TW561570B - Capacitance measurement method - Google Patents

Description

561570 五、發明說明（1) [發明之詳細說明] [發明所屬之技術領域] 本發明係關於使用根據電荷的電容測定（Charge BaSed Capacitance Measurement，以下簡稱為cbCM)電路之電容 值測定方法者。 [先前技術] (CBCM法之基本原理） CBCM法係使用LCR計等之AC測定器時無法得到充分精度 之sub-fF位準（1 〇-15F以下）的電容值測定用方法者。 圖7係顯示採用習知之C B C Μ法之C B C Μ用電路構成之電路 圖。如該圖中所示，PM0S電晶體ΜΡ1及NM0S電晶體ΜΝ1為串 聯，而PM0S電晶體ΜΡ2及NM0S電晶體ΜΝ2為串聯。然後， PH0S電晶體ΜΡ1之源極連接於電源塾片52，PM0S電晶體ΜΡ2 的源極連接於電源墊片54，而NM0S電晶體MN1及MN2的源極 為共同地連接於接地位準。又，p Μ 〇 S電晶體Μ P1及Μ P 2之閘 有施加PM0S閘電位Gp，NM0S電晶體ΜΝ1及ΜΝ2之閘有施加 NM0S閘電位Gn。

然後’ N Μ 0 S電晶體Μ N1之汲極（節點N1 )，源極間設有基 準電谷Cref (電容值=cm(虛擬電容）），NM0S電晶體1^2之汲 極（節點N 2 )、源極間設有測試電容Ctst (電容值=ς + & (目 標電容））。圖7中所示CBCM用電路的目的在於測定目標電 容Ct者。 圖8係顯示圖7所示CBCM用電路動作之時序圖。以下參考 遠圖’說明習知之CBCM用電路之電容值測定動作如下。

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如該圖所示，PM〇s閘電位gp及NM0S閘電位Gn的輸入電壓 波形之施加方法係無論在任何時間，在M〇s電晶體MN;l， MN2以及PM0S電晶體MP1，MP2當中，至少有一方是呈截止 的狀態。因此，不會產生從PM〇s電晶體ΜίΜ流向NM〇s電晶 體MN1，或從PM0S電晶體MP2流向NM0S電晶體MN2之貫穿電 流0 如圖8所不，在時間tl〜ΐ2的期間内，pM〇s電晶體肝丨及 2導通，從電源墊片5 2及5 4供給電流Ir，It來充電基準電 容crei及測試電容Ctst。在該期間内，NM〇s電晶體mni及_2 均為截止狀態的關係，與基準電容，測試電容c 之節點Nl，N2之電位到達電源電位。 在時間t2〜t3期間内，pMOS電晶體Mpi，Mp2，NM〇s 體MN1 ’ MN2均呈截止狀態。較理想的狀況是由於保存充‘ 於基準電容crei，測試電容Cm的電荷的關係，節點Νι， 係維持在電源電位vdd。 在時間t3〜t4期間内，只有NM〇s電晶體MN1 狀態’因此，充電基準電容Crei、測試電容Ctst的電二導向通 接地位準放電，節點N1，N2之電位到達接地電位l。 &在時間t4〜t5期間内，所有之M〇s電晶體均呈截止狀 態。較理想的狀況是充電基準電容Cref、測試電容c 電終了時，接地電位維持在L。 tst 以上疋動作之一周期T (自t丨至15為止的時間），以 複該動作。以測定裝置觀測者係電流LL之時間平垔 值。若設閘輸入波形（Gp，Gn)之頻率為f(=1/T)，則按照

561570 五、發明說明（3) 下述之（1)式及（2)式可戈犋曰板 [數η Λ 了求付目襟電容值ct

Ir [數2] (1)

Ct = C tst-C,

Ic

Vdd · f (2 ) C B C M法之優點為如（i)，（ 生電容）cm而可得到所 "所示，消去虛擬電容（寄 [發明所欲解決之問題] 、榡電容Ct者。 如上述，依CBCM法可 路之電容值測定方法中、4疋笔各值。然而，在使用CBCM電 在，而該洩漏量與充電二=試電容Ctst有電荷之洩漏存 以電流值計算達1%以上$流比較起來不能忽視時（側如， 電流處理時，則會弓丨 ^) ’將所觀測之電流It視為充電 圖9是電路圖，戈#所測定之電容值之誤差。 電容Ctst與電阻Rs (電圖所示，無漏電流時，與串聯測試 圖1 0係電路圖，_3\體電阻等）之構成成為等值。 的等值電路者。如該=假定有漏電流時之測試電容Ctst側 容Ctst追加並聯電阻r 所示’有漏電流時，成為對測試電 圖11是電路圖，顯t之構成。 者。如該圖所示，在示有漏電流時之CBCM電路之等值電路 晶體MN2的汲極，源圖1 0中所示之電路構成連接於NM0S電 ”逐間；從電源墊片54所供給的電流j 側之等值電路者。士」、不假疋無漏電流時之測試電容C+ +

\\A312\2d-code\92-01\91124494.ptd 第7頁 561570 五、發明說明（4) 中，流入測試電容ctst成電流I Ct之同時，流入電阻Rt成電 流 IRt。 圖1 2係指出漏電流問題點用之說明圖。如該圖所示，當 P Μ 0 S電晶體μ N1呈導通狀態的期間（即應使N Μ 0 S電晶體μ N1 為截止狀態之期間）時，有電流&pM〇s閘電位Gp成為漏 電流而流出。 使用習知之CBCM法之電容值測定（抽出）為，都是假定在 電源電壓vdd側觀測之電流，全都是對構成⑶⑶電路之肋3 電晶體以及測試電容Ctst及虛擬電容ς之電荷之充電。因 =，發生漏電流時，連實際上對應於在電阻Rt流動之漏電 電荷也被當作充電電荷來處理，#問題點就是，會比 貝際之電容值更大的電容值而測定出。 本發明係為解決上述„ 鍤a、日丨〜w & $問喊點而開發；其目的在於提供一 種虽測疋對象的電容於 測定JL π生可忽視之位準之漏電流時也可 广疋正確電谷值之電容值測定方法 [解決問題之手段] 有關本發明之電容值 * 、 乂 用電晶體之CBCM用電路=疋方法係測定將連接於包含充電 方法，包含有：（a)將r厅連接之測定對象電容之電容值的 的導通/截止動作之第j預定周期控制前述充電用電晶體 體，介由前述充電用雷曰控制彳"號賦予前述充電用電晶 容的第一測試電流之電=f來測定供給於前述測定對象電 期控制前述充電用電晶=量之步驟；（b)將以前述預定周 號賦予前述充電用電^ 之導通/二截止動作之第二控制信 B曰’介由前述充電用電晶體來測定

561570 五、發明說明（5) 供給於前述測定 驟，相較於前述 前述充電用電晶 (c )根據前述第_ 象電容而發生之 象電谷之電容f 述電容電流之電 電容電流之電流 電谷的電容值的 又，申請專利 之電容值測定方 狀態的位準遷移 定成前述第一控 倍數之長度者。 !!象電容的第二測試電流之電流量之步 二；；制信號，前述第二控制信號之指示 及第狀+態之期間設定成預定之倍數； 弟一測试電流，除去隨著前述測 y流，而計算出只用以充f前述測定對 =量的步驟；⑷計算出適合於前 ίϊ率的步驟；及(e)根據前述 =及則逑充電頻率，計算出前述 步驟者。 < 5了豕 乾圍第2項之發明係如申請專利範圍第工項 法，其中前述第二控制信號則從指示載止 至指示導通狀態的位準之導通遷移時間設 制信號中之前述導通遷移時間的前述^ $ 之i二Πΐ利範圍第3項之發明係如申請專利範圍第2項 一 2谷值測疋方法，其中前述第一及第二控制信號則從指 =導通狀態的位準遷移至指示截止狀態的位準之載止卷 時間均設定成比前述第一控制信號中之前述導通遷移^ f 較短者。 守间 [發明之實施形態] 圖1是顯示本發明實施形態之電容值測定方法的處理順 序之流程圖。又，CBCM電路之構成係如同圖7及圖丨丨顯八、 之電路構成者。 ”、、不 參考該圖，在步驟S1中，使用正常PM0S閘電位Gpl作為

561570 五、發明說明（6) 以預定周期導通/截止控制PM0S電晶體MP1以及MP2之PM0S 閘電位Gp以測定相當於（1)式之電流Ic之測試電流I Cn_。 然後，在步驟S2中，使用n Ln期間及下降時間為正常 PM0S閘電位Gpl等比倍之導通期間等比倍PM0S閘電位Gp2做 為PM0S閘電位GP，測定相當於（1)式之電流Ic之測試電流 I Crat。因此，電流I cn_及電流I crat係均除去虛擬電容Cm之 充電用的電流L者。

圖2是顯示正常PM0S閘電位Gpl及導通期間等比倍PM0S閘 電位Gp2之波形圖。正常pm〇S閘電位Gpl係具有通常使用的 PM0S導通時間PW(n Ln之期間）及下降時間TF (導通遷移時 間）。又，Von係CBCM電路之M0S電晶體用的動作電壓者。 另一方面，導通期間等比倍PM0S閘電位Gp2，其導通/截 止PM0S電晶體MP1及MP2之周期是與正常PM0S間電位Gpl相 同’但其工作周期（duty cycle)及通過速率不同。 換言之’如圖2所示，導通期間等比倍pM0S閘電位Gp2是 PM0S導通時間設定成正常PM〇s閘電位Gpi之pM〇s導通時間 PW之等比倍數rat倍的長度（pw X rat )，而下降時間設定成 下卩牛日守間T F之專比倍數r a ^ (τ F X r a t )的長度者。

又’正常PMOS閘電位Gpl及導通期間等比倍pm〇S閘電位 Gp2之各上昇時間（截止遷移時間）係設定成比下降時間丁F 充分地短；因此，可抑制PM〇s電晶體的閘電容等之目標電 容之因放電動作所導致的誤差者。 圖3是顯不正常pMOS閘電位Gpi及導通期間等比倍pM〇s閘 電位Gp2的信號例的詳細情形之波形圖。圖4是顯示圖3之

\\A312\2d-code\92-01\91124494.ptd 第10頁 561570 五、發明說明（7) 區域A 1中的電流I Ct及電流I Rt之模擬結果的波形圖。在 此，等比倍數rat係設定為” 2”。 如圖4所示，洩漏成分之，在電阻Rt流通的漏電流I Rt係 依賴節點N2電位的關係，下降時間TF為充分長時則流通電 阻Rt之電荷量也等比倍數rat ( = 2)之。另一方面，由於電 流I Ct只不過是在充電測試電容Ctst時瞬間流動的關係，所 以在正常PM0S閘電位Gpl與導通期間等比倍PM0S閘電位Gp2 之間不會產生電荷量之差。

圖5是顯不正常P Μ 0 S閘電位G p 1及導通期間專比倍P Μ 0 S閉 電位Gp2之信號例之詳細情形的波形圖。圖6是顯示圖5之 區域A 2中的漏電流I Rt以等比倍數r a t規格化（a. u (arbi trary uni t))之模擬結果的波形圖。在此，等比倍 數rat係設定為π 2”。 如圖6所示漏電流IRt之電流值係在正常PM〇s閘電位Gpi 時與導通期間等比倍PM0S閘電位Gp2時為互相一致。因 此，在正常PM0S閘電位Gpl之一周期中，在其漏電流％流 動之期間為等比倍數rat倍長的導通期間等比倍pM〇s閘電 位Gp2的施加時之漏電流丨匕係以施加正常pM〇s閘電位 時之專比倍數r a t倍之電流量而被測得。

在圖3〜圖6所不模擬結果，彳明白相對於使用正常取 閑電位GP1時’於使用導通期間等比倍觸s閘電位㈣時 :電流IRt之每單位時間之電荷量（即電流之時間平 比倍數rat倍’但電流1C〆每單位時間的電荷量j

561570 五、發明說明（8) 回到圖1，在步驟S3，根據電流I c_及電流I Crat，使用 (3 )式，計算出除去漏電流！匕而僅由電容電流I ct成分所成 之電容電流CI C的電流量。 [數3] CIC =rat · ICnorm -icrat · · · (3) 如前述’電流I Crat係相較於電流丨cn_，可測定等比倍數 rat倍之漏電流IRt的關係，故執行（3)式而得到之電容電 流C I C之中係完全除去漏電流成分。 其次，在步驟S4中計算出充電頻率frat。因電流ic__m與 電流I Crat之值係相同，因此，在步驟S3執行（3 )的結果， 相當於（rat —1) X ICt之電流量算出為電容電流CIC。換言 之’成為與執行（rat — 1 )次之充電等值的關係，故可 執行下述之（4)式而求充電頻率f rat。 [數4] frat = (rat -1) · f · · · (4) 然後，在步驟5中，根據電容電流C I C及充電頻率f ， rat 執行下述之（5)而求目標電容cct。 [數5] C C t = C t 5 t — Cm = CIC Vdd · f rat

(模擬查證結果） 於是，根據目標電容(；（（：(^) =l〇〇fF，洩漏用電阻Rt =

561570 五、發明說明（9) 1 0 0 Κ Ω，電阻Rs = 1 2 0 0 Ω，虛擬電容q = 〇 {?時之模擬所得 到之電流I CnQrm及電流I Crat ’以實施形態之電容測定方法求 目標電容的結果’目標電谷CCt成為i〇2fF，使其誤差在2% 之範圍内。 又，上述之目標電容Ct (CCt)、電阻rs及電阻κ之值係使 用習知之二頻率法從絕緣膜厚丨· 6nm(以偏振光分析測定法 測定之值）之M0SFET抽出之目標電容匕，電阻&，及抽出值 之1/10左右（谷易產生漏電流起見）之電阻&者。

同樣地’根據（1)式及（2 )式之習知之電容值測定法求得 的目標電容(；係1.4??;成為14〇〇%之誤差。 如上，，實施形態的電容值測定法係在步驟S3執行（3) 式之運算的結果，可正確地算出測試電容充電用之 容電流C 1C的電流量者。 s 其結果 電容Ctst而 值者。 此時， 下降時間 地除去漏 流量者。 又，本 管PM0S閘 倍PM0S閘 之工作周 ’執行以後之步驟S4，S5則可算出除去隨著測言 I生之漏電流之後的正確之測試電容Ctst的電容 導通期間等比倍PM〇s閘電位Gp2係"L"期間之外 等比倍數rat倍的關係’故更加可確實 電概成刀而能夠得到更正確之上述電容電流的^

Ϊ中之NM〇S閘極電位Gn之信號波形為，) 電位G:2 Φ正常咖閘電位GPl以*導通期間等比 , β 、率者。讜時，變更為在正常pM〇s閘i

561570 五、發明說明（ίο) 位Gpl及導通期間等比倍PM0S閘電位Gp2時NM0S閘電位Gn的 波形内容為相異也可以。 [發明之效果] 如上述，執行本發明中之申請專利範圍第1項之電容值 測定方法的步驟（a )，（ b)而測定之第一及第二之測試電流 的電流量分別成為上述電容電流及上述漏電流之電流量的 總和。 但第二測試電流為，與第一測試電流比較，電容電流相 同而漏電流成為預定倍數之電流量。 因此，在步驟（c )中把第一測試電流之電流量成為上述 預定倍數之後，運算而求得與第二之測試電流之電流量之 差，則可正確地算出僅使於測定對象電容之充電之電容電 流之電流量。 其結果，執行以後之步驟（d )及（e )則可算出除去隨著測 定對象電容而發生之漏電流之後的正確的測定對象電容之 電容值。 如申請專利範圍第2項之電容值測定方法為，第二控制 信號之導通遷移時間也設定成第一信號之預定倍數之長度 之結果，可得到更正確之上述電容電流的電流量；其結 果，可算出精度更高之測定對象電容之電容值者。 如申請專利範圍第3項之電容值測定方法為，充分地縮 短截止狀態遷移時間之結果，可抑制測定對象電容因放電 所導致的誤差。 [元件編號之說明]

\\A312\2d-code\92-01\91124494.ptd 第 14 頁 561570 五、發明說明（π)

Wst MN1、MN2 MP1 、MP2 虛擬電容 測試電容 NM0S電晶體 PM0S電晶體

\\A312\2d-code\92-01\91124494.ptd 第15頁 561570 圖式簡單說明 序：二二示本發明實施形態之電容值測定方法的處理順 :示PM0S閘電位的信號波形之波 位的信號例之詳細情形之波形圖。 果的波形圖7「。θ之。卩分中之電容電流及漏電流的模擬結 =^示PMGS閘電位之信號例之詳細情形的波。 圖則疋顯示圖5之一部分中之漏電流之模擬結果的波形 圖圖7是顯示採用習知CBCM法之CBCM用電路之構成的電路 圖8是顯示在圖7中所示CBCM用電路動作的時序圖。 圖9是顯示假定無漏電流時之測試電容t側之蓉 。 電路圖。 寻值電路的 圖1 〇是顯示假定有漏電流時之測試電容側之楚 電路圖。 心寺值電路的 圖1 1是顯示有漏電流時之CBCM電路之等值雷 圖。 思略的電路 圖1 2是指出漏電流之問題點的說明圖。

\\A312\2d-code\92-01\91124494.ptd 第16頁

Claims (1)

1. 561570 申請專利範圍 1 ·種電合值’則定方法，係連接於包含充電用電晶體之 根據電荷的電容測定（Charge Based Capacitance Measurement ，以下雜_ (a) 將以預疋周期控制前述充電用電晶 作；第：控制信號賦予前述充電用電晶體，介由前 用電晶體而測定供认於义、+、^ A ^ 丨田月j 1L凡电 的電流量之步.驟；别述測定對象電容之第-測試電流 (b) 將以前述預定周期控制前述充電用電晶體之導通/截 ί ΐ:i: ΐ號賦予前述充電用電晶體，介由前述 ^日日而測定供給於前述測定對象電容之第二測古式 電流的電流量之步驟，相耔认11妨 令心乐一利忒 二控制信號之指示前述充一j制信前述第 定成預定…；充電用電晶體之導通狀態的期間設 (C )根據前述第一及第- 對象電容而發生之漏電,^\電^’除去隨著前述測定 對象電容之電容電f 0 2 Α十异出只用以充電前述測定 芝丁豕电今I电谷冤々丨L的電流量之； (d) 計算出適合於前述雷 步驟；及 電谷電流的電流量之充電頻率之 (e) 根據前述電容電漭 ，、 出前述測定對象電容的電六：L量及前述充電頻率’計算 2.如申料利範^ 前述第二控制信號則從於之電/值測t定方法，其中， 導通狀態的位準之導通遷：：截止狀恝的位準遷移至指示 遷移時間設定成前述第一控制信號

   561570 六、申請專利範圍 中之前述導通遷移時間之前述預定倍數之長度者。 3.如申請專利範圍第2項之電容值測定方法，其中，前 述第一及第二控制信號則從指示導通狀態之位準遷移至指 示截止狀態的位準之截止遷移時間均設定成比前述第一控 制信號中之前述導通遷移時間較短者。

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