CN104980114B - 用于通信系统的功率放大器电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种功率放大器，其包括：输入端，其用于接收要被放大的RF信号；至少一个功率放大电路模块，其与所述输入端电连接以用于放大所述RF信号；至少一个偏置电路，其与所述至少一个功率放大电路模块电连接以用于补偿所述RF信号的失真从而大体上线性地放大所述RF信号；以及输出端，其被布置成输出所述放大的RF信号。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于通信系统的功率放大器电路，尤其涉及但不局限于一种同时支持时分双工(TDD)和频分双工(FDD)工作模式的双模单片式微波集成电路(MMIC)功率放大器。
背景技术
随着电信技术的快速发展以及消费者对于高速可靠的通信网络的渴求，用于移动设备的长期演进(LTE或4G LTE)网络通信技术在市场中正迅速取得上升势头。
近期的市场调查显示，在全世界，LTE用户的数量正在呈指数增长。受全世界的这种巨大市场潜力所驱动，相信在未来几年，对于用于移动设备的LTE功率放大器电路的需求将会有指数式增长。
用于LTE移动设备的现有功率放大器模块在制造和性能方面仍旧存在很大的提升空间。具体地说，有必要发展功耗减小且集成度提升的更廉价和更小型的功率放大器电路，以便充分利用LTE网络的潜力，并使下一代移动手持终端能够变得更加紧凑且运行效率更高。
附图说明
现在将参考附图来举例描述本发明的实施例，其中：
图1是根据本发明的一个实施方式的功率放大器；
图2显示了图1的功率放大器被封装在16引脚QFN封装中并被安装在FR-4板上，以及显示了根据本发明的一个实施方式的图1的功率放大器的裸片(die)显微图像；
图3是显示了根据本发明的一个实施方式的集成了图1的功率放大器的16引脚QFN封装的示意图；
图4是显示了图1中的功率放大器在1980兆赫(FDD)和1900兆赫(TDD)时的增益和DC电流消耗(功率级)相对于输出功率的变化的图表；
图5是显示了图1中的功率放大器在不同的频率的反射系数S11，S22，以及插入损耗S21的图表；
图6是显示了在图1中的功率放大器的上行链路频率1980MHz(FDD)和1900MHz(TDD)上使用20MHz 64-QAM SC-FDMA调制的情况下误差矢量幅度相对于输出功率的变化的图表。
发明内容
根据本发明的第一方面，所提供的是一种功率放大器，其包括：输入端，其用于接收要被放大的RF信号；至少一个功率放大电路模块，其与所述输入端电连接以用于放大所述RF信号；至少一个偏置电路，其与所述至少一个功率放大电路模块电连接以用于补偿所述RF信号的失真从而大体上线性地放大所述RF信号；以及输出端，其被布置成输出所述放大的RF信号。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器的至少一部分被布置在集成无源器件芯片上。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器进一步包括布置在所述输入端的输入匹配电路，以及布置在所述输出端的输出匹配电路。
在第一方面的一个实施方式中，所述输入匹配电路和所述输出匹配电路都是低通配置以向所述功率放大器提供带通响应。
在第一方面的一个实施方式中，所述输出匹配电路包括与一个或多个电容器耦合的微带线。
在第一方面的一个实施方式中，所述至少一个偏置电路被布置在所述输入端和所述至少一个功率放大电路模块之间。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器包括两个或更多的功率放大电路模块以用于按阶段地补偿所述RF信号的失真。
在第一方面的一个实施方式中，所述偏置电路被布置在两个功率放大电路模块之间。
在第一方面的一个实施方式中，所述偏置电路被布置在所述两个或更多的功率放大电路模块的每一个之间。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器进一步包括级间匹配电路，所述级间匹配电路被布置在至少两个所述功率放大电路模块之间。
在第一方面的一个实施方式中，所述级间匹配电路是包括至少一个电容器和至少一个电感器的高通电路。
在第一方面的一个实施方式中，每个所述至少一个功率放大电路模块包括异质结双极晶体管功率放大器。
在第一方面的一个实施方式中，每个所述至少一个偏置电路包括具有一个晶体管和一个分路电容器的线性化电路。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器进一步包括检测电路，所述检测电路被布置在所述至少一个功率放大电路模块和所述输出端之间，以用于将所述放大的RF信号反馈到与输入端连接的收发机或所述功率放大器的基带。
在第一方面的一个实施方式中，所述RF信号是在所述输入端从收发机接收的并且所述RF信号被OFDMA调制。
在第一方面的一个实施方式中，所述放大的RF信号在输出端被发送到天线以进行辐射传输。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器适于在时分双工TDD模式和频分双工FDD模式下操作。
在第一方面的一个实施方式中，对于所述时分双工TDD模式，所述功率放大器适于在E-UTRA频段1中在约为1920-1980兆赫操作，而对于所述频分双工FDD模式，所述功率放大器适于在频段33中在约为1900-1920兆赫操作。
在第一方面的一个实施方式中，所述功率放大器被封装在16引脚QFN封装中。
根据本发明的第二个方面，所提供的是一种通信设备，其包括根据本发明的第一方面的功率放大器。
具体实施方式
本发明涉及一种用于第三代合作伙伴项目(3GPP)长期演进(LTE)应用的时分双工(TDD)/频分双工(FDD)双模高线性和高效率的功率放大器单片微波集成电路(MMIC)。优选地，在本发明中的功率放大器利用了InGaP/GaAs异质结双极晶体管(HBT)工艺，并且被适配成在用于FDD模式的E-UTRA频带1(1920-1980MHz)中以及在用于TDD模式的频段33(1900-1920MHz)中操作。
在不希望被理论所束缚的情况下，通过研究和试验，发明人相信，长期演进(LTE)正在成为下一代无线宽带网的领先技术，并且为4G技术奠定了基础。在提升频谱效率方面，所有的4G技术都具有类似的目标，其中带宽最大的系统提供了最高的单用户数据速率。LTE为下行链路使用的是正交频分多址(OFDMA)，为上行链路使用的则是单载波频分多址(SC-FDMA)。选择OFDMA是因为其具有很高的数据速率容量以及很高的频谱效率，而选择SC-FDMA则是因为其具有较低的峰均功率比(PAPR)，由此最大限度地延长移动设备的电池寿命。LTE以20MHz的带宽实现了100Mbps的峰值下行链路数据速率和50Mbps的峰值上行链路数据速率。功率放大器(PA)是LTE系统的一个关键组件，其对通信质量、通话时间以及电池寿命都有着很大的影响。
通过研究和试验，发明人还想到，射频互补金属氧化物半导体(RF CMOS)和硅-锗双极性互补金属氧化物半导体(SiGeBiCMOS)是适用于功率放大器设计的工艺。
具体地，RF CMOS正在变得更加成熟，并且已被用在了众多的无线系统和标准中。然而，RF CMOS解决方案的当前缺陷在于其4G PA性能相对较差。对于4G WiMAX应用来说，CMOS PA在用于2.3GHz-2.4GHz频段操作的23dBm的输出功率上会显示出12％的线性效率。对于4G LTE应用来说，CMOS三叶型DAT PA在用于930MHz操作的25dBm的输出功率上会显示出15％的线性效率。其明显低于商用4G PA所报告的接近于20％的效率。使用数字预失真(DPD)业已显示出了提升的CMOS PA线性输出功率和效率，但其加入了更高的系统复杂度，并且需要基带集成电路(IC)与PA IC之间的紧密协作。
另一方面，SiGeBiCMOS IC技术提供了将用于下一代4G(WiMAX，LTE)RF前端(PA、T/R开关和LNA)的所有有源RF元件全都集成在一个IC中的可能性。在过去数年，在文献和产品中业已广泛记载了线性4G/WLAN SiGePA的性能。SiGe 4G前端IC的一个优点在于能够将智能控制和数字通信集成在一起，以便为4G RF前端IC提供可编程性以及动态优化。然而，对于4G WiMAX应用来说，SiGeBiCMOS PA在用于2.3GHz-2.7GHz频段操作的25dBm的输出功率上显示出了18％的效率，这一点要好于RF CMOS PA，但其性能与GaAs PA的相比仍旧相对较差。
在一个实施方式中的功率放大器的设计与实施
如图1所示，所提供的是一个功率放大器100，其包括：输入端RFin，其用于接收要被放大的RF信号；至少一个功率放大电路模块(HBT1,HBT2,HBT3)，其与所述输入端电连接以用于放大所述RF信号；至少一个偏置电路(偏置1,偏置2,偏置3)，其与所述至少一个功率放大电路模块(HBT1,HBT2,HBT3)电连接以用于补偿所述RF信号的失真从而大体上线性地放大所述RF信号；以及输出端RFout，其被布置成输出所述放大的RF信号。在一个实施方式中，功率放大器100可集成在通信设备(未示出)诸如移动电话中。
如图1所示，功率放大器100包括单片微波集成电路(MMIC)。该MMIC包括被布置成接收要被放大的RF信号的输入端RFin。在一个实施方式中，该要被放大的RF信号由连接在输入端RFin的收发器提供，并且该RF信号来自基带且被OFDMA调制。该MMIC进一步包括被布置成输出被放大的RF信号的输出端RFout。在一个实施例中，输出端RFout与天线可操作地连接以用于将被放大的RF信号发送到天线从而将信号辐射传输到自由空间。
继续参考图1，该功率放大器100包括进一步包括多个功率放大电路模块HBT1，HBT2，HBT3。在本实施例中，有三个功率放大电路模块。然而，在其他实施例中，功率放大器100可具有任何其它数量的功率放大电路模块。优选地，每个功率放大电路模块HBT1，HBT2，HBT3都包括一个异质结双极晶体管功率放大器以用于按阶段地放大该RF信号。在一个实施方式中，功率放大器100还包括输入匹配网络(未示出)和输出匹配网络。优选地，所述输入和输出匹配网络采用的是低通匹配，以使功率放大器100实现带通响应。在本实施例中，输出匹配网络包括布置在两个并联电容器之间的微带线，以及一个附加的输出电容器。
在本实施例中，由于功率级HBT(HBT1,HBT2,HBT3)的偏置点会依照很大的RF输入功率而改变，因此，与功率放大器100中的基极偏置电路相关的设计对于获取高数值的P1dB(1dB压缩点输出功率)而言是非常重要的。在本发明中，对于高线性的功率放大来说，有必要对随着输入功率增大而提供负值振幅和正相位偏差的振幅-振幅(AM-AM)以及振幅-相位(AM-PM)失真进行补偿。为了有效补偿这种失真，在功率放大器100上提供了多个偏置电路。在本实施方式中，功率放大器100包括三个偏置电路(偏置1，偏置2，偏置3)。第一偏置电路(偏置1)被布置在第一功率放大电路模块HBT1和输入端RFin之间。第二和第三偏置电路(偏置2，偏置3)分别被布置在第一和第二功率放大电路模块(HBT1,HBT2)之间以及在第二和第三功率放大电路模块(HBT2,HBT3)之间。然而，在其他实施方式中，功率放大器100可以设置任何其它数目的偏置电路。
如图1所示，偏置电路(偏置1，偏置2，偏置3)每个都包括在片上的线性化电路。优选地，该线性化电路包括一个有源偏置晶体管(HBT4)的基极-发射极二极管以及一个用于短路/短接被插入的RF信号的电容器(Cb)。该线性化电路的电容器(Cb)以及晶体管(HBT4)的基极-发射极二极管被布置成补偿由于输入功率电平增大所造成的RF放大器(HBT3)的基极偏置电压的减小。在一个实施例中，补偿基极偏置电压的处理是依照以下步骤执行的：
-电容器Cb在RF频率上减小提供到线性化电路的阻抗；
-增大泄漏至线性化电路的RF功率量；
-经过整流而被提供给线性化电路的dc电流造成HBT4的基极与发射极之间的电压下降；以及
-基于以下等式，由该电压下降来补偿HBT1,HBT2,HBT3的降低的基极偏压：
VBEN＝VREFN-IBR-VBE4(N＝1,2,3)
在本实施方式中，级间匹配电路被布置在第二和第三功率放大电路模块(HBT2,HBT3)之间。优选地，所述级间匹配电路是高通电路，其具有以T形布置的两个串联电容器和一个连接在它们之间的并联电感器。优选地，检测电路进一步被布置在所述第三功率放大电路模块(HBT3)与输出匹配网络之间。在本实施方式中的检测电路被布置以用于将被放大的RF信号反馈到与输入端连接的收发机或功率放大器的基带。
图2显示了图1的功率放大器100被封装在16引脚QFN封装中并被安装在FR-4板上，以及显示了根据本发明的一个实施方式的图1的功率放大器100的裸片(die)显微图像250。在本实施方式中，功率放大器100是利用WIN InGaP/GaAs异质结双极晶体管(HBT)工艺制成的。在本实施方式中，功率放大器芯片的尺寸是约1.1毫米x1毫米，封装尺寸为约3毫米x3毫米。
图3显示了集成了图1的功率放大器100的16引脚QFN封装300。如图3所示，功率放大器100被集成在16引脚QFN封装300中，并且其至少一部分的组件被布置在集成无源器件芯片302中。
关于测量结果的示例
图4是显示了图1中的功率放大器100在不同输出功率上的放大器增益和DC电流消耗(功率级)变化的图表。该图表是使用与功率放大器100连接的信号发生器和频谱分析仪来进行连续波(CW)音调测量而获得的。如图4所示，在P1dB点上获得了31.7dBm的输出功率以及大约1200mA的DC电流消耗(功率级)。
图5是显示了图1中的功率放大器100在不同的频率的反射系数S11，S22，以及插入损耗S21的图表。该图的测量结果是使用与功率放大器100连接的网络分析仪而获得的，而小信号测量是以3.3V的供给电压来在PA上执行的。该功率放大器100被发现从1900MHz到1980MHz具有32dB的峰值增益，并且在1350MHz上具有3-dB增益带宽。该输出匹配在所关注的整个波段上都要好于-7.6dB。
此外，在这里还在1900MHz和1980MHz用连续波(CW)音调测量了图1中的功率放大器100的大信号性能。该大信号的性能测试是使用与功率放大器100连接的信号发生器和频谱分析仪而进行的。虽然在图中没有具体显示结果，但是测量得到的Psat是32dBm，并且P1dB是31.7dBm。在1900MHz，峰值功率附加效率(PAE)是36.2％，而在1980MHz上则是35.4％。
通过研究和试验，发明人还想到，对于FDD/TDD LTE来说，其关键的线性度指标是差错矢量幅度(EVM)以及频谱发射屏蔽(SEM)，并且通常功率放大器的EVM要求被设置成大约4％。
为了确定图1的功率放大器100的线性度性能，在这里使用了具有BHE选项的Agilent EXA N9010A信号分析器(9kHz-26.5Ghz)来执行EVM和SEM测量。
图6描述的是以3％的EVM为参考且在典型的上行链路频率1980MHz(FDD)和1900MHz(TDD)上使用20MHz频段的64-QAM SC-FDMA调制的情况下误差矢量幅度EVM相对于输出功率的变化的结果。如图6所示，对于GaAs 4G PA来说，测量到的SEM为20MHz64-QAM上行链路信号。该PA在1900MHz-1980MHz符合3GPP LTE FDD/TDD的SEM。
此外，对于图1的功率放大器100来说，在使用20MHz 64-QAM SC-FDMA调制的情况下，处于1980MHz的FDD频谱发射屏蔽量度(Pout＝27.5dBm，EVM是2.9％)和处于1900MHz的TDD频谱发射屏蔽量度(Pout＝24dBm，EVM是2.97％)都在红色限度以下。换句话说，图1的功率放大器100通过了SEM测试。
本发明可以通过使用InGaP/GaAs HBT工艺来提供用于3GPP LTE应用的FDD/TDD双模高线性和高效率的PA MMIC，其中对于FDD来说，所述PA MMIC工作在E-UTRA频段1(1920-1980MHz)，而对TDD来说则是在频段33(1900-1920MHz)上操作的。在使用被64-QAM调制的20MHz带宽的SC-FDMA信号来进行测试时，与任何RFCMOS PA以及SiGeBiCMOS PA相比，本发明的功率放大器在满足频谱发射屏蔽的同时，在上行链路频段上以高于20％的PAE和小于3％的EVM来实现27dBm的线性功率。
本发明的实施方式在两个方面是特别有利的。首先，在MMIC功率放大器100布置偏置电路允许保持该被放大的RF信号(或在功率放大级之间的中级放大的RF信号)的线性度。其次，将功率放大部件的至少一部分布置在集成无源器件芯片上允许一个高度紧凑，且具有增强的集成能力的放大器。对本领域技术人员来说，基于上述公开，本发明在成本、结构、功能、效率和效能方面的其他优点都是显而易见的。
本领域技术人员将会了解，在不脱离广义描述的本发明的实质或范围的情况下，对本发明可以进行众多的变化和/或修改。由此，本实施例在所有方面都应被视为说明性而不是限制性的。
除非另有指示，否则不应将这里所包含的关于现有技术的任何引用看作是认可该信息是公知常识。
Claims (12)
1.一种用于3GPP LTE应用的功率放大器，包括：
输入端，其用于接收要被放大的RF信号；
第一功率放大电路模块，所述第一功率放大电路模块包括第一异质结双极晶体管功率放大器，所述第一功率放大电路模块与所述输入端电连接以用于放大所述RF信号；
第二功率放大电路模块，所述第二功率放大电路模块包括第二异质结双极晶体管功率放大器，所述第二功率放大电路模块与所述第一功率放大电路模块电连接以进一步放大所述第一功率放大电路模块放大的所述RF信号；
第三功率放大电路模块，所述第三功率放大电路模块包括第三异质结双极晶体管功率放大器，所述第三功率放大电路模块与所述第二功率放大电路模块电连接以进一步放大所述第二功率放大电路模块放大的所述RF信号；
级间匹配电路，所述级间匹配电路被布置在所述第二功率放大电路模块和所述第三功率放大电路模块之间；
第一偏置电路，所述第一偏置电路电连接在所述输入端和所述第一功率放大电路模块之间，所述第一偏置电路包括具有晶体管和分路电容器的线性化电路；
第二偏置电路，所述第二偏置电路电连接在所述第一功率放大电路模块和所述第二功率放大电路模块之间，用于补偿所述RF信号的失真从而大体上线性地放大所述RF信号，所述第二偏置电路包括具有晶体管和分路电容器的线性化电路，所述线性化电路被布置成补偿所述第二异质结双极晶体管功率放大器的减小的基极偏置电压；
第三偏置电路，所述第三偏置电路电连接在所述第二功率放大电路模块和所述第三功率放大电路模块之间，用于补偿所述RF信号的失真从而大体上线性地放大所述RF信号，所述第三偏置电路包括具有晶体管和分路电容器的线性化电路，所述线性化电路被布置成补偿所述第三异质结双极晶体管功率放大器的减小的基极偏置电压；
输出端，其被布置成输出放大的RF信号；以及
检测电路，包括二极管，所述检测电路被布置在所述第二功率放大电路模块和所述输出端之间，以用于将所述放大的RF信号反馈到与所述输入端连接的收发机或所述功率放大器的基带。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述功率放大器的至少一部分被布置在集成无源器件芯片上。
3.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述功率放大器进一步包括布置在所述输入端的输入匹配电路，以及布置在所述输出端的输出匹配电路。
4.根据权利要求3所述的功率放大器，其中，所述输入匹配电路和所述输出匹配电路都是低通配置以向所述功率放大器提供带通响应。
5.根据权利要求3所述的功率放大器，其中，所述输出匹配电路包括与一个或多个电容器耦合的微带线。
6.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述级间匹配电路是包括至少一个电容器和至少一个电感器的高通电路。
7.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述RF信号是在所述输入端从收发机接收的并且所述RF信号被OFDMA调制。
8.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，在所述输出端的所述放大的RF信号被发送到天线以进行辐射传输。
9.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述功率放大器适于在时分双工模式和频分双工模式下操作。
10.根据权利要求9所述的功率放大器，其中，对于所述时分双工模式，所述功率放大器适于在E-UTRA频段1中在1920-1980兆赫操作；而对于所述频分双工模式，所述功率放大器适于在频段33中在1900-1920兆赫操作。
11.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述功率放大器被封装在16引脚QFN封装中。
12.一种通信设备，其包括根据权利要求1所述的功率放大器。
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