込みの関数となる。
典型的には、ｈ（ｎ）は図５に示す曲線と実質的に類似
したものとなる。ｈ（ｎ）の非理想特性は、一定量の干
渉（具体的には、記号間およびチャネル間の干渉）をも
たらす。この干渉は、ＤＭＴ送信装置１０とＤＭＴ受信
装置３０の両方において補正する必要がある。
受信装置３０に送信される。伝送チャネル２０は非理想
インパルス応答ｈ（ｎ）を有するので、受信信号ｙ
（ｎ）はｘ（ｎ）と厳密に一致することはなく、代わり
に、ｘ（ｎ）およびｈ（ｎ）の畳み込みの関数となる。
典型的には、ｈ（ｎ）は図５に示す曲線と実質的に類似
したものとなる。ｈ（ｎ）の非理想特性は、一定量の干
渉（具体的には、記号間およびチャネル間の干渉）をも
たらす。この干渉は、ＤＭＴ送信装置１０とＤＭＴ受信
装置３０の両方において補正する必要がある。
【００１１】伝送チャネル２０の非理想インパルス応答
を補正する方法として一般的なのは、各有限持続時間信
号ｘ（ｎ）の冒頭にいわゆる保護帯域を導入して、ｘ’
（ｎ）を生成するものである。巡回接頭生成装置１６が
この機能を実行する。保護帯域は、典型的には、各ＤＭ
Ｔ記号についてｘ（ｎ）の最後のＶサンプルで形成され
る。伝送チャネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の長さ
がＶ＋１以下の場合は、インパルス応答ｈ（ｎ）によっ
て引き起こされる干渉を消滅させるには、保護帯域の長
さはＶで十分である。当該技術では、保護帯域は通常
「巡回接頭部」（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）
と呼ばれる。
を補正する方法として一般的なのは、各有限持続時間信
号ｘ（ｎ）の冒頭にいわゆる保護帯域を導入して、ｘ’
（ｎ）を生成するものである。巡回接頭生成装置１６が
この機能を実行する。保護帯域は、典型的には、各ＤＭ
Ｔ記号についてｘ（ｎ）の最後のＶサンプルで形成され
る。伝送チャネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の長さ
がＶ＋１以下の場合は、インパルス応答ｈ（ｎ）によっ
て引き起こされる干渉を消滅させるには、保護帯域の長
さはＶで十分である。当該技術では、保護帯域は通常
「巡回接頭部」（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）
と呼ばれる。
【００１２】残念ながら、典型的な伝送チャネル２０の
インパルス応答ｈ（ｎ）はあまりにも長いので、巡回接
頭部も相応な長さを要し、その結果、伝送チャネル２０
におけるデジタル・ビットの伝送速度が大幅に低下して
しまう。そのため、伝送チャネル２０のインパルス応答
ｈ（ｎ）を効果的に短縮する信号処理方式をＤＭＴ受信
装置３０に採用することによって、ＤＭＴ送信装置１０
で必要とされる巡回接頭部の長さが相応に短縮されてい
る。
インパルス応答ｈ（ｎ）はあまりにも長いので、巡回接
頭部も相応な長さを要し、その結果、伝送チャネル２０
におけるデジタル・ビットの伝送速度が大幅に低下して
しまう。そのため、伝送チャネル２０のインパルス応答
ｈ（ｎ）を効果的に短縮する信号処理方式をＤＭＴ受信
装置３０に採用することによって、ＤＭＴ送信装置１０
で必要とされる巡回接頭部の長さが相応に短縮されてい
る。
【００１３】ＤＭＴ受信装置３０は、時間領域等化器
（ＴＥＱ：ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎｅｑｕａｌｉｚｅ
ｒ）３２、ウィンドウ回路３４、高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ：ｆａｓｔ ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍ）復調装置３６、およびビット生成装置３８を備え
る。時間領域等化器３２は、伝送チャネル２０の非理想
インパルス応答ｈ（ｎ）を補正するための有限インパル
ス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ）フィルターである。中でも、時間領域等
化器３２には、伝送チャネル２０の非理想インパルス応
答を補正するために計算される有限数の係数（Ｔ）が採
用されている。下記でさらに詳細に述べるように、時間
領域等化器３２は伝送チャネル２０の非理想インパルス
応答ｈ（ｎ）に対して、チャネル２０と時間領域等化器
３２との複合インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）が限定され
たサンプル帯域内で最大のエネルギーを有するように作
用する。これは、チャネル２０の有効インパルス応答を
「短縮する」ものと考えることができるであろう。時間
領域等化器の出力は、ｚ’（ｎ）である。
（ＴＥＱ：ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎｅｑｕａｌｉｚｅ
ｒ）３２、ウィンドウ回路３４、高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ：ｆａｓｔ ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍ）復調装置３６、およびビット生成装置３８を備え
る。時間領域等化器３２は、伝送チャネル２０の非理想
インパルス応答ｈ（ｎ）を補正するための有限インパル
ス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ）フィルターである。中でも、時間領域等
化器３２には、伝送チャネル２０の非理想インパルス応
答を補正するために計算される有限数の係数（Ｔ）が採
用されている。下記でさらに詳細に述べるように、時間
領域等化器３２は伝送チャネル２０の非理想インパルス
応答ｈ（ｎ）に対して、チャネル２０と時間領域等化器
３２との複合インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）が限定され
たサンプル帯域内で最大のエネルギーを有するように作
用する。これは、チャネル２０の有効インパルス応答を
「短縮する」ものと考えることができるであろう。時間
領域等化器の出力は、ｚ’（ｎ）である。
【００１４】ウィンドウ回路３４は、ｚ’（ｎ）から巡
回接頭部を除去してｚ（ｎ）を得ることを目的として採
用されている。信号ｚ（ｎ）は、複素対称信号Ｘ（ｋ）
を生成するために、ＦＴＴ復調装置３６（周波数領域等
化機能を備えると理解されている）に入力される。信号
Ｘ（ｋ）の複素共役部分の除去が完了すると、ビット生
成装置３８はその複素信号Ｘ（ｋ）を出力ビット・スト
リームｂ（ｎ）にマッピングする。出力ビット・ストリ
ームは、理論的には、入力ビット・ストリームｂ（ｎ）
と一致している。
回接頭部を除去してｚ（ｎ）を得ることを目的として採
用されている。信号ｚ（ｎ）は、複素対称信号Ｘ（ｋ）
を生成するために、ＦＴＴ復調装置３６（周波数領域等
化機能を備えると理解されている）に入力される。信号
Ｘ（ｋ）の複素共役部分の除去が完了すると、ビット生
成装置３８はその複素信号Ｘ（ｋ）を出力ビット・スト
リームｂ（ｎ）にマッピングする。出力ビット・ストリ
ームは、理論的には、入力ビット・ストリームｂ（ｎ）
と一致している。
【００１５】時間領域等化器３２のＴ係数を計算するた
めのアルゴリズムは、数種類存在している。その１つ
は、「最小２乗に基づく極ゼロ取消しアルゴリズム」と
呼ばれる（以下、「プロセス＃１」という）。これにつ
いては、Ｐ．Ｊ．Ｍｅｌｓａ、Ｒ．Ｙ．Ｙｏｕｎｃｅ、
およびＣ．Ｅ．Ｒｏｈｒｓの「Impulse Response Sho
rtening for Discrete Multitone Transceivers,
（離散的複数トーン・トランシーバーのインパルス応答
の短縮）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｃｏｍ
ｍ． Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１２、ｐｐ．１６６２−７
１、１９９６年１２月、で詳細に述べられており、この
全開示内容を参考文献としてここに組み込む。もう１つ
は、「最適短縮アルゴリズム」と呼ばれる（以下、「プ
ロセス＃２」という）。これについても、上記に掲げた
ＩＥＥＥ刊行物の中で詳述されている。さらには、「べ
き乗法を使用する固有ベクトル法」（以下、「プロセス
＃３」という）がある。これは、Ｍ．Ｎａｆｉｅおよび
Ａ．Ｇａｔｈｅｒｅｒ、「Time-Domain Equalizer Tr
aining for ADSL,（ＡＤＳＬのための時間領域等化器
の列化）」、Ｐｒｏｃ．ＩＣＣ、ｐｐ．１０８５−１０
８９（１９９７）、で詳細に述べられており、この全開
示内容を参考文献としてここに示す。
めのアルゴリズムは、数種類存在している。その１つ
は、「最小２乗に基づく極ゼロ取消しアルゴリズム」と
呼ばれる（以下、「プロセス＃１」という）。これにつ
いては、Ｐ．Ｊ．Ｍｅｌｓａ、Ｒ．Ｙ．Ｙｏｕｎｃｅ、
およびＣ．Ｅ．Ｒｏｈｒｓの「Impulse Response Sho
rtening for Discrete Multitone Transceivers,
（離散的複数トーン・トランシーバーのインパルス応答
の短縮）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｃｏｍ
ｍ． Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１２、ｐｐ．１６６２−７
１、１９９６年１２月、で詳細に述べられており、この
全開示内容を参考文献としてここに組み込む。もう１つ
は、「最適短縮アルゴリズム」と呼ばれる（以下、「プ
ロセス＃２」という）。これについても、上記に掲げた
ＩＥＥＥ刊行物の中で詳述されている。さらには、「べ
き乗法を使用する固有ベクトル法」（以下、「プロセス
＃３」という）がある。これは、Ｍ．Ｎａｆｉｅおよび
Ａ．Ｇａｔｈｅｒｅｒ、「Time-Domain Equalizer Tr
aining for ADSL,（ＡＤＳＬのための時間領域等化器
の列化）」、Ｐｒｏｃ．ＩＣＣ、ｐｐ．１０８５−１０
８９（１９９７）、で詳細に述べられており、この全開
示内容を参考文献としてここに示す。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】時間領域等化器３２の
係数を計算するための上記手法は、伝送チャネル２０の
有効インパルス応答を「短縮する」という問題に取り組
んではいるが、雑音によって引き起こされる干渉の問題
についてはその取り組みは不十分である。システム１
は、注入された白色雑音と着色雑音に対しては脆弱であ
る。着色雑音は、ある周波数では濃厚なスペクトル・エ
ネルギーを示し、また別の周波数では比較的希薄なスペ
クトル・エネルギーを示す。白色雑音は、どの周波数に
おいても、実質的に一定な量のスペクトル・エネルギー
を示す。
係数を計算するための上記手法は、伝送チャネル２０の
有効インパルス応答を「短縮する」という問題に取り組
んではいるが、雑音によって引き起こされる干渉の問題
についてはその取り組みは不十分である。システム１
は、注入された白色雑音と着色雑音に対しては脆弱であ
る。着色雑音は、ある周波数では濃厚なスペクトル・エ
ネルギーを示し、また別の周波数では比較的希薄なスペ
クトル・エネルギーを示す。白色雑音は、どの周波数に
おいても、実質的に一定な量のスペクトル・エネルギー
を示す。
【００１７】図４の従来のＤＭＴ受信装置３０は、時間
領域等化器３２の出力に白色雑音が存在するときに最適
な動作を示すが、着色雑音が存在しているときには内部
干渉の影響を受けやすくなる。これは、着色雑音がスペ
クトル・ヌルを示すときに特に困難な問題となる。
領域等化器３２の出力に白色雑音が存在するときに最適
な動作を示すが、着色雑音が存在しているときには内部
干渉の影響を受けやすくなる。これは、着色雑音がスペ
クトル・ヌルを示すときに特に困難な問題となる。
【００１８】着色雑音が時間領域等化器３２の出力に存
在するのは、（ｉ）信号ｘ’（ｎ）が伝送チャネル２０
上を送信されたときに、それに付加的着色雑音が注入さ
れたため、または（ｉｉ）時間領域等化器３２自体が信
号ｚ’（ｎ）にスペクトル整形（特に、スペクトル・ヌ
ル）を導入するため、またはこの両方の理由による。つ
まり、伝送チャネル２０が受信信号ｙ（ｎ）に付加的着
色雑音を導入しない場合でも、時間領域等化器３２自体
が信号ｚ’（ｎ）の付加的雑音にスペクトル着色を導入
するかもしれないのである。これはさらに、時間領域等
化器３２が「短い」有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）
を生成する場合でも、ｚ’（ｎ）に着色雑音（特に、ス
ペクトル・ヌル）を導入することによってシステム性能
を低下させる可能性があることを意味する。時間領域等
化器３２の出力に存在する着色雑音による影響は、特
に、伝送チャネル２０上でのデータ・ビットｂ（ｎ）の
送信速度と送信エラー率に現れやすい。
在するのは、（ｉ）信号ｘ’（ｎ）が伝送チャネル２０
上を送信されたときに、それに付加的着色雑音が注入さ
れたため、または（ｉｉ）時間領域等化器３２自体が信
号ｚ’（ｎ）にスペクトル整形（特に、スペクトル・ヌ
ル）を導入するため、またはこの両方の理由による。つ
まり、伝送チャネル２０が受信信号ｙ（ｎ）に付加的着
色雑音を導入しない場合でも、時間領域等化器３２自体
が信号ｚ’（ｎ）の付加的雑音にスペクトル着色を導入
するかもしれないのである。これはさらに、時間領域等
化器３２が「短い」有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）
を生成する場合でも、ｚ’（ｎ）に着色雑音（特に、ス
ペクトル・ヌル）を導入することによってシステム性能
を低下させる可能性があることを意味する。時間領域等
化器３２の出力に存在する着色雑音による影響は、特
に、伝送チャネル２０上でのデータ・ビットｂ（ｎ）の
送信速度と送信エラー率に現れやすい。
【００１９】本発明の目的は、（ｉ）伝送チャネルの非
理想インパルス応答を補正し、（ｉｉ）伝送チャネルに
よって導入される付加的着色雑音を補正し、および／ま
たは（ｉｉｉ）時間領域等化器による付加的雑音のスペ
クトル着色を低減することのできる、改良型のＤＭＴ通
信システム及びその時間領域等化器のＴ係数を決定する
方法を提供することにある。
理想インパルス応答を補正し、（ｉｉ）伝送チャネルに
よって導入される付加的着色雑音を補正し、および／ま
たは（ｉｉｉ）時間領域等化器による付加的雑音のスペ
クトル着色を低減することのできる、改良型のＤＭＴ通
信システム及びその時間領域等化器のＴ係数を決定する
方法を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】従来技術の短所を克服す
るための、エネルギーが実質的にサンプルの第１帯域に
集中するインパルス応答ｈ（ｎ）を有する通信チャネル
を介して離散的複数トーン信号を受信する装置であっ
て、離散的複数トーン信号を受信する受信装置、及び受
信装置に内蔵されるＴ計数有限インパルス応答時間領域
等化器とを備え、時間領域等化器はその出力に付加的雑
音信号を有し、前記時間領域等化器のＴ係数は下記条件
を満たす（ａ）少なくとも通信チャネルと時間領域等化
器とを組み合わせた場合の有効インパルス応答ｈｅｆｆ
（ｎ）のエネルギーが、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に実
質的に集中しており、第２サンプル帯域は第１サンプル
帯域より短く、（ｂ）時間領域等化器の出力に存在する
付加的雑音信号の周波数スペクトルにおける変動が制御
される。
るための、エネルギーが実質的にサンプルの第１帯域に
集中するインパルス応答ｈ（ｎ）を有する通信チャネル
を介して離散的複数トーン信号を受信する装置であっ
て、離散的複数トーン信号を受信する受信装置、及び受
信装置に内蔵されるＴ計数有限インパルス応答時間領域
等化器とを備え、時間領域等化器はその出力に付加的雑
音信号を有し、前記時間領域等化器のＴ係数は下記条件
を満たす（ａ）少なくとも通信チャネルと時間領域等化
器とを組み合わせた場合の有効インパルス応答ｈｅｆｆ
（ｎ）のエネルギーが、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に実
質的に集中しており、第２サンプル帯域は第１サンプル
帯域より短く、（ｂ）時間領域等化器の出力に存在する
付加的雑音信号の周波数スペクトルにおける変動が制御
される。
【００２１】本発明の時間領域等化器は、その入力に付
加的雑音信号を有するとともに、時間領域等化器のＴ係
数が入力付加的雑音信号およびインパルス応答ｈ（ｎ）
推定値の両方の関数として供給されるのが望ましい。
加的雑音信号を有するとともに、時間領域等化器のＴ係
数が入力付加的雑音信号およびインパルス応答ｈ（ｎ）
推定値の両方の関数として供給されるのが望ましい。
【００２２】受信装置は、時間領域等化器のＴ係数を、
（ｉ）Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス応答
ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、（ｉ
ｉ）時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波
数スペクトルにおける変動が低減する度合いとの均衡を
取るための関数として算出する機能を有することが望ま
しい。
（ｉ）Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス応答
ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、（ｉ
ｉ）時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波
数スペクトルにおける変動が低減する度合いとの均衡を
取るための関数として算出する機能を有することが望ま
しい。
【００２３】受信装置は、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に
有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中
する度合いと、時間領域等化器の出力に存在する付加的
雑音の周波数スペクトルにおける変動が低減する度合い
とを変動させる機能を有することが望ましい。
有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中
する度合いと、時間領域等化器の出力に存在する付加的
雑音の周波数スペクトルにおける変動が低減する度合い
とを変動させる機能を有することが望ましい。
【００２４】受信装置は、以下の方程式体系を評価する
ことによって、時間領域等化器のＴ係数を算出する機能
を有することが望ましい。
ことによって、時間領域等化器のＴ係数を算出する機能
を有することが望ましい。
【００２５】ｍｉｎ｜ｗ ｗＴ（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ
＋ βｏｕｔＲ）ｗ， ただしｗＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ ＋ βｉｎＲ）ｗ ＝
１を条件とする。
＋ βｏｕｔＲ）ｗ， ただしｗＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ ＋ βｉｎＲ）ｗ ＝
１を条件とする。
【００２６】ここで、ｗは、時間領域等化器のＴ係数を
表すＴ×１行列であり、Ｈｏｕｔは、行列ｗをＨｏｕｔ
で乗算したときに集中エネルギーを含有しないＭ＋Ｔ−
Ｖ−２サンプルの有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）を
生成する、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）
のサンプルを表す（Ｍ＋Ｔ−Ｖ−２）×Ｔ行列であり、
Ｈｉｎは、行列ｗをＨｉｎで乗算したときに集中エネル
ギーを含有するＶ＋１サンプルの有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）を生成する、通信チャネルの推定インパル
ス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列で
あり、Ｒは、入力における付加的雑音信号から構築され
たＴ×Ｔの付加的雑音相関行列であり、βｏｕｔおよび
βｉｎは、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス
応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、
時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数ス
ペクトルにおける変動が低減する度合いとを変動させる
スカラーである。
表すＴ×１行列であり、Ｈｏｕｔは、行列ｗをＨｏｕｔ
で乗算したときに集中エネルギーを含有しないＭ＋Ｔ−
Ｖ−２サンプルの有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）を
生成する、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）
のサンプルを表す（Ｍ＋Ｔ−Ｖ−２）×Ｔ行列であり、
Ｈｉｎは、行列ｗをＨｉｎで乗算したときに集中エネル
ギーを含有するＶ＋１サンプルの有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）を生成する、通信チャネルの推定インパル
ス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列で
あり、Ｒは、入力における付加的雑音信号から構築され
たＴ×Ｔの付加的雑音相関行列であり、βｏｕｔおよび
βｉｎは、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス
応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、
時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数ス
ペクトルにおける変動が低減する度合いとを変動させる
スカラーである。
【００２７】受信装置は、ｗ＝（√ＧＴ）−１ｅｍｉｎ
を解くことによってｗを得る機能を有することが望まし
い。ここで、Ｇ＝Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲであり、ｅ
ｍｉ ｎは（√Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋βｏｕｔ
Ｒ）（√ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固有ベク
トルである。
を解くことによってｗを得る機能を有することが望まし
い。ここで、Ｇ＝Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲであり、ｅ
ｍｉ ｎは（√Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋βｏｕｔ
Ｒ）（√ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固有ベク
トルである。
【００２８】本発明は、さらに、時間領域等化器がイン
パルス応答ｈ（ｎ）を有する通信チャネル上から固有複
数トーン信号を受信するための受信装置内に備えられ、
インパルス応答のエネルギーがサンプルの第１帯域に実
質的に集中する場合に、入力および出力における付加的
雑音信号を有する有限インパルス応答時間領域等化器の
Ｔ係数を決定する方法であって、下記条件を満たす時間
領域等化器のＴ係数を算出するステップを有する。
パルス応答ｈ（ｎ）を有する通信チャネル上から固有複
数トーン信号を受信するための受信装置内に備えられ、
インパルス応答のエネルギーがサンプルの第１帯域に実
質的に集中する場合に、入力および出力における付加的
雑音信号を有する有限インパルス応答時間領域等化器の
Ｔ係数を決定する方法であって、下記条件を満たす時間
領域等化器のＴ係数を算出するステップを有する。
【００２９】（ａ）少なくとも通信チャネルと時間領域
等化器とを組み合わせた場合の有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが、Ｖ＋１サンプルの第２帯
域に実質的に集中しており、よって第２サンプル帯域は
第１サンプル帯域より短い。および、（ｂ）時間領域等
化器の出力に存在する付加的雑音信号の周波数スペクト
ルにおける変動が制御される。
等化器とを組み合わせた場合の有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが、Ｖ＋１サンプルの第２帯
域に実質的に集中しており、よって第２サンプル帯域は
第１サンプル帯域より短い。および、（ｂ）時間領域等
化器の出力に存在する付加的雑音信号の周波数スペクト
ルにおける変動が制御される。
【００３０】本発明の方法は、さらに、（ｉ）Ｖ＋１サ
ンプルの第２帯域に有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）
のエネルギーが集中する度合いと、（ｉｉ）時間領域等
化器の出力に存在する付加的雑音の周波数スペクトルに
おける変動が低減する度合いとの均衡を取るステップを
備えるのが望ましい。
ンプルの第２帯域に有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）
のエネルギーが集中する度合いと、（ｉｉ）時間領域等
化器の出力に存在する付加的雑音の周波数スペクトルに
おける変動が低減する度合いとの均衡を取るステップを
備えるのが望ましい。
【００３１】本発明の方法は、さらに、Ｖ＋１サンプル
の第２帯域に有効インパルス応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネ
ルギーが集中する度合いと、時間領域等化器の出力に存
在する付加的雑音の周波数スペクトルにおける変動が低
減する度合いとを変動させるステップを備えるのが望ま
しい。
の第２帯域に有効インパルス応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネ
ルギーが集中する度合いと、時間領域等化器の出力に存
在する付加的雑音の周波数スペクトルにおける変動が低
減する度合いとを変動させるステップを備えるのが望ま
しい。
【００３２】またさらに、本発明の方法は下記ステップ
を備えるのが望ましい。
を備えるのが望ましい。
【００３３】通信チャネルのインパルス応答ｈ（ｎ）を
推定するステップ、時間領域等化器の入力における付加
的雑音信号を推定するステップ、時間領域等化器のＴ係
数を表すＴ×１行列ｗを供給するステップ、行列ｗをＨ
ｉｎで乗算したときに集中エネルギーを含有する有効イ
ンパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のＶ＋１サンプルを生成す
る、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサン
プルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列Ｈｉｎを供給するステッ
プ、および行列ｗをＨｏｕｔで乗算したときに集中エネ
ルギーを含有しない有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）
のＭ＋Ｔ−Ｖ−２サンプルを生成する、通信チャネルの
推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｍ＋Ｔ
−Ｖ−２）×Ｔ行列Ｈｏｕ ｔを供給するステップ。
推定するステップ、時間領域等化器の入力における付加
的雑音信号を推定するステップ、時間領域等化器のＴ係
数を表すＴ×１行列ｗを供給するステップ、行列ｗをＨ
ｉｎで乗算したときに集中エネルギーを含有する有効イ
ンパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のＶ＋１サンプルを生成す
る、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサン
プルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列Ｈｉｎを供給するステッ
プ、および行列ｗをＨｏｕｔで乗算したときに集中エネ
ルギーを含有しない有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）
のＭ＋Ｔ−Ｖ−２サンプルを生成する、通信チャネルの
推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｍ＋Ｔ
−Ｖ−２）×Ｔ行列Ｈｏｕ ｔを供給するステップ。
【００３４】またさらに、本発明の方法は下記ステップ
を備えるのが望ましい。
を備えるのが望ましい。
【００３５】入力における付加的雑音信号からＴ×Ｔの
付加的雑音相関行列を供給するステップ、およびＶ＋１
サンプルの第２帯域に有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、時間領
域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数スペクト
ルにおける変動が低減する度合いとを制御するスカラー
βｏｕｔおよびβｉ ｎを決定するステップ。
付加的雑音相関行列を供給するステップ、およびＶ＋１
サンプルの第２帯域に有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、時間領
域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数スペクト
ルにおける変動が低減する度合いとを制御するスカラー
βｏｕｔおよびβｉ ｎを決定するステップ。
【００３６】またさらに、時間領域等化器のＴ係数を算
出するステップが、以下の方程式体系を解くことによっ
て得られるのが望ましい。
出するステップが、以下の方程式体系を解くことによっ
て得られるのが望ましい。
【００３７】ｍｉｎ｜ｗ ｗＴ（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋
βｏｕｔＲ）ｗ ただしＷＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲ）ｗ＝１を条件
とする。
βｏｕｔＲ）ｗ ただしＷＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲ）ｗ＝１を条件
とする。
【００３８】本発明の方法においては、ｗが、ｗ＝（√
ＧＴ）−１ｅｍｉｎを解くことによって得られるのが望
ましい。ここで、Ｇ＝Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲであ
り、ｅ ｍｉｎは（√Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋β
ｏｕｔＲ）（√ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固
有ベクトルである。
ＧＴ）−１ｅｍｉｎを解くことによって得られるのが望
ましい。ここで、Ｇ＝Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲであ
り、ｅ ｍｉｎは（√Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋β
ｏｕｔＲ）（√ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固
有ベクトルである。
【００３９】本発明のさらに他の特徴および利点は、添
付図面を参照して以下に述べる発明の説明から明らかに
なるであろう。
付図面を参照して以下に述べる発明の説明から明らかに
なるであろう。
【００４０】
【発明の実施の形態】図１に、本発明による離散的複数
トーン通信システム（ＤＭＴ通信システム）２のブロッ
ク図を示す。この図面では、図４と同じ参照番号が同類
の要素を示している。図４に示す離散的複数トーン通信
システム１と同様に、本発明の離散的複数トーン通信シ
ステム２は、伝送チャネル２０上を送信される離散的複
数トーン信号ｘ’（ｎ）を生成するための送信装置１０
を備える。
トーン通信システム（ＤＭＴ通信システム）２のブロッ
ク図を示す。この図面では、図４と同じ参照番号が同類
の要素を示している。図４に示す離散的複数トーン通信
システム１と同様に、本発明の離散的複数トーン通信シ
ステム２は、伝送チャネル２０上を送信される離散的複
数トーン信号ｘ’（ｎ）を生成するための送信装置１０
を備える。
【００４１】本発明の離散的複数トーン通信システム２
は、さらに、図４に同じ番号で示される要素と実質的に
同じウィンドウ回路３４、ＦＦＴ復調装置３６、および
ビット生成装置３８から成る受信装置３１も備える。図
１の受信装置３１は、図４の受信装置３０とは異なり、
（ｉ）送チャネルの非理想インパルス応答を補正し、
（ｉｉ）伝送チャネルによって導入される付加的着色雑
音を補正し、および／または（ｉｉｉ）時間領域等化器
による雑音着色の導入を防止する、という各機能を有す
る時間領域等化器３３を備える。
は、さらに、図４に同じ番号で示される要素と実質的に
同じウィンドウ回路３４、ＦＦＴ復調装置３６、および
ビット生成装置３８から成る受信装置３１も備える。図
１の受信装置３１は、図４の受信装置３０とは異なり、
（ｉ）送チャネルの非理想インパルス応答を補正し、
（ｉｉ）伝送チャネルによって導入される付加的着色雑
音を補正し、および／または（ｉｉｉ）時間領域等化器
による雑音着色の導入を防止する、という各機能を有す
る時間領域等化器３３を備える。
【００４２】前述のように、時間領域等化器は、Ｔ係数
を有する有限インパルス応答フィルターを使用して実現
できる。本発明では、有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギー集中度が、例えば、伝送チャ
ネル２０と時間領域等化器３３とを結合した場合は特定
サンプル帯域（第１の長さを有する）において最大にな
り、インパルス応答ｈ（ｎ）のエネルギー集中度が伝送
チャネル２０のみの場合は別のサンプル帯域（第２の長
さを有する）において最大になるように、これらのＴ係
数が決定される。ここで、第１の長さは第２の長さより
短い。本発明ではさらに、時間領域等化器３３の出力に
おける雑音特性が、従来の時間領域等化器によって生成
される付加的雑音特性の周波数スペクトルに比較して、
かなり平坦な周波数スペクトルを示すように、これらの
Ｔ係数が決定される。
を有する有限インパルス応答フィルターを使用して実現
できる。本発明では、有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギー集中度が、例えば、伝送チャ
ネル２０と時間領域等化器３３とを結合した場合は特定
サンプル帯域（第１の長さを有する）において最大にな
り、インパルス応答ｈ（ｎ）のエネルギー集中度が伝送
チャネル２０のみの場合は別のサンプル帯域（第２の長
さを有する）において最大になるように、これらのＴ係
数が決定される。ここで、第１の長さは第２の長さより
短い。本発明ではさらに、時間領域等化器３３の出力に
おける雑音特性が、従来の時間領域等化器によって生成
される付加的雑音特性の周波数スペクトルに比較して、
かなり平坦な周波数スペクトルを示すように、これらの
Ｔ係数が決定される。
【００４３】本発明の離散的複数トーン受信装置３１
は、時間領域等化器３３のＴ係数の計算においては、有
効インパルス応答のエネルギーを比較的狭いサンプル帯
域に集中させ、同時に、時間領域等化器３３の出力にお
ける付加的雑音特性の変動量を最小限にする（すなわ
ち、付加的雑音特性が白色化される）コスト関数の解を
導き出す。このコスト関数は、以下の方程式体系によっ
て表現できるであろう。 ｍｉｎ｜ｗｗＴ（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ）＋βｏｕｔＲ）
ｗ ただしｗＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲ）ｗ＝１を条件
とする。ここで、ｗは、時間領域等化器のＴ係数を表す
Ｔ×１行列であり、Ｈｏｕｔは、行列ｗをＨｏｕｔで乗
算したときに集中エネルギーを含有しないＭ＋Ｔ−Ｖ−
２サンプルの有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）を生成
する、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサ
ンプルを表す（Ｍ＋Ｔ−Ｖ−２）×Ｔ行列であり、Ｈ
ｉｎは、行列ｗをＨｉｎで乗算したときに集中エネルギ
ーを含有するＶ＋１サンプルの有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）を生成する、通信チャネルの推定インパル
ス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列で
あり、Ｒは、入力における付加的雑音信号から構築され
たＴ×Ｔの付加的雑音相関行列であり、βｏｕｔおよび
βｉｎは、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス
応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、
時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数ス
ペクトルにおける変動が低減する度合いとを変動させる
スカラーである。図２および図３を参照すると、上記コ
スト関数の解は、以下のステップを実行することによっ
て得られることが分かる。伝送チャネル２０がＤ／Ａ変
換装置２２、送信フィルター（図示していない）、配線
ループ２４、受信フィルター（図示していない）、およ
びＡ／Ｄ変換装置２６で構成されると想定すると、伝送
チャネル２０のＭ値（またはサンプル）を有するインパ
ルス応答ｈ（ｎ）はステップ１００において推定され
る。
は、時間領域等化器３３のＴ係数の計算においては、有
効インパルス応答のエネルギーを比較的狭いサンプル帯
域に集中させ、同時に、時間領域等化器３３の出力にお
ける付加的雑音特性の変動量を最小限にする（すなわ
ち、付加的雑音特性が白色化される）コスト関数の解を
導き出す。このコスト関数は、以下の方程式体系によっ
て表現できるであろう。 ｍｉｎ｜ｗｗＴ（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ）＋βｏｕｔＲ）
ｗ ただしｗＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲ）ｗ＝１を条件
とする。ここで、ｗは、時間領域等化器のＴ係数を表す
Ｔ×１行列であり、Ｈｏｕｔは、行列ｗをＨｏｕｔで乗
算したときに集中エネルギーを含有しないＭ＋Ｔ−Ｖ−
２サンプルの有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）を生成
する、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサ
ンプルを表す（Ｍ＋Ｔ−Ｖ−２）×Ｔ行列であり、Ｈ
ｉｎは、行列ｗをＨｉｎで乗算したときに集中エネルギ
ーを含有するＶ＋１サンプルの有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）を生成する、通信チャネルの推定インパル
ス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列で
あり、Ｒは、入力における付加的雑音信号から構築され
たＴ×Ｔの付加的雑音相関行列であり、βｏｕｔおよび
βｉｎは、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス
応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、
時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数ス
ペクトルにおける変動が低減する度合いとを変動させる
スカラーである。図２および図３を参照すると、上記コ
スト関数の解は、以下のステップを実行することによっ
て得られることが分かる。伝送チャネル２０がＤ／Ａ変
換装置２２、送信フィルター（図示していない）、配線
ループ２４、受信フィルター（図示していない）、およ
びＡ／Ｄ変換装置２６で構成されると想定すると、伝送
チャネル２０のＭ値（またはサンプル）を有するインパ
ルス応答ｈ（ｎ）はステップ１００において推定され
る。
【００４４】当該技術に精通する当業者には、伝送チャ
ネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の推定値は、周波数
領域法や時間領域法などの既知の方法を使用して得られ
ることが理解されるであろう。周波数領域法では、定期
疑似ランダム列化シーケンスが、伝送チャネル２０上を
あらかじめ決定された数（Ｐ）の離散的複数トーン信号
ｘ（ｎ）にわたって送信される。ｉ番目のシーケンス・
サンプルをＸｉで表すとすると、ＦＦＴ復調装置３６の
出力におけるベクトルＹｉ，ｐは以下の方程式によって
得られる。
ネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の推定値は、周波数
領域法や時間領域法などの既知の方法を使用して得られ
ることが理解されるであろう。周波数領域法では、定期
疑似ランダム列化シーケンスが、伝送チャネル２０上を
あらかじめ決定された数（Ｐ）の離散的複数トーン信号
ｘ（ｎ）にわたって送信される。ｉ番目のシーケンス・
サンプルをＸｉで表すとすると、ＦＦＴ復調装置３６の
出力におけるベクトルＹｉ，ｐは以下の方程式によって
得られる。
【数１】 上記の方程式では、Ｈｉはｉ番目の周波数領域インパル
ス応答値（定係数システムで想定）であり、Ｎｉ，ｐは
伝送チャネル２０の付加的雑音特性のサンプルを表す。
ベクトルＹｉ，ｐをすべての記号の間で平均し、Ｘｉで
除算した場合、伝送チャネル２０の伝達関数の推定値
は、以下の方程式によって得られる。
ス応答値（定係数システムで想定）であり、Ｎｉ，ｐは
伝送チャネル２０の付加的雑音特性のサンプルを表す。
ベクトルＹｉ，ｐをすべての記号の間で平均し、Ｘｉで
除算した場合、伝送チャネル２０の伝達関数の推定値
は、以下の方程式によって得られる。
【数２】 伝送チャネル２０における伝達関数推定値の逆フーリエ
変換Ｈｉを取ると、Ｍ値を有するインパルス応答ｈ
（ｎ）の推定値が得られる。
変換Ｈｉを取ると、Ｍ値を有するインパルス応答ｈ
（ｎ）の推定値が得られる。
【００４５】時間領域法を使用して伝送チャネル２０の
インパルス応答ｈ（ｎ）の推定値が得られた場合、イン
パルス列は、あらかじめ決定された離散的複数トーン信
号数にわたって、各離散的複数トーン信号期間当たり１
インパルスの速度で送信される。また、伝送チャネル２
０のインパルス応答の推定値は、時間領域等化器３３の
出力における受信信号を平均することによって得られる
であろう。
インパルス応答ｈ（ｎ）の推定値が得られた場合、イン
パルス列は、あらかじめ決定された離散的複数トーン信
号数にわたって、各離散的複数トーン信号期間当たり１
インパルスの速度で送信される。また、伝送チャネル２
０のインパルス応答の推定値は、時間領域等化器３３の
出力における受信信号を平均することによって得られる
であろう。
【００４６】これまでの経験から、ある種の状況では、
伝送チャネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の推定値を
得る方法としては、時間領域法の方が周波数領域法より
も望ましいことが判明している。ただし、当該技術に精
通する当業者には、上記以外の方法も、本発明の範囲か
ら乖離することなく使用できることは理解される。
伝送チャネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の推定値を
得る方法としては、時間領域法の方が周波数領域法より
も望ましいことが判明している。ただし、当該技術に精
通する当業者には、上記以外の方法も、本発明の範囲か
ら乖離することなく使用できることは理解される。
【００４７】再び図２を参照すると、伝送チャネル２０
の付加的雑音特性の推定値は、ステップ１０２において
得られることが示されている。当該技術に精通する当業
者には、付加的雑音特性を推定するための既知の方法で
あれば、どの方法でも利用できることは理解される。例
えば、周波数領域法を利用して伝送チャネル２０のイン
パルス応答ｈ（ｎ）の推定値を得た場合は、インパルス
応答ｈ（ｎ）の推定値を得た後に列化シーケンスを再度
実行し、以下の方程式を使用して付加的雑音特性Ｎ
ｉ，ｐを周波数領域内で得ることができる。
の付加的雑音特性の推定値は、ステップ１０２において
得られることが示されている。当該技術に精通する当業
者には、付加的雑音特性を推定するための既知の方法で
あれば、どの方法でも利用できることは理解される。例
えば、周波数領域法を利用して伝送チャネル２０のイン
パルス応答ｈ（ｎ）の推定値を得た場合は、インパルス
応答ｈ（ｎ）の推定値を得た後に列化シーケンスを再度
実行し、以下の方程式を使用して付加的雑音特性Ｎ
ｉ，ｐを周波数領域内で得ることができる。
【数３】 ここで、Ｑは、雑音特性を推定するために使用された記
号ｘ（ｎ）の数である。
号ｘ（ｎ）の数である。
【００４８】時間領域の雑音特性ｎｉ，ｑは、Ｎｉ，ｑ
に対してＩＦＦＴを実行し（各記号時につき、ｑ）、複
素結果の実数部のみを保持することによって得ることが
できる。
に対してＩＦＦＴを実行し（各記号時につき、ｑ）、複
素結果の実数部のみを保持することによって得ることが
できる。
【００４９】次に、時間領域等化器３３の係数Ｔの数が
選択される（ステップ１０４）。
選択される（ステップ１０４）。
【００５０】ステップ１０６では、Ｔ×Ｔ付加的雑音相
関行列Ｒが、既知の再帰的手法を使用して、ｎｉ，ｑの
値から構築される。例えば、ｔ番目の付加的雑音相関値
（すなわち係数）は、以下のように表現できる。
関行列Ｒが、既知の再帰的手法を使用して、ｎｉ，ｑの
値から構築される。例えば、ｔ番目の付加的雑音相関値
（すなわち係数）は、以下のように表現できる。
【数４】 したがって、ｒｔは、新たなベクトルｎｑが使用できる
ようになる記号時ごとに、再帰的に更新される。ＭはＴ
よりはるかに大きい場合がほとんどなので、ｒ ｔは、列
化シーケンス中に少数Ｑの複数トーン信号ｘ（ｎ）を使
ってかなり正確に推定できる。したがって、付加的雑音
相関行列Ｒは、以下によって得られる。
ようになる記号時ごとに、再帰的に更新される。ＭはＴ
よりはるかに大きい場合がほとんどなので、ｒ ｔは、列
化シーケンス中に少数Ｑの複数トーン信号ｘ（ｎ）を使
ってかなり正確に推定できる。したがって、付加的雑音
相関行列Ｒは、以下によって得られる。
【数５】 ここで、時間領域等化器３３への雑音の入力が白色であ
ることが既知である場合は、ｒ０だけを計算すればよい
ことに留意する必要がある。したがって、Ｒはｒ０のＴ
×Ｔ対角行列となる可能性もある。ここで、ｒ０は白色
雑音の変動を表す。
ることが既知である場合は、ｒ０だけを計算すればよい
ことに留意する必要がある。したがって、Ｒはｒ０のＴ
×Ｔ対角行列となる可能性もある。ここで、ｒ０は白色
雑音の変動を表す。
【００５１】ここで、図２および図５を参照する。イン
パルス応答ｈ（ｎ）は時間ｄまで実質的にヌルであるの
で、ｄはステップ１０８において推定され、（ステップ
１１０において）行列Ｈｉｎを、（ステップ１１２にお
いて）Ｈｏｕｔをそれぞれ算出するのに使用される。
パルス応答ｈ（ｎ）は時間ｄまで実質的にヌルであるの
で、ｄはステップ１０８において推定され、（ステップ
１１０において）行列Ｈｉｎを、（ステップ１１２にお
いて）Ｈｏｕｔをそれぞれ算出するのに使用される。
【００５２】ステップ１１０では、（Ｖ＋１）×Ｔ行列
Ｈｉｎがｈ（ｎ）の値の関数として決定される。特に、
Ｈｉｎは以下の方程式を展開することによって決定され
る。 ｈｅｆｆ（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ） ここで、ｗ（ｎ）は、時間領域等化器３３のＴ係数を表
すシーケンスである。
Ｈｉｎがｈ（ｎ）の値の関数として決定される。特に、
Ｈｉｎは以下の方程式を展開することによって決定され
る。 ｈｅｆｆ（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ） ここで、ｗ（ｎ）は、時間領域等化器３３のＴ係数を表
すシーケンスである。
【００５３】広く知られる畳み込み演算（＊）は、以下
の結果をもたらす。
の結果をもたらす。
【数６】 ｎ＝ｄのとき、上記の方程式は以下の行列商に展開す
る。
る。
【数７】 したがって、有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）（ｎは
ｄ〜ｄ ＋ Ｖ）は、以下のような行列として表現でき
る。
ｄ〜ｄ ＋ Ｖ）は、以下のような行列として表現でき
る。
【数８】 有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）の行列式（ｄ・ｎ・
ｄ ＋ Ｖ）は、短縮して以下のような形で表現するこ
ともできる。 Ｈｅｆｆｉｎ = Ｈｉｎ・ Ｗｎ したがって、Ｈｉｎはステップ１１０において、（ｄ−
Ｔ＋１）≦ｎ≦（ｄ＋Ｖ）で評価されたｈ（ｎ）の転位
シーケンスの関数として決定される。
ｄ ＋ Ｖ）は、短縮して以下のような形で表現するこ
ともできる。 Ｈｅｆｆｉｎ = Ｈｉｎ・ Ｗｎ したがって、Ｈｉｎはステップ１１０において、（ｄ−
Ｔ＋１）≦ｎ≦（ｄ＋Ｖ）で評価されたｈ（ｎ）の転位
シーケンスの関数として決定される。
【００５４】次に、ステップ１１２では、（Ｍ＋Ｔ−Ｖ
−２）×Ｔ行列Ｈｏｕｔがｈ（ｎ）の関数として構築さ
れる。
−２）×Ｔ行列Ｈｏｕｔがｈ（ｎ）の関数として構築さ
れる。
【００５５】特に、Ｈｏｕｔは、０≦ｎ≦ｄ−１および
（ｄ＋Ｖ＋１）≦ｎ≦（Ｍ＋Ｔ−２）の場合には、方程
式ｈｅｆｆ（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ）を展開すること
によって決定される。上記Ｈｉｎについて使用したもの
と同じ導関数を使用してｈｅ ｆｆ（ｎ）に関する上記方
程式を展開すると、以下のように示すことができる。
（ｄ＋Ｖ＋１）≦ｎ≦（Ｍ＋Ｔ−２）の場合には、方程
式ｈｅｆｆ（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ）を展開すること
によって決定される。上記Ｈｉｎについて使用したもの
と同じ導関数を使用してｈｅ ｆｆ（ｎ）に関する上記方
程式を展開すると、以下のように示すことができる。
【数９】 および Ｈｅｆｆｏｕｔ＝Ｈｏｕｔ・Ｗｎ 上記の教示から当該技術に精通する当業者には明らかな
ように、行列Ｈｏｕｔの列は、（−Ｔ＋１）≦ｎ≦(Ｍ
＋Ｔ−２）におけるインパルス応答ｈ（ｎ）の転位区分
から成る。
ように、行列Ｈｏｕｔの列は、（−Ｔ＋１）≦ｎ≦(Ｍ
＋Ｔ−２）におけるインパルス応答ｈ（ｎ）の転位区分
から成る。
【００５６】ステップ１１４では、βｏｕｔおよびβ
ｉｎのスカラー値が確立される。
ｉｎのスカラー値が確立される。
【００５７】本書上記で提示し、ステップ１１６で詳説
した費用関数は、（ａ）少なくとも通信チャネルと時間
領域等化器とを組み合わせた場合の有効インパルス応答
ｈｅ ｆｆ（ｎ）のエネルギーを、Ｖ＋１サンプルの帯域
に実質的に集中させ、かつ、（ｂ）時間領域等化器の出
力に存在する付加的雑音信号の周波数スペクトルにおけ
る変動を制御する、という条件を満たす時間領域等化器
３３のＴ係数の解をもたらすと考えることができる。
した費用関数は、（ａ）少なくとも通信チャネルと時間
領域等化器とを組み合わせた場合の有効インパルス応答
ｈｅ ｆｆ（ｎ）のエネルギーを、Ｖ＋１サンプルの帯域
に実質的に集中させ、かつ、（ｂ）時間領域等化器の出
力に存在する付加的雑音信号の周波数スペクトルにおけ
る変動を制御する、という条件を満たす時間領域等化器
３３のＴ係数の解をもたらすと考えることができる。
【００５８】費用関数は既知のいずれの手法を使用して
も解くことができるが、時間領域等化器３３の係数を表
すＴ値のシーケンスｗが、ｗ＝（√ＧＴ）−１ｅｍｉｎ
を用いて得られるのが望ましい。ここで、ｅｍｉｎは
（√Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏ ｕｔ＋βｏｕｔＲ）（√
ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固有ベクトルであ
る。
も解くことができるが、時間領域等化器３３の係数を表
すＴ値のシーケンスｗが、ｗ＝（√ＧＴ）−１ｅｍｉｎ
を用いて得られるのが望ましい。ここで、ｅｍｉｎは
（√Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏ ｕｔ＋βｏｕｔＲ）（√
ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固有ベクトルであ
る。
【００５９】本発明は、時間領域等化器３３のＴ係数の
計算において安定的な収束を保証すると同時に、離散的
複数トーン通信システム２のビット伝送速度とビット伝
送速度における変動を改善するという利点を有する。
計算において安定的な収束を保証すると同時に、離散的
複数トーン通信システム２のビット伝送速度とビット伝
送速度における変動を改善するという利点を有する。
【００６０】ここで表１および２を参照すると、これら
の表には、本発明を離散的複数トーン通信システムに使
用した場合の結果が、多数回にわたる実験で記録された
下流と上流の平均ビット伝送速度として示されている。
この通信システムでは、ＡＮＳＩ Ｔ１．６０１ループ
２に実質的に適合するループと、ＡＮＳＩ Ｔ１．４１
３規格に実質的に適合するパラメーターを使用した。こ
れらの表では、本発明の時間領域等化（ＴＥＱ：ｔｉｍ
ｅ−ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）手法
を、（ｉ）達成可能な最大ビット伝送速度（すなわち、
ベンチマーク）の推定値、（ｉｉ）プロセス＃１、（ｉ
ｉｉ）プロセス＃２、および（ｉｖ）プロセス＃３と対
比して示す。
の表には、本発明を離散的複数トーン通信システムに使
用した場合の結果が、多数回にわたる実験で記録された
下流と上流の平均ビット伝送速度として示されている。
この通信システムでは、ＡＮＳＩ Ｔ１．６０１ループ
２に実質的に適合するループと、ＡＮＳＩ Ｔ１．４１
３規格に実質的に適合するパラメーターを使用した。こ
れらの表では、本発明の時間領域等化（ＴＥＱ：ｔｉｍ
ｅ−ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）手法
を、（ｉ）達成可能な最大ビット伝送速度（すなわち、
ベンチマーク）の推定値、（ｉｉ）プロセス＃１、（ｉ
ｉｉ）プロセス＃２、および（ｉｖ）プロセス＃３と対
比して示す。
【００６１】
【表１】
【００６２】
【表２】 表１および表２では、各時間領域等化手法について、４
種類の近端漏話（ＮＥＸＴ）環境（すなわち、１０ Ｈ
ＤＳＬ環境、２４ ＩＳＮＤ環境、１０ ＡＤＳＬ環
境、およびＮＯ ＮＥＸＴ環境）におけるビット伝送速
度の測定値が示されている。本発明の時間領域等化手法
は、ある種の条件下では他の手法よりも好成績を示し
た。またさらに、本発明の時間領域アルゴリズムを使用
したことによって、ビット伝送速度の実験間の変動が少
なくなり、安定性も優れていたことに留意する必要があ
る。
種類の近端漏話（ＮＥＸＴ）環境（すなわち、１０ Ｈ
ＤＳＬ環境、２４ ＩＳＮＤ環境、１０ ＡＤＳＬ環
境、およびＮＯ ＮＥＸＴ環境）におけるビット伝送速
度の測定値が示されている。本発明の時間領域等化手法
は、ある種の条件下では他の手法よりも好成績を示し
た。またさらに、本発明の時間領域アルゴリズムを使用
したことによって、ビット伝送速度の実験間の変動が少
なくなり、安定性も優れていたことに留意する必要があ
る。
【００６３】表３を参照すると、本発明の時間領域等化
手法は、１０ ＡＤＳＬ ＮＥＸＴ干渉環境では、３種
類の配線ループ環境（ＡＮＳＩ Ｔ１．６０１、ループ
２環境、ＡＮＳＩ Ｔ１．６０１、ループ３環境、およ
びＡＮＳＩ Ｔ１．６０１、ループ７環境）において他
の手法より好成績であったことが分かる。この通信シス
テムでは、ＡＮＳＩ Ｔ１．４１３規格に実質的に適合
するパラメーターが採用された。また、本発明の時間領
域アルゴリズムによって、ビット伝送速度の実験間の変
動が少なくなり、安定性の面でも優れた結果が得られ
た。
手法は、１０ ＡＤＳＬ ＮＥＸＴ干渉環境では、３種
類の配線ループ環境（ＡＮＳＩ Ｔ１．６０１、ループ
２環境、ＡＮＳＩ Ｔ１．６０１、ループ３環境、およ
びＡＮＳＩ Ｔ１．６０１、ループ７環境）において他
の手法より好成績であったことが分かる。この通信シス
テムでは、ＡＮＳＩ Ｔ１．４１３規格に実質的に適合
するパラメーターが採用された。また、本発明の時間領
域アルゴリズムによって、ビット伝送速度の実験間の変
動が少なくなり、安定性の面でも優れた結果が得られ
た。
【００６４】
【表３】 ここでは、本発明を特定の実施例に関連して説明してき
たが、当該技術に精通する当業者には、その他多数の異
形や変形、および用途があることが明らかになるであろ
う。そのため、本発明の範囲の限定は、本書に述べる特
定の開示によるのではなく、付記した請求事項によって
のみなされるのが望ましい。
たが、当該技術に精通する当業者には、その他多数の異
形や変形、および用途があることが明らかになるであろ
う。そのため、本発明の範囲の限定は、本書に述べる特
定の開示によるのではなく、付記した請求事項によって
のみなされるのが望ましい。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、伝
送チャネルの非理想インパルス応答を補正し、（ｉｉ）
伝送チャネルによって導入される付加的着色雑音を補正
し、および／または（ｉｉｉ）時間領域等化器による付
加的雑音のスペクトル着色を低減することのできる、改
良型のＤＭＴ通信システム及びその時間領域等化器のＴ
係数を決定する方法を実現することができるという効果
が得られる。
送チャネルの非理想インパルス応答を補正し、（ｉｉ）
伝送チャネルによって導入される付加的着色雑音を補正
し、および／または（ｉｉｉ）時間領域等化器による付
加的雑音のスペクトル着色を低減することのできる、改
良型のＤＭＴ通信システム及びその時間領域等化器のＴ
係数を決定する方法を実現することができるという効果
が得られる。
【図１】 本発明による離散的複数トーン通信システム
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 図１の離散的複数トーン通信システムによっ
て実行される機能を図示したフロー・チャートである。
て実行される機能を図示したフロー・チャートである。
【図３】 図１の離散的複数トーン通信システムによっ
て実行される機能を図示したフロー・チャートである。
て実行される機能を図示したフロー・チャートである。
【図４】 従来技術による離散的複数トーン通信システ
ムを示すブロック図である。
ムを示すブロック図である。
【図５】 典型的な通信チャネルのインパルス応答を示
すグラフである。
すグラフである。
２ ＤＭＴ通信システム １０ ＤＭＴ送信装置 １２ 記号生成装置 １４ ＩＦＦＴ変調装置 １６ 巡回接頭生成装置 ２０ 伝送チャネル ２２ Ｄ／Ａ変換装置 ２４ 配線ループ ２６ Ａ／Ｄ変換装置 ３１ 受信装置 ３３ 時間領域等化器 ３４ ウィンドウ回路 ３６ ＦＦＴ復調装置 ３８ ビット生成装置
Claims (13)
- 【請求項１】 エネルギーが実質的に第１サンプル帯域
に集中するインパルス応答ｈ（ｎ）を有する通信チャネ
ル上から離散的複数トーン信号を受信するＤＭＴ通信シ
ステムであって、 離散的複数トーン信号を受信する受信装置、及び 受信
装置に内蔵されるＴ計数有限インパルス応答時間領域等
化器とを備え、 時間領域等化器はその出力に付加的雑音信号を有し、 前記時間領域等化器のＴ係数は下記条件を満たすように
供給される。 （ａ）少なくとも通信チャネルと時間領域等化器とを組
み合わせた場合の有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）の
エネルギーが、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に実質的に集
中しており、当該第２サンプル帯域は前記第１サンプル
帯域より短く、 （ｂ）前記時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音
信号の周波数スペクトルにおける変動が制御される。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＤＭＴ通信システムで
あって、 前記時間領域等化器がその入力に付加的雑音信号を有
し、前記時間領域等化器のＴ係数が入力に存在する付加
的雑音信号およびインパルス応答ｈ（ｎ）推定値の両方
の関数として供給される。 - 【請求項３】 請求項２に記載のＤＭＴ通信システムで
あって、 前記受信装置が前記時間領域等化器のＴ係数を、（ｉ）
Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、（ｉ
ｉ）前記時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の
周波数スペクトルにおける変動が低減する度合いとの均
衡を取るための関数として算出する機能を有する。 - 【請求項４】 請求項３に記載のＤＭＴ通信システムで
あって、 前記受信装置が、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効イン
パルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合
いと、前記時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音
の周波数スペクトルにおける変動が低減する度合いとを
変動させる機能を有する。 - 【請求項５】 請求項３に記載のＤＭＴ通信システムで
あって、前記受信装置が、以下の方程式体系を評価する
ことによって、前記時間領域等化器のＴ係数を算出する
機能を有する。 ｍｉｎ｜ｗｗＴ（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋βｏｕｔＲ）ｗ ただしｗＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲ）ｗ＝１を条件
とする。ここで、ｗは、前記時間領域等化器のＴ係数を
表すＴ×１行列であり、 Ｈｏｕｔは、行列ｗをＨｏｕｔで乗算したときに集中エ
ネルギーを含有しないＭ＋Ｔ−Ｖ−２サンプルの有効イ
ンパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）を生成する、通信チャネル
の推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｍ＋
Ｔ−Ｖ−２）×Ｔ行列であり、 Ｈｉｎは、行列ｗをＨｉｎで乗算したときに集中エネル
ギーを含有するＶ＋１サンプルの有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）を生成する、通信チャネルの推定インパル
ス応答ｈ（ｎ）のサンプルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列で
あり、 Ｒは、入力における付加的雑音信号から構築されたＴ×
Ｔの付加的雑音相関行列であり、 βｏｕｔおよびβｉｎは、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に
有効インパルス応答ｈ ｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中
する度合いと、前記時間領域等化器の出力に存在する付
加的雑音の周波数スペクトルにおける変動が低減する度
合いとを変動させるスカラーである。 - 【請求項６】 請求項４に記載のＤＭＴ通信システムで
あって、 前記受信装置が ｗ＝（√ＧＴ）−１ｅｍｉｎ を解くことによってｗを得る機能を有する。ここで、Ｇ
＝Ｈｉｎ ＴＨｉｎ ＋βｉｎＲであり、ｅｍｉｎは（√
Ｇ）−１（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋βｏｕｔＲ）（√
ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固有ベクトルであ
る。 - 【請求項７】 入力および出力における付加的雑音信号
を有する有限インパルス応答時間領域等化器のＴ係数を
決定する方法であって、時間領域等化器がエネルギーが
サンプルの第１帯域に実質的に集中するインパルス応答
ｈ（ｎ）を有する通信上チャネルから離散的複数トーン
信号を受信するための受信装置内に備えられ、 下記条件を満たす時間領域等化器のＴ係数を算出するス
テップを有する。 （ａ）少なくとも通信チャネルと時間領域等化器とを組
み合わせた場合の有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）の
エネルギーが、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に実質的に集
中しており、第２サンプル帯域は第１サンプル帯域より
短く、 （ｂ）時間領域等化器の出力に存在する付加的雑音信号
の周波数スペクトルにおける変動が制御される。 - 【請求項８】 請求項７に記載の時間領域等化器のＴ係
数を決定する方法であって、 さらに、（ｉ）Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパ
ルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合い
と、（ｉｉ）時間領域等化器の出力に存在する付加的雑
音の周波数スペクトルにおける変動が低減する度合いと
の均衡を取るステップを備える。 - 【請求項９】 請求項８に記載の時間領域等化器のＴ係
数を決定する方法であって、 さらに、Ｖ＋１サンプルの第２帯域に有効インパルス応
答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネルギーが集中する度合いと、時
間領域等化器の出力に存在する付加的雑音の周波数スペ
クトルにおける変動が低減する度合いとを変動させるス
テップを備える。 - 【請求項１０】 請求項７に記載の時間領域等化器のＴ
係数を決定する方法であって、さらに下記ステップを備
える。 通信チャネルのインパルス応答ｈ（ｎ）を推定するステ
ップ、 時間領域等化器の入力における付加的雑音信号を推定す
るステップ、 時間領域等化器のＴ係数を表すＴ×１行列ｗを供給する
ステップ、 行列ｗをＨｉｎで乗算したときに集中エネルギーを含有
する有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のＶ＋１サンプ
ルを生成する、通信チャネルの推定インパルス応答ｈ
（ｎ）のサンプルを表す（Ｖ＋１）×Ｔ行列Ｈｉｎを供
給するステップ、および行列ｗをＨｏｕｔで乗算したと
きに集中エネルギーを含有しない有効インパルス応答ｈ
ｅｆｆ（ｎ）のＭ＋Ｔ−Ｖ−２サンプルを生成する、通
信チャネルの推定インパルス応答ｈ（ｎ）のサンプルを
表す（Ｍ＋Ｔ−Ｖ−２）×Ｔ行列Ｈｏｕ ｔを供給するス
テップ。 - 【請求項１１】 請求項１０の時間領域等化器のＴ係数
を決定する方法であって、さらに下記ステップを備え
る。入力における付加的雑音信号からＴ×Ｔの付加的雑
音相関行列を供給するステップ、およびＶ＋１サンプル
の第２帯域に有効インパルス応答ｈｅｆｆ（ｎ）のエネ
ルギーが集中する度合いと、時間領域等化器の出力に存
在する付加的雑音の周波数スペクトルにおける変動が低
減する度合いとを制御するスカラーβｏｕｔおよびβｉ
ｎを決定するステップ。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の時間領域等化器の
Ｔ係数を決定する方法であって、 時間領域等化器のＴ係数を算出するステップが、以下の
方程式体系を解くことによって得られる。 ｍｉｎ｜ｗｗＴ（Ｈｏｕｔ ＴＨｏｕｔ＋βｏｕｔＲ）ｗ ただしｗＴ（Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲ）ｗ＝１を条件
とする。 - 【請求項１３】 請求項１１に記載の時間領域等化器の
Ｔ係数を決定する方法であって、ｗが、ｗ＝√ＧＴ）
−１ｅｍｉｎを解くことによって得られる。ここで、Ｇ
＝Ｈｉｎ ＴＨｉｎ＋βｉｎＲであり、ｅｍｉｎは（√
Ｇ）−１（Ｈｏｕ ｔ ＴＨｏｕｔ＋βｏｕｔＲ）（√
ＧＴ）−１の最小の固有値に対応する固有ベクトルであ
る。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/249,530 US6396886B1 (en) | 1999-02-12 | 1999-02-12 | DMT time-domain equalizer algorithm |
| US09/249530 | 1999-02-12 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244371A true JP2000244371A (ja) | 2000-09-08 |
Family
ID=22943876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000016187A Withdrawn JP2000244371A (ja) | 1999-02-12 | 2000-01-25 | Ｄｍｔ通信システム及びその時間領域等化器のｔ係数を決定する方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6396886B1 (ja) |
| EP (1) | EP1028563A3 (ja) |
| JP (1) | JP2000244371A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007520175A (ja) * | 2004-01-28 | 2007-07-19 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | スペクトル推定を使用する通信システムのためのチャネル推定 |
| JP2008530864A (ja) * | 2005-02-04 | 2008-08-07 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | チャネルイコライゼーションのための方法およびシステム |
| JP2013146081A (ja) * | 2008-03-18 | 2013-07-25 | Qualcomm Inc | 決定帰還等化と追跡とのための単一キャリアバースト構造 |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE50014475D1 (de) * | 1999-03-01 | 2007-08-23 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens |
| US7023938B1 (en) * | 1999-04-08 | 2006-04-04 | Nec Usa, Inc. | Receiver for discrete multitone modulated signals having window function |
| EP1179937A4 (en) * | 1999-05-21 | 2003-09-10 | Fujitsu Ltd | SIGNAL TRANSMISSION APPARATUS |
| US6563841B1 (en) * | 1999-08-30 | 2003-05-13 | Nec Usa, Inc. | Per-bin adaptive equalization in windowed DMT-type modem receiver |
| GB2357937B (en) * | 1999-12-23 | 2003-04-02 | Mitel Corp | DMT bit allocation with imperfect teq |
| US6678318B1 (en) * | 2000-01-11 | 2004-01-13 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for time-domain equalization in discrete multitone transceivers |
| DE10018133B4 (de) * | 2000-04-12 | 2006-12-07 | Siemens Ag | Verfahren und Einrichtung zum Übermitteln von Informationen mit Hilfe eines Multiträgerfrequenz-Signals |
| US6778618B1 (en) * | 2000-08-16 | 2004-08-17 | Agere Systems, Inc. | Methods and devices for minimizing interblock interference in discrete multi-tone devices |
| US7295509B2 (en) | 2000-09-13 | 2007-11-13 | Qualcomm, Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
| US7058147B2 (en) * | 2001-02-28 | 2006-06-06 | At&T Corp. | Efficient reduced complexity windowed optimal time domain equalizer for discrete multitone-based DSL modems |
| US20020163959A1 (en) * | 2001-03-12 | 2002-11-07 | Haddad Khalil Camille | Shortening impulse reponse fliter (SIRF) and design technique therefor |
| US7594249B2 (en) * | 2001-05-04 | 2009-09-22 | Entropic Communications, Inc. | Network interface device and broadband local area network using coaxial cable |
| US7031379B2 (en) * | 2001-08-24 | 2006-04-18 | Texas Instruments Incorporated | Time domain equalizer for DMT modulation |
| WO2003105431A1 (en) * | 2002-06-07 | 2003-12-18 | Tokyo Electron Limited | A method and system for providing a time equalizer for multiline transmission in communication systems |
| US7633849B1 (en) | 2002-08-13 | 2009-12-15 | National Semiconductor Corporation | Coded OFDM system using error control coding and cyclic prefix for channel estimation |
| WO2006038828A1 (en) * | 2004-09-29 | 2006-04-13 | Intel Corporation | Multicarrier receiver and methods of generating spatial correlation estimates for signals received with a plurality of antennas |
| US7649861B2 (en) * | 2004-11-30 | 2010-01-19 | Intel Corporation | Multiple antenna multicarrier communication system and method with reduced mobile-station processing |
| US7822128B2 (en) * | 2004-12-03 | 2010-10-26 | Intel Corporation | Multiple antenna multicarrier transmitter and method for adaptive beamforming with transmit-power normalization |
| US20100062802A1 (en) * | 2006-04-10 | 2010-03-11 | Noam Amram | Method device and system for receiving a communication signal |
| US7639738B2 (en) * | 2006-06-21 | 2009-12-29 | Acorn Technologies, Inc. | Efficient channel shortening in communication systems |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5285474A (en) | 1992-06-12 | 1994-02-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system |
| US5521908A (en) | 1995-04-20 | 1996-05-28 | Tellabs Operations Inc. | Method and apparatus for providing reduced complexity echo cancellation in a multicarrier communication system |
| EP0768778A1 (en) * | 1995-10-11 | 1997-04-16 | ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap | Method for transmission line impulse response equalisation and a device to perform this method |
| US6134265A (en) * | 1996-12-31 | 2000-10-17 | Cirrus Logic, Inc. | Precoding coefficient training in a V.34 modem |
| US6097763A (en) * | 1997-10-31 | 2000-08-01 | Pairgain Technologies, Inc. | MMSE equalizers for DMT systems with cross talk |
-
1999
- 1999-02-12 US US09/249,530 patent/US6396886B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-11-17 EP EP99122055A patent/EP1028563A3/en not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-01-25 JP JP2000016187A patent/JP2000244371A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007520175A (ja) * | 2004-01-28 | 2007-07-19 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | スペクトル推定を使用する通信システムのためのチャネル推定 |
| US7609786B2 (en) | 2004-01-28 | 2009-10-27 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation for a communication system using spectral estimation |
| JP2008530864A (ja) * | 2005-02-04 | 2008-08-07 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | チャネルイコライゼーションのための方法およびシステム |
| JP2011125030A (ja) * | 2005-02-04 | 2011-06-23 | Qualcomm Inc | チャネルイコライゼーションのための方法およびシステム |
| US8019032B2 (en) | 2005-02-04 | 2011-09-13 | Qualcomm Incorporated | Method and system for channel equalization |
| US8594260B2 (en) * | 2005-02-04 | 2013-11-26 | Qualcomm Incorporated | Method and system for channel equalization |
| JP2013146081A (ja) * | 2008-03-18 | 2013-07-25 | Qualcomm Inc | 決定帰還等化と追跡とのための単一キャリアバースト構造 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1028563A2 (en) | 2000-08-16 |
| EP1028563A3 (en) | 2002-04-03 |
| US6396886B1 (en) | 2002-05-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2000244371A (ja) | Ｄｍｔ通信システム及びその時間領域等化器のｔ係数を決定する方法 | |
| US6535552B1 (en) | Fast training of equalizers in discrete multi-tone (DMT) systems | |
| US7561627B2 (en) | Method and system for channel equalization and crosstalk estimation in a multicarrier data transmission system | |
| US6266367B1 (en) | Combined echo canceller and time domain equalizer | |
| US7602844B2 (en) | On-line step-size calculation using signal power estimation and tone grouping of the frequency-domain equalizer for DMT-based transceiver | |
| Henkel et al. | Maximizing the channel capacity of multicarrier transmission by suitable adaptation of the time-domain equalizer | |
| US20090092036A1 (en) | Method and apparatus for estimating crosstalk | |
| WO2008067776A1 (en) | Method, device and signal processing system for remote crosstalk cancellation | |
| JPH04307820A (ja) | トランシーバ通信装置 | |
| TW580789B (en) | Method for determining coefficients of an equalizer and apparatus for determining the same | |
| US6563841B1 (en) | Per-bin adaptive equalization in windowed DMT-type modem receiver | |
| US7031379B2 (en) | Time domain equalizer for DMT modulation | |
| WO2005125133A1 (en) | Method and system for channel estimation in a data transmission system | |
| JP2001332999A (ja) | 適応等化器のトレーニング回路及びモデム装置並びに通信装置 | |
| Milosevic et al. | DMT bit rate maximization with optimal time domain equalizer filter bank architecture | |
| US7697619B2 (en) | Training sequence for channel estimation in a data transmission system | |
| US6819716B1 (en) | System, device, and method for time-domain equalizer training using injected out-of-band noise | |
| US20050053127A1 (en) | Equalizing device and method | |
| US6683859B1 (en) | Method and apparatus for echo cancellation updates in a multicarrier transceiver system | |
| US6999508B1 (en) | Multi-channel frequency domain equalizer for radio frequency interference cancellation | |
| US6687288B1 (en) | NEXT cancellation for modem pools | |
| US7274736B2 (en) | Multiple path equalization for multicarrier systems | |
| US7133809B1 (en) | System, device, and method for time-domain equalizer training using a two-pass auto-regressive moving average model | |
| US9014250B2 (en) | Filter for impulse response shortening with additional spectral constraints for multicarrier transmission | |
| TWI324857B (en) | Equalizing device and method |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070125 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090717 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090806 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20090831 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20090902 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100201 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20100419 |
|
| A072 | Dismissal of procedure [no reply to invitation to correct request for examination] |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A073 Effective date: 20100812 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100906 |