TW201947887A - 適用於毫米波第五代通訊的射頻前端電路 - Google Patents

Abstract

依據一個實施例，射頻前端電路包含射頻接收器、收發（或傳送/接收）切換器及高階電感衰退式匹配網路。高階電感衰退式匹配網路耦接於收發切換器及射頻接收器的輸入埠之間，用來匹配射頻接收器及收發切換器的阻抗，並且共振於多個預設共振頻率。

Description

適用於毫米波第五代通訊的射頻前端電路

本發明涉及無線通訊裝置，尤指一種通訊裝置中的多頻段鏡像拒斥接收機（multi-band image-reject receiver）。

對於下個世代的5G通訊裝置，許多應用需要高資料傳輸率，如擴增實境（augmented reality）/虛擬實境（virtual reality），及5G多輸入多輸出（multiple-input and multiple-output MIMO）。為了支援高資料傳輸率，現在的設計朝向毫米波（millimeter-wave mm-Wave）頻率。同時，也需要較寬的頻寬來達成高資料傳輸率。例如，較寬的頻寬需要涵蓋5G頻譜，如24、28、37及39GHz頻段。

傳統上，毫米波接收器前端的低噪訊放大器及傳輸與接收切換器（transmit/receive T/R switch）以一個標準的50Ω介面分開，並分別設計。這樣的切分方式通常降低接收器頻寬、輸入匹配與/或噪訊指數（noise figure）。所以，需要將低噪訊放大器及T/R切換器進行共設計，用於提升接收器效能。

有鑑於此，如何減輕或消除上述相關領域的缺失，實為有待解決的問題。

本說明書提供一種射頻前端電路的實施例，用於毫米波第五代通訊，其包含：射頻接收器、收發（或傳送/接收）切換器及高階電感衰退式匹配網路。該匹配網路耦接於收發切換器及射頻接收器的輸入埠之間，匹配射頻接收器及收發切換器的阻抗，並且共振於多個預設共振頻率。

本發明的其他優點將搭配以下的說明和圖式進行更詳細的解說。

多種實施例及發明的多個面向可參考如後描述的實施細節，而伴隨的圖示也用來描述多種實施例。如下所述的描述及圖示只用來說明發明，而不是用來限定發明。其中的許多特定細節僅用來讓讀者對本發明中多種實施例的全面性理解。然而，在這些案例中，並沒有針對習知或過去技術的細節做描述，為了提供本發明實施例的清楚討論。

說明書中所述的”一個實施例”或”一實施例”指包含於發明中的至少一個實施例的特定性能、結構或特徵的表述。出現於說明書中若干地方的”一個實施例”一詞，並不一定指著相同的實施例。

需注意的是，實施例的相應圖示中，以線段表示訊號。較寬的線可以表示較多訊號路徑的組成，與/或於一個或多個端點上顯示箭頭，指出主要訊息的流向。上述的指示圖號並非是限定的意義。反之，一個或多個實施例中的連接線，只是用來讓電路或邏輯單元更容易了解。任何代表訊號只是顯示出設計需求或較佳選擇，實際上可能包含一個或多個任意方向傳遞的訊號，以及搭配適當類型的訊號示意來實作。

於整份說明書及權利要求中，詞語”連接”表示連接物間的直接電性連接，之間沒有任何裝置。詞語”耦接”表示連接物間的直接電性連接，或者通過一個或多個被動或主動中間裝置的非直接連接。詞語”電路”代表一個或多個被動與/或主動元件，統合安排來提供特定功能。詞語”訊號”表示至少一個電流訊號、電壓訊號或資料/時鐘訊號。”一個”、”該”及”所述”都具有多個的意涵。”其中”的意義包含”之中”及”之上”。

除非特別說明，這裡使用的具順序性的形容詞”第一”、”第二”及”第三”等來描述共用物體，僅僅只是區分相似物體的不同實例，而沒有意圖要暗示這些物體需要服從時間上、位置上、優先程度或其他的特定順序。這裡使用的詞語”基本等同於”指在所述目標的誤差10%之內。

除非特別說明，為了實施例描述的達成目的，電晶體為金氧半導體（metal oxide semiconductor MOS）電晶體，包含汲極（drain）、源極（source）、閘極（gate）及基極（bulk）端點。源極與汲極可能是相同端點，並且在這裡交換著使用。熟習此技藝人士理解在不違反揭露範圍的情況下，也可以使用其他類型的電晶體，例如雙極性電晶體（bipolar junction transistor BJT）—BJT PNP/NPN、BiCMOS、CMOS等。

根據一些實施例，射頻（radio frequency RF）前端電路包含射頻接收器、收發（或傳送/接收）切換器及高階電感衰退式匹配網路。高階電感衰退式匹配網路耦接於收發切換器及射頻接收器的輸入埠之間，用來匹配射頻接收器及收發切換器的阻抗，並且共振於多個預設共振頻率。

於一個實施例，高階電感衰退式匹配網路包含電容器，串接電感傳輸線，於一第一預設共振頻率下共振。於一個實施例，該匹配網路的電容器的一第一端點耦接於該匹配網路的輸入埠，該電容器的第二端點耦接於電感傳輸線的第一端，以及該電感傳輸線的第二端耦接於該匹配網路的輸出埠。

於一個實施例，該電容器包含具有間距的傳輸線。於一個實施例，該電感傳輸線是一微帶傳輸線。於另一個實施例，該匹配網路包含第一電感器，耦接於該匹配網路的輸入埠及地平面之間，以及第一電感器與從收發切換器的輸出埠看入的斷路寄生電容共振於一第二預設共振頻率。於另一個實施例，該匹配網路的第一電感器包含晶片內螺旋線。於另一個實施例，該匹配網路更包含第二電感器，耦接於該匹配網路的輸出埠及射頻接收器的輸入埠之間，使得第二電感器與從射頻接收器的輸入埠看入的寄生電容共振於第三預設共振頻率。於另一個實施例，該匹配網路的第二電感器包含晶片內螺旋線。於一個實施例，收發切換器是晶片內建電晶體切換器。

圖1為依據一個實施例的無線通訊裝置的範例方塊圖。參考圖1，無線通訊裝置100，可簡稱為無線裝置，至少包含射頻前端模組（RF frontend module）101及基頻處理器（baseband processor）102。無線裝置100可為任意類型的無線通訊裝置，舉例來說，諸如行動電話、膝上型電腦、平板電腦、網路設備裝置（如物聯網或物聯網設備裝置）等。

於無線電接收器電路中，射頻前端是一種介於天線到混頻器階段（mixer stage）之間的所有電路的泛稱，而射頻前端也包含混頻器階段。它包含接收器中用來處理原始接收到的無線電頻率但還沒有轉換到較低的中頻（Intermediate Frequency IF）的訊號的所有處理訊號元件。於微波及衛星接收器中，稱為低噪訊變頻器（low-noise block LNB）或低雜訊降頻轉換器（low-noise down-converter LND）的元件通常接在天線，使得從天線傳來的訊號能夠轉變為較容易處理的中頻訊號並傳導到接收器中的其他元件。基頻處理器是網路介面中的一種裝置（晶片或晶片中的一部份），管理所有無線電功能（所有需要天線的功能）。

於一個實施例中，射頻前端模組101包含一或多個射頻收發器（RF transceivers），每一者通過數個射頻天線中的一個來傳送及接收特定頻帶中的射頻訊號（如互不重疊頻率範圍的特定範圍）。射頻前端積體電路晶片更包含IQ產生器與/或頻率合成器（frequency synthesizer），耦接於射頻收發器。IQ產生器或產生電路產生並提供本地震盪器（local oscillator LO）訊號給每一個射頻收發器，用於致能射頻收發器來混頻、調變與/或解調變相應頻帶中的射頻訊號。射頻收發器及IQ產生器電路可被整合在單一積體電路晶片中，做為單射頻前端積體電路晶片或組件（package）。

圖2為依據一個實施例的射頻前端積體電路的範例方塊圖。參考圖2，射頻前端101至少包含IQ產生器與/或頻率合成器200，耦接於多頻帶射頻收發器211。收發器211被組態來通過射頻天線221傳送及接收一個或多個頻帶，或者寬廣範圍的射頻頻率範圍內的射頻訊號。於一個實施例，收發器211被組態來從IQ產生器與/或頻率合成器200接收一個或多個LO訊號。LO訊號的產生係根據一個或多個相應頻段。收發器利用LO訊號來進行混頻、調變、解調變，為了達到在相應頻帶中傳送及接收射頻訊號的目的。雖然圖中只顯示一個收發器及天線，但是可以實作多對的收發器及天線，每一對相應於多個頻帶中的一個。

圖3為依據一個實施例的射頻收發器積體電路的方塊圖。參考圖3，射頻收發器300可代表如圖2描述的射頻收發器211。參考圖3，頻率合成器200可代表如圖2描述的頻率合成器200。於一個實施例，射頻收發器300能夠包含頻率合成器300、傳輸器301及接收器302。頻率合成器200通訊性地耦接於傳送器301及接收器302，用來提供LO訊號。傳輸器301能夠針對數個頻段發射射頻訊號。接收器302能夠接收數個頻段的射頻訊號。

接收器302包含低噪訊放大器（low noise amplifier LNA）306、一個或多個混頻器307及一個或多個濾波器308。LNA 306經由天線221從遠端傳輸器接收射頻訊號，並放大接收到的射頻訊號。放大的射頻訊號接著由混頻器307（可稱為下變頻混頻器down-convert mixers）依據IQ產生器317提供的LO訊號解調變。IQ產生器317可代表如上所述IQ產生器/合成器200中的IQ產生器。於一個實施例，IQ產生器317整合到寬頻帶接收器之中，形成單積體電路。解調變後的訊號接著被濾波器308（可為低通濾波器）處理。於一個實施例，傳輸器301及接收器302經由T/R切換器309共用天線310。T/R切換器309組態來在特定時間點於傳輸器301及接收器302之間切換，用來將天線221耦接至傳輸器301或接收器302．雖然圖中只顯示一對傳輸器及接收器，但是可以實作多對的傳輸器及接收器，與/或單獨的接收器。

圖4的方塊圖描述寬頻LNA 306、寬頻IQ混頻器（wideband IQ mixers）307及濾波器308。濾波器308能夠是二級電阻器電容器（如RC-CR）多相濾波器（poly-phase filter）。濾波器308能夠包含增加額外功率增益的一個或多個可變增益中頻放大器。需注意的是，寬頻IQ混頻器307能夠與寬頻IQ產生電路317共設計，成為單一元件。寬頻IQ混頻器307也能夠包含匹配網路310，用來進行LNA 306及混頻器307間的阻抗匹配。

圖5的方塊圖描述根據一個實施例的毫米波寬頻IQ產生電路。參考圖5，寬頻IQ產生電路317能夠在寬廣頻率範圍上根據差分LO訊號（如LO_Ip 及LO_In ）產生IQ訊號（如LO_Ip 、LO_Qp 、LO_In 及LO_Qn ）。IQ產生電路317引入90度相移至LO訊號，用來產生四相位正交（four phase quadrants）的訊號。IQ混頻器接著能夠使用IQ訊號來調變擁有IQ資料的射頻訊號至較低頻率訊號（如IF訊號）。

圖6的方塊圖描述根據一個實施例的寬頻帶IQ混頻器。混頻器是一個具有三個埠的裝置，能夠進行訊號的頻率轉換或調變。對於接收器，混頻器使用LO訊號降頻轉換（或解調變）射頻訊號，用以產生中頻（IF）訊號。參考圖6，混頻器307包含兩個（或雙）平衡式Gilbert混頻器620與621。雙平衡式Gilbert混頻器620與621使用差分LO訊號降頻轉換（或解調變）差分射頻訊號，產生差分IF訊號。例如，混頻器620接收RF_inp 與RF_inn ，以及由毫米波寬頻段IQ產生電路（如圖5的IQ產生器317）產生的差分同相訊號（differential in-phase signals，如LO_Ip 與LO_In ），用於產生IF_lp 與IF_In 。類似地，混頻器621接收RF_inp 與RF_inn ，以及由毫米波寬頻段IQ產生電路（如圖5的IQ產生器317）產生的差分正交訊號（differential quadrature signals，如LO_Qp 與LO_Qn ），用於產生IF_Qp 與IF_Qn 。於一些實施例，混頻器620與621中的每一個能夠包含一個或多個差動放大級。

參考圖6，針對二級差動放大器，放大器能夠包含當做第一級的同源差動放大器（common source differential amplifier），以及當做第二級的閘極耦合差動放大器（gate-coupled differential amplifier）。混頻器620與621中的每一個同源差動放大級能夠接收差動訊號RF_inp 與RF_inn 。混頻器620中的閘極耦合差動放大級能夠接收差動訊號LO_In 與LO_Ip 。混頻器621中的閘極耦合差動放大級能夠接收差動訊號LO_Qn 與LO_Qp 。射頻訊號接著藉由LO訊號被降頻轉換，用來產生IF訊號。第二級能夠包含低通濾波器，作為第一階低通濾波器，用來最小化介入混頻器620與621的高頻噪訊干擾。於一個實施例，低通濾波器可為被動低通濾波器，包含並聯於電容（如電容630）的負載電阻器（load resistor）。於一個實施例，第一級的不同放大器通過差動電感器（如差動電感器633）耦接於第二級差動放大器。於一個實施例，混頻器620與621與毫米波IQ產生電路（如圖5中的毫米波IQ產生電路317）共設計於單晶積體電路（monolithic integrated circuit）。

為共設計的圖5的毫米波IQ產生電路與圖6的寬頻帶IQ混頻器，圖7A顯示依據一個實施例的介於20到45 GHz的LO頻率的轉換增益模擬圖。參考圖7A，在中等的差分功率，如LO訊號在IQ產生電路的輸入端上的差分功率約為-2 dBm時，於LO頻率範圍為23至43 GHz內，IQ混頻器307能夠獲得約大於7dB的降頻轉換增益，並且約小於0.7dB的振幅失配（amplitude mismatch）。

為共設計的圖5的毫米波IQ產生電路與圖6的寬頻帶IQ混頻器，圖7B顯示依據一個實施例的介於0到8 GHz的中頻（IF）的轉換增益模擬圖。參考圖6，混頻器620/621的輸出負載電阻器能夠於輸入電容器630共設計為並聯而形成第一階低通濾波器（first-order low pass filter），輸入電容器630可能是於下一IF放大級（如圖4的IF可變增益放大級308）上看入的寄生電容。參考圖7B，基於共設計的毫米波IQ產生電路與IQ混頻器，於約3.5 GHz的IF頻率上，轉換增益的衰減能夠從約7.6 dB的尖峰增益降低約0.5 dB。

參考圖6，差動電感對633用來拾取兩個差動放大級之間的電流增益。為了達到優異的效能，包含四個電感器，為雙IQ混頻器的各IQ混頻器使用兩個差動電感對。然而，四個電感器會佔據較大的面積。圖8顯示根據一個實施例的差動電感對的三維模型。差動電感對800可以是圖6的差動電感對633。於一個實施例，差動電感對能夠縮小到單一電感器的覆蓋區（footprint），如圖8的差動電感對800。參考圖8，差動電感對800包含兩個螺旋狀電感器，一起折合至單一電感器的尺寸，因為電感對間會形成虛擬接地的現象，所以，地平面（如圍繞電感器的地平面）能夠讓電感對再利用來縮小電感對的尺寸。於一個實施例，差動電感對800中的每一個能夠得到約200pH的電感值。於一個實施例，電感對的覆蓋區約165µm乘85µm。

圖9顯示依據一個實施例的雙平衡式混頻器900，其中的每一個配置如圖8所示的差動電感對。參考圖9，雙平衡式混頻器能為圖6所示的IQ混頻器620與621。如圖9所示，兩個電感對（如，一共四個電感器）各自耦接於第一級放大器與第二級放大器之間。電感對於這兩級間施加電感，用來在毫米波頻率範圍內加強電流增益。差動電感對中的電感器共用虛擬地，並且只需佔據單一電感器的大小。於一個實施例，上述混頻器尺寸約185µm乘252µm。圖10顯示依據一個實施例的多向濾波器（poly-phase filter PPF）電路。PPF 308能夠濾除高頻噪訊並且能夠將上述四個同相及正交訊號重新組合為IF訊號的差分對，如IF_Ip 與IF_In 。於一個實施例，PPF 308包含一個或多個放大級，更用於放大IF訊號。參考圖10，於一個實施例，PPF 308包含三級。第一級包含差動放大器1001，用於增加上述IQ IF訊號（如IF_Ip 、IF_In 、IF_Qp 與IF_Qn ）的功率。第二級包含電阻-電容式與電容-電阻式（RC-CR）PPF 1003。PPF 1003能夠濾除不想要的訊號噪聲，如IF頻率範圍外的高頻躁訊，並且能夠組合上述四個同相及正交訊號，如IF_Ip 、IF_In 、IF_Qp 與IF_Qn ，成為IF訊號的差分對，如IF_Ip 與IF_In 。最後，第三級包含放大器1005，更放大差分IF訊號IF_Ip 與IF_In ，產生IF_out+ 與IF_out- 。放大器1001及放大器1005能為可變增益放大器，允許為PPF電路308進行增益調整。

為如圖4所示的寬頻帶接收器電路（如接收器302），圖11顯示依據一個實施例當IF頻率定在約3.5 GHz時，射頻頻率介於22到39 GHz的映像拒斥比模擬圖。模擬設定包含具有-2到+3dBm的驅動功率的差分LO作為輸入。在IF頻率約3.5 GHz的條件下，對應於射頻頻率從22到39 GHz的寬頻映像拒斥比（imaging rejection ratio IPR）約大於23dB。依據一個實施例，寬頻帶接收器302佔據約1.36mm乘0.65mm的面積。

圖12為依據一個實施例的射頻收發器積體電路的方塊圖。射頻收發器1200能為圖3的收發器300。於一個實施例，射頻收發器1200包含共設計的匹配網路304，耦接於T/R切換器309及接收器302的LNA 306之間。匹配網路304與T/R切換器309及接收器302共設計時，能夠提升接收器302的效能。

圖13A及圖13B顯示依據一個實施例的收發T/R切換器的示例方塊圖。參考圖13A，LNA 306直接耦接T/R切換器309。這裏，LNA 306的輸入阻抗設計來匹配切換器309的輸出阻抗。然而，切換器309及PA 303切換成斷路（off-switches，如Coff）的負載電容會直接載入LNA的輸入端，造成接收器302的效能下降。圖13B顯示LNA 306通過共設計匹配網路304耦接T/R切換器309。網路304能夠包含電感器（如Lmatching），串連於耦接在LNA 306及T/R切換器309之間的電感傳輸線（Tline）。一個或多個電感器能夠與匹配網路看入的負載電容與/或寄生電容共振於一或多個頻率。

圖14A顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路的方塊圖。LNA是一種放大器，能夠在不大幅減損其噪訊比的情況下放大低功率的射頻訊號。參考圖14A，LNA 306包含第一級1401及第二級1402。第一級1401能夠使用源極電感衰退式拓撲（source inductive degeneration topology）實施，用來達到高線性度的寬頻帶輸入匹配，如電晶體M1的源極端點耦接電感器L2。LNA的設計基於電感性衰退共源級，能夠達到低噪訊係數。電感衰退式拓撲包含電晶體M1與M2，以電感器L3分開。電感器L3用來消除電感L3看入的電晶體M1與M2的寄生電容。此外，第一級1401能夠包含可變增益控制，用來調整第一級的增益，從而調整LNA 306的輸入線性度。

對於第二級1402，電晶體M3與M4放大訊號1404。電感器L6插入於電晶體M3與M4之間，用來消除電感器L6看入的電晶體M3與M4的寄生電容。放大的訊號接著由轉換器式貝愣（transformer-based balun）1405從單端成分（single-ended component）轉換為差分（平衡的）成分（如埠Outp與Outn）。貝愣是一種轉換器類型，用來將非平衡訊號轉換為平衡訊號，或相反的轉換。平衡訊號包含兩個振幅相同但相位相反的訊號。非平衡訊號包含相對於接地訊號的單一工作訊號。平衡訊號能夠達成下一級（如混頻器307）的平衡架構，以避免受到RF-LO、LO-IF及RF-IF訊號洩漏的影響。於一個實施例，通過將轉換器式貝愣1405設置於接近輸出埠（如Outp與Outn）的地方可以讓第二級1402中的轉換器式貝愣1405的被動損失保持在最低水準，用來達到低LNA噪訊係數。

圖14B顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路的S-參數（S11）的圖形。圖形1450可以是圖14A中LNA 306的S11描點（S11 plots）。如圖所示的S11描點，可通過調校圖14A的電感器L1與L2來讓LNA 306於26 GHz及34 GHz上有共振。於這兩個共振頻率上的S11約小於-16dB，而約在25到40 GHz的頻率範圍的S11約小於-10dB。

圖15A顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路但其中不包含共設計匹配網路的方塊圖。圖15B顯示依據一個實施例（如圖15A）的範例寬頻帶LNA電路但其中不包含共設計匹配網路的輸入匹配的S-參數（S11）的圖形。在這個案例中，當LNA 306為圖15A所示T/R切換器309及斷開-狀態功率放大器（off-state PA）303的負載時，T/R切換器309的斷開-開關（off-switches）及斷開-狀態PA 303的負載與/或寄生電容會減損整體接收器的效能，如圖15B所示。為T/R切換器309，Ron模化切換電晶體的導通電阻值（on-resistance），並且Coff模化切換電晶體的斷開電容值（off-capacitance）。在約20到49 GHz的頻率範圍（如5G MIMO通訊的工作頻率範圍），整體接收器輸入匹配S11大於-10 dB。換句話說，大部分接收到的訊號是反射的，而不是接收器接收到的，造成於毫米波頻率上得到次佳的效能（如接收器頻寬、轉換增益、靈敏度、噪訊係數等）。

圖16A顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路及共設計匹配網路的方塊圖。圖16B顯示依據一個實施例（如圖16A）的範例寬頻帶LNA電路及共設計匹配網路的輸入匹配的S-參數（S11）的圖形。參考圖16A，匹配網路304包含傳輸線（Tline），橋接T/R切換器309至LNA 306。

於一個實施例，匹配網路304包含電感器Lmatching，用來和T/R切換器309的電容（如Coff）及相關於斷開-狀態功率放大器303的電容共振。參考圖15A，電容C1（約1 pF）通常耦接於LNA的輸入端，用來阻擋接收器接收到的DC訊號，然而，因為在電容C1與電晶體M1的閘極節點看入的寄生電容之間的電容性分壓效應，使得電容C1會造成訊號損失。參考圖16A，於一個實施例，匹配網路304包含電容C2，耦接於傳輸線Tline。在這裏，相反地，電容C2（約270 fF）能夠（1）與傳輸線Tline及串聯閘極電感器L1產生高階共振（high-order resonance），及（2）為接收器前端阻隔DC訊號，但不會造成因為電容分壓產生的訊號損失。

於一個實施例，匹配網路304（可稱為高階電感衰退式匹配網路high-order inductive degeneration matching network）包含多對的電感電容共振組態，其係（1）由T/R切換器的Coff及PA的負載電容與Lmatching共振形成的第一對LC組態，（2）由C2與Tling及L1共振形成的第二對LC組態，及（3）由M1的閘極至源極的寄生電容與電感器L2共振形成的第三對LC組態。因為具有多對的LC共振組態，匹配網路304類似高階chebyshev濾波器，能夠於毫米波達成寬頻帶輸入匹配。例如，參考圖16B，於一個實施例，從圖16A的前端切換器看入的輸入匹配（S11）在約22.5G到42GHz的頻率範圍能夠達到約小於-10 dB。在這裏，相較於圖15B，圖16B的S11包含多個共振頻率，擴展具有T/R切換器的接收器的可用頻寬。

上述說明書中，本發明已經透過實施例的詳細範例進行描述。顯而易見的，在不違反之後請求項的寬廣精神及範圍下，實施例中的舉例可進行各種適應性的修改。據此，說明書及圖示只能視為解說的意涵，而不具有限制性的表示。

100‧‧‧無線裝置

101‧‧‧射頻前端模組

102‧‧‧基頻處理器

200‧‧‧IQ產生器/頻率合成器

211‧‧‧適用於多頻段的多頻帶射頻收發器

221‧‧‧射頻天線

301‧‧‧寬頻帶傳輸器

302‧‧‧寬頻帶接收器

303‧‧‧功率放大器

304‧‧‧共設計匹配網路

306‧‧‧低噪訊放大器

307‧‧‧混頻器

308‧‧‧濾波器

309‧‧‧T/R切換器

317‧‧‧寬頻帶IQ產生器

318‧‧‧匹配網路

620、621‧‧‧Gilbert混頻器

630‧‧‧電容

633‧‧‧電感器

800‧‧‧差動電感對

900‧‧‧雙平衡式混頻器

1001‧‧‧差動放大器

1003‧‧‧RC-CR多向濾波器

1005‧‧‧放大器

1401‧‧‧第一級低噪訊放大器

1402‧‧‧第二級低噪訊放大器

1404‧‧‧訊號

1405‧‧‧轉換器式貝愣

1450‧‧‧描點曲線圖

圖1為依據一個實施例的無線通訊裝置的範例方塊圖。

圖2為依據一個實施例的射頻前端積體電路（RF frontend integrated circuit）的範例方塊圖。

圖3為依據一個實施例的射頻收發器積體電路的方塊圖。

圖4為依據一個實施例的寬頻帶接收器電路的範例方塊圖。

圖5為依據一個實施例的寬頻帶IQ產生電路的方塊圖。

圖6為依據一個實施例的寬頻帶IQ混頻器的方塊圖。

圖7A顯示依據一個實施例之針對圖5的共設計毫米波IQ產生電路及圖6的寬頻帶IQ混頻器於介於20到45 GHz的LO頻率的轉換增益模擬圖。

圖7B顯示依據一個實施例之針對圖5的共設計毫米波IQ產生電路及圖6的寬頻帶IQ混頻器於介於0到8 GHz的中頻（IF）的轉換增益模擬圖。

圖8顯示根據一個實施例的差動電感對的三維模型。

圖9顯示依據一個實施例的雙平衡式混頻器，其中的每一個配置差動電感對。

圖10顯示依據一個實施例的多向濾波器（poly-phase filter PPF）電路。

圖11顯示依據一個實施例，為圖4的寬頻帶接收器電路，當IF頻率定在約3.5 GHz時，射頻頻率介於22到39 GHz的映像拒斥比模擬圖。

圖12為依據一個實施例的射頻收發器積體電路的方塊圖。

圖13A及圖13B顯示依據一個實施例的收發T/R切換器的示例方塊圖。

圖14A顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路的方塊圖。

圖14B顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路的S-參數（S11）的圖形。

圖15A顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路但其中不包含共設計匹配網路的方塊圖。

圖15B顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路但其中不包含共設計匹配網路的輸入匹配的S-參數（S11）的圖形。

圖16A顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路及共設計匹配網路的方塊圖。

圖16B顯示依據一個實施例的範例寬頻帶LNA電路及共設計匹配網路的輸入匹配的S-參數（S11）的圖形。

Claims (9)

1. 一種射頻前端電路，包含： 一射頻接收器； 一收發切換器；以及 一高階電感衰退式匹配網路，耦接於該收發切換器及該射頻接收器的一輸入埠之間，其中該高階電感衰退式匹配網路匹配該射頻接收器及該收發切換器的阻抗，以及該高階電感衰退式匹配網路共振於多個預設共振頻率。
2. 如請求項1所述的射頻前端電路，其中該高階電感衰退式匹配網路包含電容器，串接一電感傳輸線，共振於一第一預設共振頻率。
3. 如請求項1所述的射頻前端電路，其中該高階電感衰退式匹配網路的一電容器的一第一端點耦接於該高階電感衰退式匹配網路的一輸入埠，該電容器的一第二端點耦接於一電感傳輸線的一第一端，以及該電感傳輸線的一第二端耦接於該高階電感衰退式匹配網路的一輸出埠。
4. 如請求項1所述的射頻前端電路，其中串聯連接的該電容器包含具有間距的一傳輸線。
5. 如請求項2所述的射頻前端電路，其中該電感傳輸線是一微帶傳輸線。
6. 如請求項3所述的射頻前端電路，其中該高階電感衰退式匹配網路包含一第一電感器，耦接於該高階電感衰退式匹配網路的該輸入埠及一地平面之間，以及該第一電感器與從該收發切換器的該輸出埠看入的斷路寄生電容共振於一第二預設共振頻率。
7. 如請求項6所述的射頻前端電路，其中該高階電感衰退式匹配網路的該第一電感器包含一晶片內螺旋線。
8. 如請求項7所述的射頻前端電路，其中該高階電感衰退式匹配網路包含一第二電感器，耦接於該高階電感衰退式匹配網路的該輸出埠及該射頻接收器的一輸入埠之間，使得該第二電感器與從該射頻接收器的該輸入埠看入的寄生電容共振於一第三預設共振頻率。
9. 如請求項8所述的射頻前端電路，其中該高階電感衰退式匹配網路的該第二電感器包含一晶片內螺旋線。